EP1987588A1 - Integrierter abstimmbarer schwingkreis - Google Patents

Integrierter abstimmbarer schwingkreis

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Publication number
EP1987588A1
EP1987588A1 EP07723857A EP07723857A EP1987588A1 EP 1987588 A1 EP1987588 A1 EP 1987588A1 EP 07723857 A EP07723857 A EP 07723857A EP 07723857 A EP07723857 A EP 07723857A EP 1987588 A1 EP1987588 A1 EP 1987588A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
resonant circuit
inductive element
parallel
circuit according
capacitive
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP07723857A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Samir El Rai
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Microchip Technology Munich GmbH
Original Assignee
Atmel Duisburg GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Atmel Duisburg GmbH filed Critical Atmel Duisburg GmbH
Publication of EP1987588A1 publication Critical patent/EP1987588A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
    • H03J3/00—Continuous tuning
    • H03J3/20—Continuous tuning of single resonant circuit by varying inductance only or capacitance only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
    • H03J2200/00—Indexing scheme relating to tuning resonant circuits and selecting resonant circuits
    • H03J2200/15—Tuning of resonator by means of digitally controlled inductor bank

Definitions

  • the present invention relates to an integrated tunable resonant circuit according to the preamble of claim 1.
  • the invention further relates to a voltage controlled oscillator and an integrated circuit.
  • the invention is in the field of integrated circuits (IC). It is particularly in the field of integrated tunable tank circuits for providing a high frequency output signal having a (target) frequency dependent on a control signal.
  • IC integrated circuits
  • resonant circuits are widely used in radio frequency (RF) circuits such as voltage controlled oscillators, amplifiers, tuners, etc. in transceivers of telecommunication systems.
  • RF radio frequency
  • US Pat. No. 6,778,022 B1 discloses an LC parallel resonant circuit (FIG. 2A) whose oscillation frequency is adjusted (tuned) by correspondingly changing the value of variable capacitances of the parallel resonant circuit.
  • capacitors with the aid of digitally controlled switching elements which are connected in series with each capacitor, individually connected to the resonant circuit or not connected thereto (Fig. 3).
  • the disadvantage here is that the switching elements in the closed state represent a non-negligible series resistance, which affects the quality of the resonant circuit. If the width of the switching elements is increased in order to increase the quality, however, the stray capacitance of the switching elements increases.
  • the total capacitance of the resonant circuit increases, so that the maximum adjustable frequency and thus the width of the tuning range, in which the frequency can be adjusted, decreases.
  • An increase in quality can only be achieved at the expense of tunability or an improvement in tunability only at the expense of the quality of the resonant circuit.
  • the invention has for its object to provide simple and inexpensive to implement integrated resonant circuits and voltage controlled oscillators, which have improved tunability without compromising the quality and / or higher quality without limitation of tunability and robust against noise interference of Control signal are, so that efficient integrated circuits can be realized low cost.
  • this object is achieved by a resonant circuit having the features of patent claim 1, a voltage-controlled oscillator having the features of patent claim 20 and by an integrated circuit having the features of patent claim 21.
  • the integrated tunable oscillating circuit according to the invention for providing a high-frequency output signal with a frequency dependent on a control signal includes (A) a parallel resonant circuit having a first inductive element and an output for providing the high-frequency output signal, (B) a switching unit having a controlled path and a control connection to Switching between states, wherein the switching unit is designed to have a predominantly capacitive behavior in a first state (OFF) and a predominantly resistive behavior in a second state (ON), and (C) a second inductive element which can be coupled to the first inductive element in a transformer-like manner , wherein (D) the resonant circuit is configured to control the control terminal of the switching unit in response to the control signal and (E) the controlled path is connected in parallel to the second inductive element.
  • the voltage-controlled oscillator according to the invention has at least one such resonant circuit.
  • the integrated circuit according to the invention has at least one such oscillating circuit and / or at least one such voltage-controlled oscillator.
  • the essence of the invention is, in addition to the (first) parallel resonant circuit to provide at least one further turn-off (second) parallel resonant circuit whose (second) inductive element is transformer coupled to the (first) inductive element of the first parallel resonant circuit and the parallel to the second inductive element Switching unit having a controlled path which is connected in parallel to the second inductive element.
  • the effective inductance value of the first inductive element and thus the frequency of the output signal change due to the transformer coupling.
  • This way will advantageously achieves improved tunability without degrading the quality and / or higher quality without compromising tunability.
  • a higher robustness against noise disturbances of the control signal is made possible.
  • it is advantageously made possible to keep the resonant circuit resistance constant at resonance and the amplitude of the output signal, for example, in a voltage-controlled oscillator during the tuning process.
  • the capacitive behavior of the switching unit is based entirely on a capacity of the controlled path in the first state.
  • Such a resonant circuit is particularly easy to implement.
  • the capacitive behavior of the switching unit is based on the capacitance of the controlled path in the first state and a capacitive unit connected in parallel with the controlled path.
  • the total capacitance value of the switching unit can advantageously be kept constant for a variable value of the capacitance of the controlled path.
  • advantageously particularly high resonant circuit qualities can be achieved.
  • the switching unit preferably has a field-effect transistor whose drain-source channel forms the controlled path and whose gate terminal is connected to the control terminal. Such a resonant circuit is very inexpensive to realisiseren and requires little chip area.
  • the switching unit has a microelectromechanical switching element. In this way, advantageously very small values of the ohmic resistance and thus very high quality in the on state are possible.
  • the (first) parallel resonant circuit has a first capacitive unit connected in parallel with the first inductive element and having a preferably adjustable capacitance value.
  • the resonant circuit is configured to set the adjustable capacitance value of the first capacitive unit as a function of at least one further control signal.
  • Such a resonant circuit has a particularly wide tuning range and / or a particularly high frequency resolution during tuning.
  • the first capacitive unit is a parasitic capacitance. Such a resonant circuit is particularly easy to implement.
  • the switching unit has a second capacitive unit connected in parallel with the controlled path.
  • the total capacitance value of the switching unit can advantageously be kept constant for a variable value of the capacitance of the controlled path. In this way, advantageously particularly high resonant circuit qualities can be achieved.
  • the second capacitive unit has an adjustable capacitance value and the resonant circuit is configured to set the adjustable capacitance value of the second capacitive unit as a function of at least one further control signal.
  • a resonant circuit has a particularly wide tuning range and / or a particularly high frequency resolution during tuning.
  • the second inductive element has two series-connected inductive sub-elements and at the connection point of the inductive sub-elements, a first potential value can be applied when the switching unit is in the first state, and a different second potential value when the switching unit in the second State is. In this way, advantageously particularly high resonant circuit qualities and increased robustness of the control signal with respect to noise can be achieved.
  • a third inductive element which can be coupled in a transforming manner with the first inductive element and a second switching unit connected in parallel with the third inductive element is provided with a second controlled path, wherein the second controlled path is connected in parallel to the third inductive element.
  • At least one first resonant circuit and a second resonant circuit are provided according to one of the preceding claims, wherein a split parallel resonant circuit of the second resonant circuit is connected in parallel to the first inductive element of the first resonant circuit.
  • the frequency resolution of the resonant circuit is advantageously finer.
  • several output signals are provided in this way, which differ in their amplitude.
  • the integrated circuit is designed as a monolithic integrated circuit, as a hybrid circuit or as a multilayer ceramic circuit.
  • FIG. 1 shows a first embodiment of a resonant circuit according to the invention
  • FIG. 2 shows an embodiment of the switching unit of FIG. 1
  • FIG. 1 shows a first embodiment of a resonant circuit according to the invention
  • FIG. 2 shows an embodiment of the switching unit of FIG. 1
  • FIG. 3 shows a second embodiment of a resonant circuit according to the invention (top view); 4 shows a third exemplary embodiment of a resonant circuit according to the invention (top view);
  • Fig. 5 shows a fourth embodiment of a resonant circuit according to the invention (plan view).
  • FIG. 1 shows a circuit diagram of a first exemplary embodiment of a resonant circuit according to the invention.
  • the resonant circuit 10 has a first parallel resonant circuit 11 and a second oscillatory resonant circuit 12 which can be switched off.
  • the first parallel resonant circuit 11 includes a first inductive element L1 and a first capacitive unit C1 connected in parallel.
  • the high-frequency output signal yRF provided by the oscillating circuit 10 with appropriate excitation which has a (target) frequency f ⁇ , for example in the gigahertz range (tunable, for example, from 10 GHz to 14 GHz), can e.g. be tapped at the terminals of the capacitive unit C1.
  • the capacitive unit C1 preferably has an adjustable capacitance value that is set with the aid of at least one control signal vt1.
  • the capacitive unit C1 may, for example, comprise a unit with a continuously variable capacitance value, such as a varactor, capacitance, metal oxide semiconductor (MOS) diode or a MEM varactor (microelectromechanical) or / and a unit with a step-wise variable capacitance value , for example as switched MIM capacitor (metal insulator metal), switched polycap or as a switched capacitor-to-capacitor converter (CDAC) is executed.
  • the capacitive unit C1 preferably has a varactor diode and a capacitor bank connected in parallel.
  • the capacitive unit C1 may have a fixed capacitance value.
  • the capacitive unit C1 is a parasitic capacitance, for example, of a reinforcing element with which the resonant circuit according to the invention is used, for example, in a voltage-controlled oscillator.
  • the turn-off second parallel resonant circuit 12 has a parallel circuit of a second inductive element L2 and a switching unit S1.
  • the second inductive element L2 is transformer-coupled (inductively) to the first inductive element L1, which is illustrated in FIG. 1 by double arrows and the coupling inductance M.
  • the switching unit S1 has a controlled path 15, a control terminal 16 for switching the controlled route between a switched off / opened
  • the controlled path 15 is thus connected directly in parallel to the second inductive element L2.
  • the control signal vt2 is present at the control connection 16, so that the switching unit S1 or the controlled path 15 depends on the
  • Control signal vt2 is controlled and so between the states ON and OFF changes.
  • the switching unit S1 In the open state (OFF), the switching unit S1 has a predominantly capacitive behavior, while in the closed state (ON) exhibits a predominantly resistive behavior. This means that in the opened state the capacitive and in the closed state the resistive behavior predominates.
  • the capacitive behavior of the switching unit S1 is based here on the capacitance C_off of the controlled path 15 in the OFF state and possibly the capacitance of the capacitive unit C2, while the resistive behavior is due to the ohmic resistance Ron of the controlled path 15 in the ON state.
  • the capacitive unit C2 preferably has a fixed capacitance value and is designed, for example, as a MIM capacitor or as a distributed capacitance. Alternatively, it may have an adjustable capacitance value and be embodied, for example, as a varactor, MEM varactor, switched MIM capacitor and / or switched capacitor bank.
  • the resonant circuit according to the invention-as illustrated in FIG. 1- is implemented differentially and therefore provides a differential output signal yRF whose frequency f ⁇ depends on the control signals vt1 and vt2. If the first inductive element L1 is subdivided-as likewise shown in FIG.
  • the resonant circuit according to the invention may not be implemented as single ended.
  • the inductive elements L1, L2 are preferably designed as arranged in one or more metallization levels of an integrated circuit conductor loops. Alternatively, it can also be bonding wires or other connecting means, such as e.g. small solder balls, flip-chip transitions, etc. act.
  • FIG. 2 shows a preferred embodiment of the switching unit S1 with a field effect transistor (MOSFET).
  • the field effect transistor T1 has a drain
  • Terminal T1 D a source terminal T1S and a gate terminal T1G on.
  • the drain-source channel of the field effect transistor T1 forms the controlled path 15
  • the gate terminal T1G is connected to the control terminal 16, so that the control signal vt2 is applied to the gate terminal T1G.
  • Drain-source channel mainly a capacitance C_off, which is shown in dashed lines in Fig. 2 and referred to as drain-source capacitance C_DS.
  • the transistor T1 or its drain-source channel represents predominantly a resistor Ron.
  • the switching unit S1 has a microelectromechanical switching element (MEM) instead of a field effect transistor.
  • MEM microelectromechanical switching element
  • the switching unit S1 In the closed state (ON), the switching unit S1 short-circuits the second inductive element L2 and thus largely prevents the formation of a magnetic field. This reduces the inductance value of the first inductive element to the effective inductance value
  • L1_eff L1 - M 2 / L2 ⁇ L1, (1)
  • M denotes the coupling inductance
  • L1 the inductance values of the first and second inductive elements, respectively.
  • Ron of the controlled track 15 should be as small as possible.
  • the inductance value of the first inductive element increases effectively when the expression ⁇ 2 L 2 C 2_res is less than one, ie
  • the maximum adjustable frequency of the resonant circuit increases, while by the effective increase according to equation (2) and (3) the minimum adjustable frequency decreases.
  • the tuning range of the resonant circuit thus increases.
  • increases in the value of the coupling inductance M lead to a widening of the tuning range.
  • the setting of the target frequency f ⁇ of the output signal yRF is effected in the oscillating circuit according to FIGS.
  • Such a division of the frequency tuning of a resonant circuit into a direct tuning of a resonant circuit capacitance (C1) and an indirect tuning of a resonant circuit inductance (L1_eff) by a capacitively tunable and transformerically (inductively) coupled second resonant circuit (12) opens up the possibility of achieving a required overall tunability (width of the resonant circuit) Area of the target frequencies f ⁇ ) so optimally distributed to the direct and indirect vote that further requirements for the resonant circuit, in particular the quality of the resonant circuit, can be met.
  • the quality is advantageously increased when the switching unit (ON) is closed by increasing the width of the transistor T1 and thus reducing the resistance Ron.
  • the quality is advantageously increased when the switching unit is open (OFF), in that the inverted control signal vt2_inv is preferably applied at the connection point 18 (see FIG. 1).
  • the control signal vt2 can take the two voltage values 3V and 0V to open and close the transistor T1
  • the controlled path 15 is supplied depending on the state of the switching unit with DC potentials, which lead to a higher quality of the drain-source capacitance and thus to a higher resonant circuit quality (for operating point adjustment thus advantageously no resistors are required, resulting in a increased robustness against noise).
  • the concomitant reduction of the capacitance C_DS is advantageously compensated by an increase in the capacitance C2.
  • connection point 18 the following potential values are applied at the connection point 18, again assuming the two exemplary voltage values 3V and 0V for the control signal vt2:
  • the switching unit S1 in the states 1 and 2 has a predominantly capacitive behavior and in state 3 a predominantly resistive behavior.
  • the states 1 and 2 differ here in the capacitance value of the drain-source capacitance C_DS. As a result, the frequency resolution of the resonant circuit is advantageously finer.
  • connection point 18 Alternatively, a fixed reference potential (ground) can be applied at connection point 18.
  • the resonant circuit according to the invention furthermore makes it possible to ensure, by an appropriate choice of the values of M, C2, L2, C1, L1, that the resonant circuit resistance at resonance and hence the amplitude of the output signal yRF, for example in a voltage-controlled oscillator, during the tuning process are advantageously substantially nonexistent changed.
  • the minimum or maximum effective inductance value L1 eff with L1 min or AL * L1 min and the minimum or maximum capacitance value of the first capacitive unit C1 is denoted by C1 min or AC * C1 min
  • the capacitive unit C2 of the switching unit S1 shown in FIGS. 1 and 2 can advantageously be dispensed with in further exemplary embodiments.
  • the capacitive behavior of the switching unit S1 in the OFF state is based exclusively on the capacitance C_off or C_DS of the controlled path 15 in the OFF state.
  • a further advantage results if the resonant circuit according to the invention is used e.g. in a voltage controlled oscillator (VCO) is used.
  • VCO voltage controlled oscillator
  • parasitic capacitances of amplification elements (transistors) of the VCO reduce the tuning proportion caused by a direct tuning of resonant circuit capacitances, they do not reduce the proportion attributable to an inventive indirect tuning of resonant circuit inductances (L1_eff).
  • FIG. 3 schematically shows a layout of a second exemplary embodiment of a resonant circuit according to the invention.
  • the plan view according to FIG. 3 corresponds to a detail of a horizontal sectional plane through an integrated circuit having a resonant circuit 10 according to the invention as shown in FIGS. 1 and 2.
  • the resonant circuit 20 has a first parallel resonant circuit 11 and a second parallel resonant circuit 12 which can be switched off.
  • the first parallel resonant circuit 11 has a first conductor loop 21 forming the first inductive element L1, to which a first capacitive unit C1 designed as a varactor diode with a capacitor bank (CDAC) connected in parallel is connected (represented symbolically in FIG. 3).
  • CDAC capacitor bank
  • the turn-off second parallel resonant circuit 12 has a second conductor loop 22 forming the second inductive element L2, to which the field effect transistor T1 and - parallel to this - a second capacitive unit C2 designed as an MIM capacitor are connected, which together form the switching unit S1.
  • the transistor T1 in this case has a plurality of drain-source "fingers".
  • the two conductor loops 21, 22 are transformer coupled.
  • the turn-off second parallel resonant circuit 12 is preferably disposed within or alternatively outside the first parallel resonant circuit 11.
  • the conductor loop 21 and / or the conductor loop 22 has a plurality of turns (full loops).
  • the number of turns can in this case coincide in two conductor loops or differ from one another.
  • the conductor loops can also be rectangular, square, oval, round or with "rounded corners”.
  • FIG. 4 schematically shows a layout of a third exemplary embodiment of a resonant circuit according to the invention.
  • the resonant circuit 30 two switch-off parallel resonant circuits 12, 13 are arranged within the first parallel resonant circuit 11 and are transformer-coupled thereto.
  • the first parallel resonant circuit 11 has a first conductor loop 31, which forms the first inductive element L1 and to which a first capacitive one designed as a varactor
  • the first switch-off parallel resonant circuit 12 has a second conductor loop 32 forming a second inductive element L2, to which a first switching unit S1 is connected.
  • the second switch-off parallel resonant circuit 13 has a third conductor loop 33, forming a third inductive element L3, to which a second conductor loop 33 is connected
  • Switching unit S2 is connected.
  • the switching units S1, S2 each have a controlled path connected in parallel to the element L2 (32) or L3 (33), which is controlled by a control signal vt2 or vt3.
  • the controlled paths are formed in this embodiment by field effect transistors (MOSFET). Separate capacitive elements are not provided in the switching units S1, S2, so that the switching units in this embodiment exclusively contain field-effect transistors, on whose drain-source capacitance the capacitive behavior of the switching units in the OFF state is based.
  • the first conductor loop 31 or the first inductive element L1 is transformer-coupled to the second and third conductor loops 32, 33 or to the second and third inductive elements L2, L3, respectively, as shown in FIG. 4 by means of the double arrows is.
  • the conductor loops 31-33 can analogously to the corresponding statement with respect.
  • Fig. 3 also be rectangular, oval, etc. executed.
  • the conductor loops 31, 32 and / or 33 have multiple turns (full loops), with the number of turns varying from conductor loop to conductor loop.
  • more than two switch-off parallel resonant circuits are provided, the inductive elements are each coupled in a transformer with the first parallel resonant circuit.
  • the more switchable parallel resonant circuits are provided, the finer the frequency resolution of the resonant circuit, i. the step size of the frequency tuning.
  • the switch-off parallel resonant circuits are arranged inside and / or outside the first parallel resonant circuit.
  • FIG. 5 schematically shows a layout of a preferred fourth exemplary embodiment of a resonant circuit according to the invention.
  • a plurality of resonant circuits 20, 20 ', ... according to the invention are interconnected.
  • the resonant circuit 20 according to the above description with respect to FIG. 3 is shown. It comprises a first parallel resonant circuit 11 with a first conductor loop 41 and a symbolically represented first capacitive unit C1, as well as a turn-off second parallel resonant circuit 12 with a transformer-coupled second conductor loop 42 and a switching unit S1.
  • Connected to the terminals of the first capacitive unit C1 is another resonant circuit 20 'according to the invention whose first parallel resonant circuit 11' has been split in the middle of its conductor loop 41 'and connected to the terminals of the capacitive unit C1 of the first resonant circuit 20.
  • the separated first resonant circuit 11 ' is connected in parallel to the conductor loop 41 and to the first capacitive unit C1 of the first resonant circuit 20.
  • the further resonant circuit 20' has a turn-off second parallel resonant circuit 12 'with a second (41') coupled second conductor loop 42nd 'and a switching unit SV.
  • a total of N output signals yRF are provided in this way, which differ in their amplitude and can be tapped at the capacitive units C1, CV of the first parallel resonant circuits 11, 1V.
  • the component values of stage change
  • both the widths and the radii of the conductor loops decrease and the capacitance values increase correspondingly from stage to stage (eg from top to bottom in FIG.
  • resonant circuit according to the invention described above with reference to exemplary embodiments can advantageously be used in a wide variety of applications in oscillator, resonator, amplifier, tuner circuits, etc.
  • the resonant circuit or the circuits according to the invention are each preferably part of an integrated circuit, for example, as a monolithic integrated circuit (eg application specific integrated circuit, ASIC, or application specific standard product, ASSP), as a hybrid circuit (thin or thick film technology) or is designed as a multilayer ceramic circuit arrangement.
  • ASIC application specific integrated circuit
  • ASSP application specific standard product
  • T1 D T1S drain or source of T1

Landscapes

  • Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft einen integrierten abstimmbaren Schwingkreis zum Bereitstellen eines hochfrequenten Ausgangssignals mit einer von einem Steuersignal abhängigen Frequenz, beinhaltend einen Parallelschwingkreis mit einem ersten induktiven Element und einem Ausgang zum Bereitstellen des hochfrequenten Ausgangssignals, eine Schalteinheit mit einer gesteuerten Strecke und einem Steueranschluss zum Schalten zwischen Zuständen, wobei die Schalteinheit ausgebildet ist, in einem ersten Zustand ein vorwiegend kapazitives Verhalten und in einem zweiten Zustand ein vorwiegend resistives Verhalten aufzuweisen, wobei der Schwingkreis ausgestaltet ist, den Steueranschluss der Schalteinheit in Abhängigkeit vom Steuersignal anzusteuern. Erfindungsgemäß weist der Schwingkreis ein mit dem ersten induktiven Element transformatorisch koppelbares zweites induktives Element auf, wobei die gesteuerte Strecke parallel zum zweiten induktiven Element geschaltet ist. Die Erfindung betrifft weiterhin einen spannungsgesteuerten Oszillator und eine integrierte Schaltung.

Description

Integrierter abstimmbarer Schwingkreis
Die vorliegende Erfindung betrifft einen integrierten abstimmbaren Schwingkreis nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Die Erfindung betrifft weiterhin einen spannungsgesteuerten Oszillator sowie eine integrierte Schaltung.
Die Erfindung liegt auf dem Gebiet integrierter Schaltungen (integrated circuits, IC). Sie liegt insbesondere auf dem Gebiet integrierter abstimmbarer Schwingkreise (tank circuits) zum Bereitstellen eines hochfrequenten Ausgangssignals mit einer von einem Steuersignal abhängigen (Ziel) Frequenz. Solche Schwingkreise werden vielfach in Hochfrequenz-Schaltungsanordnungen (radio frequency, RF) wie spannungsgesteuerten Oszillatoren, Verstärkern, Tuner etc. in Sende-/ Empfangsvorrichtungen von Telekommunikationssystemen eingesetzt.
Aus US 6,778,022 B1 ist ein LC-Parallelschwingkreis bekannt (Fig. 2A), dessen Schwingungsfrequenz eingestellt (abgestimmt) wird, indem der Wert variabler Kapazitäten des Parallelschwingkreises entsprechend verändert wird. Hierzu werden Kondensatoren mit Hilfe von digital gesteuerten Schaltelementen, die in Serie zu jedem Kondensator geschaltet sind, individuell in den Schwingkreis geschaltet oder aber nicht mit diesem verbunden (Fig. 3). Nachteilig ist hierbei, dass die Schaltelemente im geschlossenen Zustand einen nicht zu vernachlässigenden Serienwiderstand darstellen, der die Güte des Schwingkreises beeinträchtigt. Wird zur Erhöhung der Güte die Breite der Schaltelemente vergrößert, nimmt jedoch die Streukapazität der Schaltelemente zu. Hierdurch steigt im geöffneten Zustand die Gesamtkapazität des Schwingkreises, so dass die maximal einstellbare Frequenz und damit die Breite des Abstimmbereichs, in dem die Frequenz eingestellt werden kann, abnimmt. Eine Steigerung der Güte kann also nur zu Lasten der Abstimmbarkeit bzw. eine Verbesserung der Abstimmbarkeit nur zu Lasten der Güte des Schwingkreises erreicht werden.
Vor diesem Hintergrund liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, einfach und kostengünstig zu implementierende integrierte Schwingkreise und spannungsgesteuerte Oszillatoren anzugeben, die eine verbesserte Abstimmbarkeit ohne Beeinträchtigung der Güte oder/und eine höhere Güte ohne Einschränkung der Abstimmbarkeit aufweisen und robust gegenüber Rauschstörungen des Steuersignals sind, so daß leistungsfähige integrierte Schaltungen aufwandsgünstig realisiert werden können.
Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe gelöst durch einen Schwingkreis mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 , einen spannungsgesteuerten Oszillator mit den Merkmalen des Patentanspruchs 20 und durch eine integrierte Schaltung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 21.
Der erfindungsgemäße integrierte abstimmbare Schwingkreis zum Bereitstellen eines hochfrequenten Ausgangssignals mit einer von einem Steuersignal abhängigen Frequenz beinhaltet (A) einen Parallelschwingkreis mit einem ersten induktiven Element und einem Ausgang zum Bereitstellen des hochfrequenten Ausgangssignals, (B) eine Schalteinheit mit einer gesteuerten Strecke und einem Steueranschluss zum Schalten zwischen Zuständen, wobei die Schalteinheit ausgebildet ist, in einem ersten Zustand (OFF) ein vorwiegend kapazitives Verhalten und in einem zweiten Zustand (ON) ein vorwiegend resistives Verhalten aufzuweisen, und (C) ein mit dem ersten induktiven Element transformatorisch koppelbares zweites induktives Element, wobei (D) der Schwingkreis ausgestaltet ist, den Steueranschluss der Schalteinheit in Abhängigkeit vom Steuersignal anzusteuern und (E) die gesteuerte Strecke parallel zum zweiten induktiven Element geschaltet ist. Der erfindungsgemäße spannungsgesteuerte Oszillator weist mindestens einen solchen Schwingkreis auf.
Die erfindungsgemäße integrierte Schaltung weist mindestens einen solchen Schwingkreis und/oder mindestens einen solchen spannungsgesteuerten Oszillator auf. Das Wesen der Erfindung besteht darin, zusätzlich zum (ersten) Parallelschwingkreis mindestens einen weiteren abschaltbaren (zweiten) Parallelschwingkreis vorzusehen, dessen (zweites) induktives Element transformatorisch mit dem (ersten) induktiven Element des ersten Parallelschwingkreises gekoppelt ist und der parallel zum zweiten induktiven Element eine Schalteinheit mit einer gesteuerten Strecke aufweist, die parallel zum zweiten induktiven Element geschaltet ist.
Indem die Schalteinheit des abschaltbaren Parallelschwingkreises mit Hilfe eines Steuersignals entsprechend angesteuert wird, verändert sich aufgrund der transformatorischen Kopplung der effektive Induktivitätswert des ersten induktiven Elements und damit die Frequenz des Ausgangssignals. Auf diese Weise wird vorteilhaft eine verbesserte Abstimmbarkeit ohne Beeinträchtigung der Güte und/oder eine höhere Güte ohne Einschränkung der Abstimmbarkeit erreicht. Außerdem wird eine höhere Robustheit gegenüber Rauschstörungen des Steuersignals ermöglicht. Weiterhin wird vorteilhaft ermöglicht, den Schwingkreiswiderstand bei Resonanz und die Amplitude des Ausgangssignals z.B. in einem spannungsgesteuerten Oszillator während des Abstimmvorgangs konstant zu halten.
Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind den abhängigen Ansprüchen sowie der Beschreibung unter Bezugnahme auf die Zeichnung zu entnehmen.
In einer vorteilhaften Ausgestaltung beruht das kapazitive Verhalten der Schalteinheit vollständig auf einer Kapazität der gesteuerten Strecke im ersten Zustand. Ein solcher Schwingkreis ist besonders einfach zu implementieren.
In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung beruht das kapazitive Verhalten der Schalteinheit auf der Kapazität der gesteuerten Strecke im ersten Zustand und einer parallel zur gesteuerten Strecke geschalteten kapazitiven Einheit. Hierdurch kann vorteilhaft der Gesamtkapazitätswert der Schalteinheit bei einem veränderlichen Wert der Kapazität der gesteuerten Strecke konstant gehalten werden. Auf diese Weise können vorteilhaft besonders hohe Schwingkreisgüten erreicht werden. Vorzugsweise weist die Schalteinheit einen Feldeffekttransistor auf, dessen Drain- Source-Kanal die gesteuerte Strecke bildet und dessen Gate-Anschluss mit dem Steueranschluss verbunden ist. Eine solcher Schwingkreis ist sehr kostengünstig zu realisiseren und beansprucht wenig Chipfläche.
In einer weiteren Ausgestaltung weist die Schalteinheit ein mikroelektromechanisches Schaltelement auf. Auf diese Weise sind vorteilhaft sehr kleine Werte des ohmschen Widerstandes und damit sehr hohe Güten im eingeschalteten Zustand möglich.
In einer bevorzugten Ausführungsform weist der (erste) Parallelschwingkreis eine parallel zum ersten induktiven Element geschaltete erste kapazitive Einheit mit einem vorzugsweise einstellbaren Kapazitätswert auf. Der Schwingkreis ist ausgestaltet, den einstellbaren Kapazitätswert der ersten kapazitiven Einheit in Abhängigkeit von mindestens einem weiteren Steuersignal einzustellen. Ein solcher Schwingkreis weist eine besonders breiten Abstimmbereich und/oder eine besonders hohe Frequenzauflösung bei der Abstimmung auf. In einer weiteren Ausführungsform handelt es sich bei der ersten kapazitiven Einheit um eine parasitäre Kapazität. Ein solcher Schwingkreis ist besonders einfach zu implementieren.
In einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform weist die Schalteinheit eine parallel zur gesteuerten Strecke geschaltete zweite kapazitive Einheit auf. Hierdurch kann vorteilhaft der Gesamtkapazitätswert der Schalteinheit bei einem veränderlichen Wert der Kapazität der gesteuerten Strecke konstant gehalten werden. Auf diese Weise können vorteilhaft besonders hohe Schwingkreisgüten erreicht werden.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform weist die zweite kapazitive Einheit einen einstellbaren Kapazitätswert aufweist und ist der Schwingkreis ausgestaltet, den einstellbaren Kapazitätswert der zweiten kapazitiven Einheit in Abhängigkeit von mindestens einem weiteren Steuersignal einzustellen. Ein solcher Schwingkreis weist eine besonders breiten Abstimmbereich und/oder eine besonders hohe Frequenzauflösung bei der Abstimmung auf. In einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform weist das zweite induktive Element zwei in Reihe geschaltete induktive Teilelemente auf und ist am Verbindungspunkt der induktiven Teilelemente ein erster Potentialwert anlegbar, wenn sich die Schalteinheit im ersten Zustand befindet, und ein unterschiedlicher zweiter Potentialwert, wenn sich die Schalteinheit im zweiten Zustand befindet. Auf diese Weise können vorteilhaft besonders hohe Schwingkreisgüten sowie eine erhöhte Robustheit des Steuersignals gegenüber Rauschen erreicht werden.
In einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform ist ein mit dem ersten induktiven Element transformatorisch koppelbares drittes induktives Element und eine zum dritten induktiven Element parallel geschaltete zweite Schalteinheit mit einer zweiten gesteuerten Strecke vorgesehen, wobei die zweite gesteuerte Strecke parallel zum dritten induktiven Element geschaltet ist. Hierdurch wird die Frequenzauflösung des Schwingkreises vorteilhaft feiner.
In einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform sind mindestens ein erster Schwingkreis und ein zweiter Schwingkreis nach einem der vorhergehenden Ansprüche vorgesehen, wobei ein aufgetrennter Parallelschwingkreis des zweiten Schwingkreises parallel geschaltet ist zum ersten induktiven Element des ersten Schwingkreises. Hierdurch wird die Frequenzauflösung des Schwingkreises vorteilhaft feiner. Außerdem werden auf diese Weise mehrere Ausgangssignale bereitgestellt, die sich in ihrer Amplitude unterscheiden. In typischen Ausgestaltungen ist die integrierte Schaltung als monolithisch integrierte Schaltung, als Hybridschaltung oder als Multilayer-Keramik-Schaltung ausgebildet.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand der in den schematischen Figuren der Zeichnung angegebenen Ausführungsbeispiele näher erläutert. Hierbei zeigen
Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Schwingkreises; Fig. 2 eine Ausführungsform der Schalteinheit aus Fig. 1 ;
Fig. 3 ein zweites Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Schwingkreises (Draufsicht); Fig. 4 ein drittes Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Schwingkreises (Draufsicht);
Fig. 5 ein viertes Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Schwingkreises (Draufsicht).
In den Figuren sind gleiche und funktionsgleiche Elemente und Signale - sofern nicht anders angegeben - mit denselben Bezugszeichen versehen.
Figur 1 zeigt ein Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen Schwingkreises. Der Schwingkreis 10 weist einen ersten Parallelschwingkreis 1 1 und einen abschaltbaren zweiten Parallelschwingkreis 12 auf.
Der erste Parallelschwingkreis 11 beinhaltet ein erstes induktives Element L1 und eine parallel geschaltete erste kapazitive Einheit C1. Das vom Schwingkreis 10 bei entsprechender Anregung bereitgestellte hochfrequente Ausgangssignal yRF, das eine (Ziel)Frequenz fθ beispielsweise im Gigahertzbereich aufweist (abstimmbar z.B. von 10 GHz bis 14 GHz), kann z.B. an den Anschlüssen der kapazitiven Einheit C1 abgegriffen werden.
Die kapazitive Einheit C1 weist vorzugsweise einen einstellbaren Kapazitätswert auf, der mit Hilfe mindestens eines Steuersignals vt1 eingestellt wird. Die kapazitive Einheit C1 kann beispielsweise eine Einheit mit einem kontinuierlich veränderbaren Kapazitätswert, wie z.B. eine Varaktor-, Kapazitäts-, MOS-Diode (metal oxide semiconductor) oder einen MEM-Varaktor (mikroelektromechanisch) oder/und eine Einheit mit einem schrittweise veränderbaren Kapazitätswert aufweisen, die z.B. als geschalteter MIM-Kondensator (metal insulator metal), geschalteter Polycap oder als geschaltete Kondensatorbank (capacitive digital-to-analog Converter, CDAC) ausgeführt ist. Vorzugsweise weist die kapazitive Einheit C1 eine Varaktordiode und eine parallel geschaltete Kondensatorbank auf. Alternativ kann die kapazitive Einheit C1 einen festen Kapazitätswert aufweisen. In weiteren Ausführungsformen handelt es sich bei der kapazitiven Einheit C1 um eine parasitäre Kapazität z.B. eines Verstärkungselementes, mit dem der erfindungsgemäße Schwingkreis z.B. in einem spannungsgesteuerten Oszillator zum Einsatz kommt.
Der abschaltbare zweite Parallelschwingkreis 12 weist eine Parallelschaltung aus einem zweiten induktiven Element L2 und einer Schalteinheit S1 auf. Das zweite induktive Element L2 ist hierbei mit dem ersten induktiven Element L1 transformatorisch (induktiv) gekoppelt, was in Fig. 1 durch Doppelpfeile und die Koppelinduktivität M veranschaulicht ist.
Die Schalteinheit S1 weist eine gesteuerte Strecke 15, einen Steueranschluss 16 zum Schalten der gesteuerten Strecke zwischen einem ausgeschalteten/geöffneten
(„OFF") und einem eingeschalteten/geschlossenen („ON") Zustand und vorzugsweise eine zur gesteuerten Strecke parallel geschaltete zweite kapazitive
Einheit C2 auf. Die gesteuerte Strecke 15 ist damit direkt parallel zum zweiten induktiven Element L2 geschaltet. Am Steueranschluss 16 liegt das Steuersignal vt2 an, so dass die Schalteinheit S1 bzw. die gesteuerte Strecke 15 in Abhängigkeit vom
Steuersignal vt2 angesteuert wird und so zwischen den Zuständen ON und OFF wechselt.
Im geöffneten Zustand (OFF) weist die Schalteinheit S1 ein vorwiegend kapazitives Verhalten auf, während sie im geschlossenen Zustand (ON) ein vorwiegend resistives Verhalten zeigt. Dies bedeutet, dass im geöffneten Zustand das kapazitive und im geschlossenen Zustand das resistive Verhalten überwiegt. Das kapazitive Verhalten der Schalteinheit S1 beruht hierbei auf der Kapazität C_off der gesteuerten Strecke 15 im Zustand OFF und ggf. der Kapazität der kapazitiven Einheit C2, während das resistive Verhalten auf den ohmschen Widerstand Ron der gesteuerten Strecke 15 im Zustand ON zurückzuführen ist.
Sofern vorhanden weist die kapazitive Einheit C2 vorzugsweise einen festen Kapazitätswert auf und ist z.B. als MIM-Kondensator oder als verteilte Kapazität ausgeführt. Alternativ kann sie einen einstellbaren Kapazitätswert aufweisen und z.B. als Varaktor, MEM-Varaktor, geschalteter MIM-Kondensator und/oder geschaltete Kondensatorbank ausgeführt sein. Vorzugsweise ist der erfindungsgemäße Schwingkreis - wie in Fig. 1 dargestellt - differentiell realisiert und stellt daher ein differentielles Ausgangssignal yRF bereit, dessen Frequenz fθ von den Steuersignalen vt1 und vt2 abhängt. Unterteilt man das erste induktive Element L1 - wie ebenfalls in Fig. 1 dargestellt - in zwei Teilelemente mit identischen Induktivitätswerten, so stellt sich an deren Verbindungspunkt 17 eine sog. Wechselstrommasse (Virtual ground) ein. Wird auch das zweite induktive Element L2 in zwei Teilelemente mit identischen Induktivitätswerten aufgeteilt, so kann - wie nachfolgend eingehender erläutert - das DC-Potential an ihrem Verbindungspunkt 18 vorteilhaft eingestellt werden. Alternativ kann der erfindungsgemäße Schwingkreis nicht-d iff erentiel I (Single ended) ausgeführt sein.
Die induktiven Elemente L1 , L2 sind vorzugsweise als in einer oder mehreren Metallisierungsebenen einer integrierten Schaltung angeordnete Leiterschleifen ausgebildet. Alternativ kann es sich auch um Bonddrähte oder andere Verbindungsmittel, wie z.B. kleine Lötkugeln, Flip-Chip-Übergänge etc. handeln.
Die Funktionsweise des erfindungsgemäßen Schwingkreises gemäß der vorstehenden Beschreibung mit Bezug auf Fig. 1 ist nachfolgend beschrieben.
Figur 2 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform der Schalteinheit S1 mit einem Feldeffekttransistor (MOSFET). Der Feldeffekttransistor T1 weist einen Drain-
Anschluss T1 D, einen Source-Anschluss T1S und einen Gate-Anschluss T1G auf.
Der Drain-Source-Kanal des Feldeffekttransistors T1 bildet die gesteuerte Strecke 15
(siehe Fig. 1) der Schalteinheit S1 und ist zur vorzugsweise vorgesehenen kapazitiven Einheit C2 parallel geschaltet. Der Gate-Anschluss T1G ist mit dem Steueranschluss 16 verbunden, so dass am Gate-Anschluss T1G das Steuersignal vt2 anliegt.
Im ausgeschalteten/geöffneten Zustand (OFF) stellt der Transistor T1 bzw. sein
Drain-Source-Kanal vorwiegend eine Kapazität C_off dar, die in Fig. 2 gestrichelt dargestellt und als Drain-Source-Kapazität C_DS bezeichnet ist. Im eingeschalteten/geschlossenen Zustand (ON) stellt der Transistor T1 bzw. sein Drain-Source-Kanal vorwiegend einen ohmschen Widerstand Ron dar.
In einer weiteren Ausführungsform weist die Schalteinheit S1 anstelle eines Feldeffekttransistors ein mikroelektromechanisches Schaltelement (MEM) auf. Im Folgenden wird die Funktionsweise des vorstehend mit Bezug auf die Figuren 1 und 2 beschriebenen Schwingkreises eingehender erläutert.
Im geschlossenen Zustand (ON) schließt die Schalteinheit S1 das zweite induktive Element L2 kurz und verhindert so größtenteils das Entstehen eines Magnetfeldes. Hierdurch verringert sich der Induktivitätswert des ersten induktiven Elements auf den effektiven Induktivitätswert
L1_eff = L1 - M2/L2 < L1 , (1) wobei M die Koppelinduktivität und L1 , L2 die Induktivitätswerte des ersten bzw. zweiten induktiven Elements bezeichnen. Der ohmsche Widerstand Ron der gesteuerten Strecke 15 sollte hierbei möglichst klein sein.
Im geöffneten Zustand (OFF) wirkt die gesteuerte Strecke 15 als Kapazität C_off (im Falle des MOSFET gilt C_off=C_DS), so dass ein Parallelschwingkreis aus dem zweiten induktiven Element L2 und einer Parallelschaltung der Kapazitäten C_off=C_DS und C2 entsteht. Infolge der transformatorischen (induktiven) Kopplung zwischen den induktiven Elementen L1 und L2 nimmt der effektive Induktivitätswert L1_eff den folgenden Wert an
L1_eff = L1 + [(ωM)2 C2_res / (1- ω2 L2 C2_res)] , (2) wobei C2_res=C2+C_off die Gesamtkapazität der Parallelschaltung aus den Kapazitäten C2 und C_off und ω=2πf die Kreisfrequenz bezeichnen.
Gemäß Gleichung (2) erhöht sich der Induktivitätswert des ersten induktiven Elements effektiv, wenn der Ausdruck ω2 L2 C2_res kleiner als eins ist, d.h.
L1_eff > L1 , falls ω2 < 1/(L2 C2_res) = (2π f2)2. (3)
Der Induktivitätswert L2 und der Kapazitätswert C2_res wird vorteilhaft so gewählt, daß die Resonanzfrequenz f2 des abschaltbaren Parallelschwingkreises 12 oberhalb der Betriebsfrequenz f= ω/2π bzw. der Frequenz fθ des Ausgangssignals yRF liegt.
Durch die effektive Abnahme des Induktivitätswertes des ersten induktiven Elements gemäß Gleichung (1) erhöht sich die maximal einstellbare Frequenz des Schwingkreises, während durch die effektive Zunahme gemäß Gleichung (2) und (3) die minimal einstellbare Frequenz sinkt. Der Abstimmbereich des Schwingkreises vergrößert sich somit. Insbesondere Steigerungen des Wertes der Koppelinduktivität M führen hierbei zu einer Verbreiterung des Abstimmbereichs. Die Einstellung der Zielfrequenz fθ des Ausgangssignals yRF erfolgt bei dem Schwingkreis gemäß Fig. 1 , 2 durch die Veränderung des Kapazitätswertes der ersten kapazitiven Einheit C1 sowie durch die Veränderung des effektiven Induktivitätswertes L1_eff gemäß Gleichung (1)-(3), wobei der Kapazitätswert C1 mit Hilfe mindestens eines Steuersignals vt1 eingestellt wird und der effektive Induktivitätswert L1_eff zumindest vom Steuersignal vt2 beeinflusst wird.
Eine solche Aufteilung der Frequenzabstimmung eines Schwingkreises in eine direkte Abstimmung einer Schwingkreiskapazität (C1) und eine indirekte Abstimmung einer Schwingkreisinduktivität (L1_eff) durch einen kapazitiv abstimmbaren und transformatorisch (induktiv) gekoppelten zweiten Schwingkreis (12) eröffnet die Möglichkeit, eine geforderte Gesamtabstimmbarkeit (Breite des Bereichs der Zielfrequenzen fθ) derart optimiert auf die direkte und die indirekte Abstimmung zu verteilen, dass weitere Anforderungen an den Schwingkreis, insbesondere an die Güte des Schwingkreises, erfüllt werden können. Betrachtet man die Güte eines kapazitiven Elementes (z.B. C1) als Funktion seiner Abstimmbarkeit AC=CI max/C1 min, so sinkt die Güte mit zunehmender Abstimmbarkeit AC zunächst langsam, ab einem bestimmten Grenzwert ACJim der Abstimmbarkeit jedoch deutlich schneller. Wird eine geforderte hohe Gesamtabstimmbarkeit ausschließlich durch eine direkte Abstimmung von Kapazitäten realisiert, so weist der Schwingkreis aufgrund dieses Sachverhaltes ggf. nur eine niedrige Güte auf. Werden jedoch z.B. die Kapazitäten auf Abstimmbarkeiten AC unterhalb des Grenzwertes ACJim ausgelegt und wird die in Anbetracht der geforderten Gesamtabstimmbarkeit notwendige verbleibende Abstimmbarkeit durch eine indirekte Abstimmung der Schwingkreisinduktivität erreicht, können insgesamt deutlich höhere Schwingkreisgüten erzielt werden, wie Simulationen und weitere Untersuchungen der Anmelderin bestätigt haben.
Um die Güte des Schwingkreises gemäß Fig. 1 und 2 weiter zu erhöhen, wird vorteilhaft die Güte bei geschlossener Schalteinheit (ON) gesteigert, indem die Breite des Transistors T1 vergrößert und damit der Widerstand Ron verkleinert wird. Dies führt zwar zu einer Erhöhung der Kapazität C_DS=C_off, die beim vorstehend beschriebenen erfindungsgemäßen Schwingkreis vorteilhaft ausgeglichen wird, indem der Kapazitätswert C2 des zweiten kapazitiven Elements entsprechend verringert wird, so daß die Gesamtkapazität C2_res=C2+C_off konstant und die Breite des Abstimmbereichs gemäß Gleichung (2) unverändert bleibt. Auf diese Weise ist es möglich, Vorteile bei geschlossener Schalteinheit (ON) zu erzielen (höhere Güte), ohne dafür Nachteile bei geöffneter Schalteinheit (OFF) in Kauf nehmen zu müssen (engerer Abstimmbereich). Im Extremfall ist die Kapazität C_DS=C_off so hoch, dass das zweite kapazitive Element C2 entfällt.
Zur weiteren Steigerung der Schwingkreisgüte wird vorteilhaft die Güte bei geöffneter Schalteinheit (OFF) erhöht, indem am Verbindungspunkt 18 (siehe Fig. 1) vorzugsweise das invertierte Steuersignal vt2_inv angelegt wird. Kann das Steuersignal vt2 beispielsweise die beiden Spannungswerte 3V und OV annehmen, um den Transistor T1 zu öffnen bzw. zu schließen, so nimmt vt2_inv den Wert 3V an, falls vt2=0V und vt2_inv=0V, falls vt2=3V. Auf diese Weise wird die gesteuerte Strecke 15 je nach Zustand der Schalteinheit mit DC-Potentialen versorgt, die auf eine höhere Güte der Drain-Source-Kapazität und damit auf eine höhere Schwingkreisgüte führen (zur Arbeitspunkteinstellung sind somit vorteilhaft keine Widerstände erforderlich, was zu einer erhöhten Robustheit gegenüber Rauschen führt). Die damit einhergehende Reduktion der Kapazität C_DS wird vorteilhaft durch eine Erhöhung der Kapazität C2 ausgeglichen.
In einer weiteren Ausführungsform werden am Verbindungspunkt 18 folgende Potentialwerte angelegt, wobei wiederum von den beiden exemplarischen Spannungswerten 3V und OV für das Steuersignal vt2 ausgegangen wird:
- OV, falls vt2=0V (Zustand 1) - 3V, falls vt2=0V (Zustand 2)
- OV, falls vt2=3V (Zustand 3).
In diesem Fall ergeben sich insgesamt drei Zustände, wobei die Schalteinheit S1 in den Zuständen 1 und 2 ein vorwiegend kapazitives Verhalten und im Zustand 3 ein vorwiegend resistives Verhalten aufweist. Die Zustände 1 und 2 unterscheiden sich hierbei im Kapazitätswert der Drain-Source-Kapazität C_DS. Hierdurch wird die Frequenzauflösung des Schwingkreises vorteilhaft feiner.
Alternativ kann am Verbindungspunkt 18 ein festes Bezugspotential (Masse) angelegt werden.
Der erfindungsgemäße Schwingkreis ermöglicht es weiterhin, durch eine entsprechende Wahl der Werte von M, C2, L2, C1 , L1 sicherzustellen, dass sich der Schwingkreiswiderstand bei Resonanz und damit die Amplitude des Ausgangssignals yRF z.B. in einem spannungsgesteuerten Oszillator während des Abstimmvorgangs vorteilhaft im wesentlichen nicht verändert. Wird der minimale bzw. der maximale effektive Induktivitätswert L1 eff mit L1 min bzw. AL*L1 min bezeichnet und der minimale bzw. maximale Kapazitätswert der ersten kapazitiven Einheit C1 mit C1 min bzw. AC*C1 min bezeichnet, so sind die Werte der genannten Parameter so zu wählen, daß die beiden Faktoren AL und AC möglichst gut übereinstimmen (AL=AC). In diesem Falle bleibt der Schwingkreiswiderstand bei Resonanz und damit die Amplitude des Ausgangssignals yRF während des Abstimmvorgangs konstant.
Bei hinreichend großen Kapazitätswerten C_off bzw. C_DS kann in weiteren Ausführungsbeispielen die in Fig. 1 und 2 gezeigte kapazitive Einheit C2 der Schalteinheit S1 vorteilhaft entfallen. In diesem Fall beruht das kapazitive Verhalten der Schalteinheit S1 im Zustand OFF ausschließlich auf der Kapazität C_off bzw. C_DS der gesteuerten Strecke 15 im Zustand OFF.
Ein weiterer Vorteil ergibt sich, wenn der erfindungsgemäße Schwingkreis z.B. in einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) zum Einsatz kommt. Parasitäre Kapazitäten von Verstärkungselementen (Transistoren) des VCO reduzieren hier zwar den durch eine direkte Abstimmung von Schwingkreiskapazitäten bedingten Abstimmungsanteil, nicht jedoch den auf eine erfindungsgemäße indirekte Abstimmung von Schwingkreisinduktivitäten (L1_eff) zurückzuführenden Anteil.
Figur 3 zeigt schematisch ein Layout eines zweiten Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen Schwingkreises. Die Draufsicht gemäß Fig. 3 entspricht einem Ausschnitt aus einer horizontalen Schnittebene durch eine integrierte Schaltung mit einem erfindungsgemäßen Schwingkreis 10 gemäß Fig. 1 und 2. Der Schwingkreis 20 weist einen ersten Parallelschwingkreis 11 und einen abschaltbaren zweiten Parallelschwingkreis 12 auf. Der erste Parallelschwingkreis 11 weist eine das erste induktive Element L1 bildende erste Leiterschleife 21 auf, an die eine als Varaktordiode mit parallelgeschalteter Kondensatorbank (CDAC) ausgestaltete erste kapazitive Einheit C1 angeschlossen ist (in Fig. 3 symbolisch dargestellt). Der abschaltbare zweite Parallelschwingkreis 12 weist eine das zweite induktive Element L2 bildende zweite Leiterschleife 22 auf, an die der Feldeffekttransistor T1 und - parallel hierzu - eine als MIM-Kondensator ausgebildete zweite kapazitive Einheit C2 angeschlossen sind, die zusammen die Schalteinheit S1 bilden. Der Transistor T1 weist hierbei mehrere Drain-Source- „Finger" auf.
Die beiden Leiterschleifen 21 , 22 sind transformatorisch gekoppelt. Der abschaltbare zweite Parallelschwingkreis 12 ist vorzugsweise innerhalb oder alternativ außerhalb des ersten Parallelschwingkreis 11 angeordnet.
In weiteren Ausführungsformen weist die Leiterschleife 21 und/oder die Leiterschleife 22 mehrere Windungen (volle Schleifen) auf. Die Anzahl der Windungen kann hierbei in beiden Leiterschleifen übereinstimmen oder voneinander abweichen.
Anstelle der quasi oktaedrischen Ausprägung gemäß Figur 3 können die Leiterschleifen auch rechteckig, quadratisch, oval, rundlich oder mit „abgerundeten Ecken" ausgeführt sein.
Figur 4 zeigt schematisch ein Layout eines dritten Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen Schwingkreises. Beim Schwingkreis 30 sind zwei abschaltbare Parallelschwingkreise 12, 13 innerhalb des ersten Parallelschwingkreises 11 angeordnet und mit diesem transformatorisch gekoppelt.
Der erste Parallelschwingkreis 11 weist eine das erste induktive Element L1 bildende erste Leiterschleife 31 auf, an die eine als Varaktor ausgestaltete erste kapazitive
Einheit C1 angeschlossen ist, die in Fig. 4 symbolisch dargestellt ist. Der erste abschaltbare Parallelschwingkreis 12 weist eine ein zweites induktives Element L2 bildende zweite Leiterschleife 32 auf, an die eine erste Schalteinheit S1 angeschlossen ist. Der zweite abschaltbare Parallelschwingkreis 13 weist eine ein drittes induktives Element L3 bildende dritte Leiterschleife 33 auf, an die eine zweite
Schalteinheit S2 angeschlossen ist.
Die Schalteinheiten S1 , S2 weisen jeweils eine zum Element L2 (32) bzw. L3 (33) parallel geschaltete gesteuerte Strecke auf, die durch ein Steuersignal vt2 bzw. vt3 angesteuert wird. Die gesteuerten Strecken werden in diesem Ausführungsbeispiel durch Feldeffekttransistoren (MOSFET) gebildet. Separate kapazitive Elemente sind in den Schalteinheiten S1 , S2 nicht vorgesehen, so daß die Schalteinheiten in diesem Ausführungsbeispiel ausschließlich Feldeffekttransistoren enthalten, auf deren Drain-Source-Kapazität das kapazitive Verhalten der Schalteinheiten im Zustand OFF beruht. Die erste Leiterschleife 31 bzw. das erste induktive Element L1 ist in diesem Ausführungsbeispiel mit der zweiten und der dritten Leiterschleife 32, 33 bzw. mit dem zweiten und dritten induktiven Element L2, L3 transformatorisch gekoppelt, wie in Fig. 4 anhand der Doppelpfeile zu erkennen ist. Die Leiterschleifen 31-33 können analog zur entsprechenden Aussage bzgl. Fig. 3 auch rechteckig, oval etc. ausgeführt sein.
In weiteren Ausführungsformen weisen die Leiterschleifen 31 , 32 und/oder 33 mehrere Windungen (volle Schleifen) auf, wobei die Anzahl der Windungen von Leiterschleife zu Leiterschleife variiert oder übereinstimmt.
In weiteren Ausführungsbeispielen sind mehr als zwei abschaltbare Parallelschwingkreise vorgesehen, deren induktive Elemente jeweils transformatorisch mit dem ersten Parallelschwingkreis gekoppelt sind. Je mehr abschaltbare Parallelschwingkreise vorgesehen werden, umso feiner ist die Frequenzauflösung des Schwingkreises, d.h. die Schrittweite der Frequenzabstimmung.
Unabhängig von ihrer Anzahl sind die abschaltbaren Parallelschwingkreise innerhalb und/oder außerhalb des ersten Parallelschwingkreises angeordnet.
Figur 5 zeigt schematisch ein Layout eines bevorzugten vierten Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen Schwingkreises. Beim Schwingkreis 40 sind mehrere erfindungsgemäße Schwingkreise 20, 20', ... miteinander verschaltet.
In der oberen Hälfte von Fig. 5 ist der Schwingkreis 20 gemäß der vorstehenden Beschreibung bzgl. Fig. 3 dargestellt. Er umfasst einen ersten Parallelschwingkreis 11 mit einer ersten Leiterschleife 41 und einer symbolisch dargestellten ersten kapazitiven Einheit C1 , sowie einen abschaltbaren zweiten Parallelschwingkreis 12 mit einer transformatorisch gekoppelten zweiten Leiterschleife 42 und einer Schalteinheit S1. An die Anschlüsse der ersten kapazitiven Einheit C1 ist ein weiterer erfindungsgemäßer Schwingkreis 20' angeschlossen, dessen erster Parallelschwingkreis 11' in der Mitte seiner Leiterschleife 41' aufgetrennt und mit den Anschlüssen der kapazitiven Einheit C1 des ersten Schwingkreises 20 verbunden wurde. Damit ist der aufgetrennte erste Schwingkreis 11' parallel geschaltet zur Leiterschleife 41 bzw. zur ersten kapazitiven Einheit C1 des ersten Schwingkreises 20. Auch der weitere Schwingkreis 20' weist einen abschaltbaren zweiten Parallelschwingkreis 12' mit einer transformatorisch (mit 41 ') gekoppelten zweiten Leiterschleife 42' und einer Schalteinheit SV auf. Hierzu wird auf die vorstehende Beschreibung verwiesen. Auf diese Weise kann jedes der vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiele insgesamt N-fach fortgesetzt werden. Mit jeder zusätzlichen Schwingkreisstufe wird die Frequenzauflösung des Schwingkreises vorteilhaft feiner. Außerdem werden auf diese Weise insgesamt N Ausgangssignale yRF bereitgestellt, die sich in ihrer Amplitude unterscheiden und an den kapazitiven Einheiten C1 , CV der ersten Parallelschwingkreise 11 , 1 V abgegriffen werden können.
Gemäß Fig. 5 sind die Leiterschleifen jeder Stufe identisch ausgestaltet (41 =4 V, 42=42") und weisen die Bauelemente aller Stufen identische Werte auf (ggf. bei gleichem Wert der Steuersignale). In weiteren Ausführungsbeispielen verändern sich die Bauelementwerte von Stufe zu Stufe. Vorzugsweise verkleinern sich sowohl die Breiten als auch die Radien der Leiterschleifen und vergrößern sich die Kapazitätswerte entsprechend von Stufe zu Stufe (z.B. von oben nach unten in Fig. 5).
Die vorstehend mit Bezug auf die Figuren 3-4 getroffenen Aussagen bezüglich der Ausgestaltung der Leiterbahnen (rechteckig, oval etc.), der Anzahl der Windungen pro Leiterbahn bzw. induktivem Element, der Anzahl und der Anordnung der abschaltbaren Parallelschwingkreise gelten sinngemäß auch für das Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 5.
Der anhand von Ausführungsbeispielen vorstehend beschriebene erfindungsgemäße Schwingkreis kann in unterschiedlichsten Anwendungen in Oszillator-, Resonator-, Verstärker-, Tuner-Schaltungen etc. vorteilhaft eingesetzt werden.
Der erfindungsgemäße Schwingkreis bzw. die genannten Schaltungen sind jeweils vorzugsweise Bestandteil einer integrierten Schaltung, die z.B. als monolithisch integrierte Schaltung (z.B. application specific integrated circuit, ASIC, oder application specific Standard product, ASSP), als Hybridschaltung (Dünn- bzw. Dickschichttechnologie) oder als Multilayer-Keramik-Schaltungsanordnung ausgebildet ist. Bezugszeichenliste
10 Schwingkreis
11 , 11' (erster) Parallelschwingkreis
12, 12', 13 abschaltbarer Parallelschwingkreis
15 gesteuerte Strecke
16 Steueranschluss
17, 18 Verbindungspunkt induktiver Teilelemente
20, 20' Schwingkreis
21 , 22 Leiterschleife; induktives Element
30 Schwingkreis
31 , 32, 33 Leiterschleife; induktives Element
40 Schwingkreis
41 , 41' Leiterschleife; induktives Element
42, 42' Leiterschleife; induktives Element
ASIC application specific integrated circuit
ASSP application specific Standard product CDAC capacitive digital-to-analog-converter, geschaltete Kondensatorbank
IC integrated circuit
MEM mikroelektromechanisch
MIM metal-isolator-metal MOS metal-oxide-semiconductor
MOSFET metal-oxide-semiconductor field effect transistor
RF radio frequency
VCO voltage controlled oscillator
ω Kreisfrequenz
AC1 AL Abstimmbarkeit einer Kapazität bzw. einer Induktivität C1. C1 ' kapazitive Einheit; Kapazitätswert der kapazitiven Einheit C2, C2' kapazitive Einheit; Kapazitätswert der kapazitiven Einheit C2_res Kapazitätswert der Parallelschaltung aus den Kapazitäten C2, C off C_DS Drain-Source-Kapazität;
C_off Kapazität der gesteuerten Strecke im Zustand „OFF" f Frequenz fθ Frequenz des Ausgangssignals yRF L1 , L2, L3 induktives Element; Leiterschleife; Induktivitätswert
L1_eff effektiver Induktivitätswert
M Koppelinduktivität
Q Güte
Ron ohmscher Widerstand der gesteuerten Strecke im Zustand „ON" S1 , S1 ', S2 Schalteinheit
T1 MOSFET-Transistor
T1 D, T1S Drain- bzw. Source-Anschluss von T1
T1G Gate-Anschluss von T1 vt1 , vt1 ' Steuersignal vt2, vt2', vt3 Steuersignal yRF Ausgangssignal

Claims

Patentansprüche
1. Integrierter abstimmbarer Schwingkreis (10; 20; 30; 40) zum Bereitstellen eines hochfrequenten Ausgangssignals (yRF) mit einer von einem Steuersignal (vt2) abhängigen Frequenz (fθ), beinhaltend: a) einen Parallelschwingkreis (11) mit einem ersten induktiven Element (L1 ; 21 ; 31 ;
41) und einem Ausgang zum Bereitstellen des hochfrequenten Ausgangssignals
(yRF), b) eine Schalteinheit (S1) mit einer gesteuerten Strecke (15) und einem Steueranschluss (16) zum Schalten zwischen Zuständen, wobei die Schalteinheit (S1) ausgebildet ist, in einem ersten Zustand (OFF) ein vorwiegend kapazitives Verhalten und in einem zweiten Zustand (ON) ein vorwiegend resistives Verhalten aufzuweisen, c) wobei der Schwingkreis ausgestaltet ist, den Steueranschluss (16) der
Schalteinheit (S1) in Abhängigkeit vom Steuersignal (vt2) anzusteuern, wobei d) ein mit dem ersten induktiven Element (L1 ; 21 ; 31 ; 41) transformatorisch koppelbares zweites induktives Element (L2; 22; 32; 42) vorgesehen ist, und e) die gesteuerte Strecke (15) parallel zum zweiten induktiven Element (L2; 22; 32;
42) geschaltet ist.
2. Schwingkreis nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass das kapazitive Verhalten der Schalteinheit (S1) teilweise oder vollständig auf einer Kapazität (C_off, C_DS) der gesteuerten Strecke (15) im ersten Zustand (OFF) beruht.
3. Schwingkreis nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass das kapazitive Verhalten der Schalteinheit (S1) auf der Kapazität (C_off, C_DS) der gesteuerten Strecke (15) im ersten Zustand (OFF) und einer parallel zur gesteuerten Strecke (15) geschalteten kapazitiven Einheit (C2) beruht.
4. Schwingkreis nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das resistive Verhalten der Schalteinheit (S1) auf einem ohmschen Widerstand (Ron) der gesteuerten Strecke (15) im zweiten Zustand (ON) beruht.
5. Schwingkreis nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Schalteinheit (S1) einen Feldeffekttransistor (T1) aufweist, dessen Drain-Source-Kanal die gesteuerte Strecke (15) bildet und dessen Gate-Anschluss (T1G) mit dem Steueranschluss (16) verbunden ist.
6. Schwingkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Schalteinheit (S1) ein mikroelektromechanisches Schaltelement (MEM) aufweist.
7. Schwingkreis nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Parallelschwingkreis (11) eine parallel zum ersten induktiven Element (L1 ; 21 ; 31 ; 41) geschaltete erste kapazitive Einheit (C1) aufweist.
8. Schwingkreis nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die erste kapazitive Einheit (C1) einen einstellbaren Kapazitätswert aufweist und der Schwingkreis ausgestaltet ist, den einstellbaren Kapazitätswert der ersten kapazitiven Einheit (C1) in Abhängigkeit von mindestens einem weiteren Steuersignal (vt1) einzustellen.
9. Schwingkreis nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass die erste kapazitive Einheit (C1) mindestens einen Metall-Isolator-Metall-Kondensator
(MIM), einen Varaktor, einen geschalteten MIM-Kondensator oder eine geschaltete Kondensatorbank (CDAC) aufweist.
10. Schwingkreis nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass es sich bei der ersten kapazitiven Einheit (C1) um eine parasitäre Kapazität handelt.
11. Schwingkreis nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Schalteinheit (S1) eine parallel zur gesteuerten Strecke (15) geschaltete zweite kapazitive Einheit (C2) aufweist.
12. Schwingkreis nach Anspruch 11 , wobei die zweite kapazitive Einheit (C2) parallel zum zweiten induktiven Element (L2) geschaltet ist.
13. Schwingkreis nach einem der Ansprüche 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite kapazitive Einheit (C2) einen einstellbaren Kapazitätswert aufweist und der Schwingkreis ausgestaltet ist, den einstellbaren Kapazitätswert der zweiten kapazitiven Einheit (C2) in Abhängigkeit von mindestens einem weiteren Steuersignal einzustellen.
14. Schwingkreis nach einem der Ansprüche 11 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite kapazitive Einheit (C2) mindestens einen Metall-Isolator-Metall- Kondensator (MIM), einen Varaktor, einen geschalteten MIM-Kondensator oder eine geschaltete Kondensatorbank (CDAC) aufweist.
15. Schwingkreis nach Anspruch 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite kapazitive Einheit (C2) als verteilte Kapazität ausgebildet ist.
16. Schwingkreis nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das zweite induktive Element (L2) zwei in Reihe geschaltete induktive Teilelemente aufweist.
17. Schwingkreis nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass am Verbindungspunkt der induktiven Teilelemente ein erster Potentialwert anlegbar ist, wenn sich die Schalteinheit (S1) im ersten Zustand (OFF) befindet, und ein unterschiedlicher zweiter Potentialwert anlegbar ist, wenn sich die Schalteinheit im zweiten Zustand (ON) befindet.
18. Schwingkreis (30) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass ein mit dem ersten induktiven Element (L1 ; 31) transformatorisch koppelbares drittes induktives Element (L3; 33) und eine zum dritten induktiven Element parallel geschaltete zweite Schalteinheit (S2) mit einer zweiten gesteuerten Strecke vorgesehen sind, wobei die zweite gesteuerte Strecke parallel zum dritten induktiven Element geschaltet ist.
19. Schwingkreis (40), dadurch gekennzeichnet, dass mindestens ein erster Schwingkreis (20) und ein zweiter Schwingkreis (20') nach einem der vorhergehenden Ansprüche vorgesehen ist, wobei ein aufgetrennter Parallelschwingkreis (11 ') des zweiten Schwingkreises (20') parallel geschaltet ist zum ersten induktiven Element (L1 ; 41) des ersten Schwingkreises (20).
20. Spannungsgesteuerter Oszillator mit mindestens einem Schwingkreis nach einem der vorhergehenden Ansprüche.
21. Integrierte Schaltung mit mindestens einem Schwingkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 19 und/oder mindestens einem spannungsgesteuerten Oszillator nach Anspruch 20.
22. Integrierte Schaltung nach Anspruch 21 , dadurch gekennzeichnet, dass die integrierte Schaltung als monolithisch integrierte Schaltung, als Hybridschaltung oder als Multilayer-Keramik-Schaltung ausgebildet ist.
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Families Citing this family (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7936224B2 (en) * 2008-04-22 2011-05-03 Mediatek Inc. Voltage controlled oscillator
US7863993B1 (en) * 2008-09-08 2011-01-04 National Semiconductor Corporation Oscillator for providing oscillation signal with controllable frequency
GB2467931A (en) * 2009-02-19 2010-08-25 Cambridge Silicon Radio Ltd Tuning circuit with mutually coupled inductors
CA2776042A1 (en) * 2009-09-29 2011-04-07 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) An oscillator, a frequency synthesizer and a network node for use in a telecommunication network
US8860521B2 (en) * 2012-12-19 2014-10-14 Intel IP Corporation Variable inductor for LC oscillator
US9240752B2 (en) 2013-03-26 2016-01-19 Stmicroelectronics S.R.L. Power oscillator apparatus with transformer-based power combining
US10153728B2 (en) 2013-11-08 2018-12-11 Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. Semiconductor device and method
US9473152B2 (en) 2013-11-08 2016-10-18 Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. Coupling structure for inductive device
US10270389B2 (en) 2013-11-08 2019-04-23 Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. Semiconductor device and method
US9191014B2 (en) 2013-11-08 2015-11-17 Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. Method and apparatus of synchronizing oscillators
KR101729400B1 (ko) * 2014-06-30 2017-04-21 타이완 세미콘덕터 매뉴팩쳐링 컴퍼니 리미티드 유도성 디바이스를 위한 커플링 구조물
US9543892B1 (en) * 2015-07-16 2017-01-10 Qualcomm Incorporated Overlapping uncoupled inductors for low-cost multi-frequency voltage-controlled oscillators
US9698727B1 (en) 2015-12-10 2017-07-04 Qualcomm Incorporated Coupled inductor-based resonator
US20190189342A1 (en) * 2017-12-20 2019-06-20 National Chung Shan Institute Of Science And Technology Variable inductor and integrated circuit using the variable inductor
EP3879686A4 (de) 2018-12-26 2021-11-17 Huawei Technologies Co., Ltd. Integrierte schaltung mit resonanzkreis
US11869700B2 (en) 2019-09-11 2024-01-09 Realtek Semiconductor Corporation Inductor device
US11901399B2 (en) 2019-09-11 2024-02-13 Realtek Semiconductor Corporation Enhanced sensing coil for semiconductor device
TW202350060A (zh) * 2022-05-31 2023-12-16 瑞昱半導體股份有限公司 屏蔽電路與半導體裝置

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5715526A (en) 1995-09-08 1998-02-03 Qualcomm Incorporated Apparatus and method for controlling transmission power in a cellular communications system
US5715528A (en) * 1996-02-08 1998-02-03 Ford Motor Company Converting capacitance to inductance in a floating resonant
US5994982A (en) * 1997-07-18 1999-11-30 Trw Inc. MEMS switched resonators for VCO applications
US6049702A (en) * 1997-12-04 2000-04-11 Rockwell Science Center, Llc Integrated passive transceiver section
US6013958A (en) * 1998-07-23 2000-01-11 Lucent Technologies Inc. Integrated circuit with variable capacitor
US6255913B1 (en) * 1999-10-04 2001-07-03 Agere Systems Guardian Corp. Variable frequency oscillator circuit
US6778022B1 (en) * 2001-05-17 2004-08-17 Rf Micro Devices, Inc. VCO with high-Q switching capacitor bank
US6621365B1 (en) * 2002-04-03 2003-09-16 Nokia Corporation Method and apparatus providing a dual mode VCO for an adaptive receiver
US7375598B2 (en) * 2004-02-19 2008-05-20 Texas Instruments Incorporated System and method for increasing radio frequency (RF)/microwave inductor-capacitor (LC) oscillator frequency tuning range
US7180381B2 (en) * 2004-04-21 2007-02-20 Synergy Microwave Corporation Wideband voltage controlled oscillator employing evanescent mode coupled-resonators
US7154349B2 (en) * 2004-08-11 2006-12-26 Qualcomm, Incorporated Coupled-inductor multi-band VCO
US7268634B2 (en) * 2004-08-27 2007-09-11 The Hong Kong University Of Science And Technology Dual-mode voltage controlled oscillator using integrated variable inductors
US7280001B2 (en) * 2005-09-14 2007-10-09 Silicon Laboratories Inc. Capacitor array segmentation
JP2007174552A (ja) * 2005-12-26 2007-07-05 Renesas Technology Corp 発振回路およびそれを内蔵した半導体集積回路

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See references of WO2007131576A1 *

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Publication number Publication date
US20070268007A1 (en) 2007-11-22
WO2007131576A1 (de) 2007-11-22
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US7633352B2 (en) 2009-12-15

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