EP1974458A1 - Machine tournante polyphasee equipee d'un dispositif de pilotage perfectionne - Google Patents

Machine tournante polyphasee equipee d'un dispositif de pilotage perfectionne

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Publication number
EP1974458A1
EP1974458A1 EP07718331A EP07718331A EP1974458A1 EP 1974458 A1 EP1974458 A1 EP 1974458A1 EP 07718331 A EP07718331 A EP 07718331A EP 07718331 A EP07718331 A EP 07718331A EP 1974458 A1 EP1974458 A1 EP 1974458A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
rpm
speed
phase advance
rotation
machine according
Prior art date
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Ceased
Application number
EP07718331A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Julien Masfaraud
Hugues Doffin
Farouk Boudjemai
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Valeo Equipements Electriques Moteur SAS
Original Assignee
Valeo Equipements Electriques Moteur SAS
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Valeo Equipements Electriques Moteur SAS filed Critical Valeo Equipements Electriques Moteur SAS
Publication of EP1974458A1 publication Critical patent/EP1974458A1/fr
Ceased legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/15—Controlling commutation time
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
    • H02P25/032—Reciprocating, oscillating or vibrating motors
    • H02P25/034—Voice coil motors

Definitions

  • the invention relates to a polyphase rotating electrical machine for a motor vehicle equipped with a control device, this rotating electrical machine possibly being reversible as in the case of alternators-starters, and an alternator-starter.
  • this rotating electrical machine possibly being reversible as in the case of alternators-starters, and an alternator-starter.
  • a rotating electrical machine conventionally comprises a rotor and a stator.
  • One of these elements is traversed by a direct current and thus generates a constant magnetic field and fixed orientation relative to this element.
  • the other element comprises a plurality of separate and angularly spaced windings; each winding is traversed by a current that is out of phase with that of the other windings so as to create a rotating magnetic field.
  • the coexistence of the fixed orientation field of the first element and the rotating field of the second element cause the rotation of these elements relative to each other, that is to say the rotation of the rotor relative to the stator.
  • the different currents are generally injected into the windings of the polyphase element through a bridge formed by power switches (generally diodes associated with power transistors).
  • This power bridge is generally controlled by an electronic module which sets the times of opening and closing of the switches and thus controls the phase of the different currents through the windings.
  • the electronic module In order to determine the control times of the switches, the electronic module currently uses signals representative of the position of the rotor relative to the stator, such as, for example, position sensors regularly distributed over the circumference of the rotating machine, which send each of the periodic signals at the rotation frequency of the rotor and out of phase with each other.
  • the power bridge acts as a rectifier bridge during operation in alternator mode of the machine.
  • the document FR 2 823 030 proposes to shift the control signals of the power bridge over time, in practice by means of a permutation and a reversal of the signals from the position sensors. .
  • phase shift is determined in a one-to-one manner as a function of speed by the components of the analog circuit.
  • the shift-speed relation is therefore fixed and can not therefore be adapted to the different situations that may be encountered (start-up, dynamic assistance, etc.).
  • the choice of this relationship lacks flexibility since it is determined according to the circuit elements used.
  • This design also implies the use of an analog circuit with specific characteristics for each type of machine that one wishes to manufacture, which complicates the manufacture of machines on an industrial level.
  • the invention proposes a polyphase rotating electric machine equipped with an improved piloting device.
  • the polyphase rotary electrical machine for a motor vehicle comprises a rotor, a stator, a control bridge with controlled switches, and a control device supplying control signals to the control bridge, the control device comprising means for applying to at least one a switch of the control bridge a control signal with a phase advance with respect to a signal representative of the position of the rotor relative to the stator.
  • said means for applying comprises means for adjusting the phase advance among a plurality of values for a given rotational speed of the rotor.
  • the device according to the invention may comprise one or more of the following characteristics:
  • the means for adjusting the phase advance are for example able to adjust the phase advance over a range of values for a given rotational speed of the rotor.
  • the range of values can be defined as follows: for a given speed of rotation in rpm ⁇ less than 1200 rpm, said range of
  • said range of values has for example for upper limit an angle of 100 °.
  • means may be provided for determining the phase advance at a given speed of rotation as a function of information relating to the torque to be generated.
  • the torque generated by the machine is thus adjusted using the selected offset. It is also possible to predict the phase advance at a given speed of rotation so that the efficiency of the machine is maximum, which may be advantageous in some applications.
  • the phase advance is such that the control bridge causes rotation in the opposite direction of said machine. It is thus possible to control by means of the phase shift the direction of rotation of the machine.
  • the phase advance is between 200 ° and 270 °, and / or that, for a rotational speed in revolutions per minute, given minute ⁇
  • phase advance in degrees is less than 230 + - and
  • the invention also proposes an alternator / starter equipped with a polyphase rotating electric machine as briefly described above.
  • FIG. 1 represents the electrical circuit elements of a polyphase rotating electrical machine comprising a phase advance block
  • FIG. 2 represents an embodiment of the phase advance block of FIG. 1 comprising a mixing circuit
  • FIGS. 3 and 4 show possible embodiments of a mixing circuit of FIG. 2;
  • FIGS. 6 and 7 show examples of possible choices for the phase shift value ⁇ as a function of the rotational speed ⁇ of the rotating machine.
  • FIG. 1 represents the essential elements of the electrical circuit of a polyphase rotating electric machine, for example reversible of the alternator-starter type.
  • a polyphase rotating electric machine for example reversible of the alternator-starter type.
  • Such a machine comprises a power bridge 10 which supplies the three phases of a three-phase stator 12 from a voltage generated between the two terminals B + , B " of a battery pack.
  • the power bridge 10 is formed of switches (not shown) which are controlled by control signals C so that the different windings of the stator 12 are traversed by signals shifted by 120 ° relative to each other .
  • the control signals C are generated by an electronic control module based on signals U, V, W coming from three linear sensors 14, 16, 18 equidistant around the circumference of the rotating machine. Specifically, the signals U, V, W from the sensors are processed by a control device called phase-advance block 30 which delivers three signals U ', V, W corresponding to the sensor signals U, V, W with a feedrate of phase ⁇ with respect to these.
  • the signals U ', V, W generated by the phase advance block 30 are used by a control circuit 20 to form the control signals C of the power bridge 10.
  • phase advance ⁇ depends, for example, on the speed of the machine as measured by means of the sensor signals U, V, W.
  • the phase advance ⁇ can in this case be determined in real time within of the phase advance block 30 as described below.
  • the control circuit comprises, for example, a microcontroller (including a microprocessor) which determines the rotational speed of the machine on the basis of the signals U ', V, W and deduces therefrom the phase shift ⁇ to be used, possibly also depending on other conditions, such as the operating phase.
  • the offset value ⁇ associated with a given speed and operating condition is for example stored in the microcontroller in a correspondence table.
  • the power bridge 10 acts as a rectifier bridge which ensures the transmission of energy from the machine (and in particular the stator 12) to the battery (terminal B + , B " ) .
  • FIG. 2 represents an embodiment that can be envisaged for the phase advance block 30.
  • Each mixer circuit 32, 32 ', 32 also receives on a second input the signal V, W, U coming from a sensor and having a phase advance of 120 ° with respect to the sensor signal U, V, W received on its first entry.
  • each mixer circuit 32, 32 ', 32 "receives on its first input one of the sensor signals U, V, W and on its second input the sensor signal V, W, U in phase advance of 120 ° relative to to that received on the first entry.
  • Each mixer circuit 32, 32 ', 32 also receives a control signal PWM ⁇ formed of pulses with a duty cycle ⁇
  • the control signal PWM ⁇ controls switching of switching elements of the mixing circuits 32, 32". 32 "as described below In the embodiment shown in FIG. 2, the same PWM control signal ⁇ is applied to all three mixers 32, 32 ', 32". In Alternatively, one could naturally provide specific control signals for each mixer circuit.
  • control signal PWM ⁇ is generated on a pin of a microprocessor 34, part of which is dedicated to the generation of this PWM command signal ⁇ (in part, here is meant a part of the software that controls the microprocessor 34, alternatively, one could consider the realization of the same function hardwired logic).
  • the microprocessor 34 also receives the signals U, V, W coming from the sensors 14, 16, 18 through a first hysteresis trigger circuit 36.
  • the signals thus received are intended for a part
  • the rotational speed information thus determined is used in particular in the microprocessor 34 to determine the phase advance to be made by the phase advance block 30 according to which is determined the duty cycle ⁇ of the PWM signal ⁇ to be applied to the mixing circuit 32, 32 ', 32 ".
  • the relationship between the speed determined by the speed determination part 33 and the duty cycle ⁇ (either directly or via the phase shift ⁇ ) is for example stored in a memory associated with the microprocessor 34 in the form of a correspondence table.
  • the desired phase shift ⁇ (and therefore the cyclic ratio ⁇ used) can naturally depend on other parameters than the rotational speed of the rotating machine, such as for example the operating mode of the rotating machine.
  • the latter form two different types of combination of the signals they receive as input depending on whether the PWM control signal ⁇ is high level or low level.
  • the PWM control signal ⁇ is high level or low level.
  • the cutoff frequency of each low-pass filter 38, 38 ', 38 is, however, greater than the frequency of the U, V, W signals of way to pass this component of information.
  • a cut-off frequency of 10 kHz is used, which makes it possible to use, for example also a frequency of 130 kHz for the control signal.
  • the filtered signal Fu, F v , F w emitted by each low-pass filter 38, 38 ', 38 is therefore a combination of the sensor signals received at the input of the mixing circuit 32, 32', 32" corresponding in which the influence of each of the signals received at the input of the corresponding mixing circuit 32, 32 ', 32 "depends on the duty ratio of the PWM control signal ⁇ , thus obtaining a signal whose phase is between the phases of the input signals and is adjustable by modification. of the duty cycle ⁇ of the PWM control signal ⁇ .
  • the filtered signals Fu, F v , F w are respectively applied to a first input of second corresponding hysteresis trigger circuits 40, 40 ', 40 "which each receive on a second input the average of the sensor signals U, V, W determined by a circuit through 42 and a low-pass filter 43 of the same type as the low-pass filters 38, 38 ', 38 "previously mentioned. It is freed by the use of hysteresis releases 40, 40 ', 40 "of voltage offsets generated in mixer circuits 32, 32', 32".
  • Hysteresis triggers 40, 40 ', 40 "of the signals U', V, W corresponding respectively to the input signal signals U, V, W are thus obtained at the output with a phase advance which depends on the duty cycle ⁇ of the signal of ⁇ PWM control.
  • Figure 3 shows a first example conceivable for the implementation of each of the mixer circuits 32, 32 ', 32 "described above. This example is written as implementation of the mixer circuit 32 (which receives as input the signal U and the signal V in phase advance of 120 ° with respect to the signal U), but applies identically to the mixers 32 ' , 32 "by respectively inputting the signals V and W, and the signals W and U.
  • the first signal (here the signal U) is applied to a node forming the output through a resistor R1
  • the second signal Ku (here the signal V) is applied to this same node through the series association of a resistor R2 and a switch K 0 switched on command of the PWM control signal ⁇ .
  • FIG. 4 represents a second exemplary embodiment for the mixing circuits 32, 32 ', 32 "of FIG.
  • the example described applies to the mixing circuit 32 but would apply identically to the mixer circuit 32 ', 32 ".
  • the sensor signal U is transmitted to an output node through the series combination of a resistor R1 and a switch Ki, while the sensor signal V is transmitted to the output node through the receiver. series combination of a resistor R2 and a switch K 0 .
  • the switch K 0 is switched according to the control signal
  • the PWM command signal ⁇ causes the opening of the switch K 0 , it thus causes the switch K i to close so that the output signal Ku (at the output node) depends only on the signal U sensor.
  • FIG. 5 represents an alternative embodiment of a mixer circuit, according to which the mixer circuit receives as input the three sensor signals U, V, W.
  • the sensor signal U is transmitted to an output node through a resistor R1.
  • the sensor signal V (in phase advance of 120 ° with respect to the signal U) is transmitted to the output node through the series association of a resistor R2 and a first switch K 2 controlled by a first control signal PWM ⁇ 1 .
  • the W sensor signal is in turn transmitted to the node forming an output through a series combination of the same type, namely a resistor R3 and a second switch K 3 controlled by a PWM control signal ⁇ 2.
  • the advance of the phase output signal can thus vary between 0 ° and a value slightly less than 240 ° (by choosing resistance values for the resistors R1, R2, R3 which render the signal U on the output node K negligible. 'u when the switch K 3 is closed).
  • FIG. 6 shows the relationships that can exist between the offset ⁇ and the rotation speed ⁇ of the machine in an exemplary implementation thereof. According to this example, there is a distinction between low speed operation (here for speeds ⁇ less than 1200 rpm) of operation at higher speeds (here ⁇ greater than 1200 rpm).
  • the solution described above makes it possible to envisage a plurality of possible phase shifts ⁇ for a given value ⁇ of the speed of rotation of the rotating machine, for example according to the intended use.
  • phase shift values used ⁇ are limited to value ranges as shown in FIG. 6. Thus, for speeds ⁇ less than 1200 rpm, it is provided that the phase setpoint ⁇ emitted by the microprocessor 34 remains in a zone
  • phase shift ⁇ thus never reaches the forbidden zones 11 and 12 respectively corresponding to phase shift values ⁇ less than and greater than the allowed values.
  • the microprocessor 34 delivers for higher speeds ( ⁇ greater than 1200 rpm) a phase setpoint ⁇ less than 100 °.
  • the value of the phase shift command ⁇ can be determined as a function of the speed of rotation ⁇ in each particular case of use, for example as already mentioned by means of a correspondence table stored in a memory associated with the microprocessor 34.
  • the correspondence table for this use stores the correspondence between the speed of rotation ⁇ and the phase shift ⁇ given by the curve C max in FIG.
  • the rotating electrical machine can also be used to adjust the torque to a certain value.
  • the phase shift setpoint ⁇ can be determined as a function of the target torque, as illustrated in FIG. 6, where each curve C 0 , Ci , C 2 gives the relation between the speed of rotation ⁇ and the phase shift ⁇ which makes it possible to obtain this torque value.
  • the torque values that can thus be envisaged, it is particularly possible to seek to reach the torque where the efficiency is optimal, in which case the relation between the values of rotation speed ⁇ and of phase shift ⁇ is given by the curve C r of FIG. 6.
  • phase shift ⁇ as a function of the rotational speed ⁇ also makes it possible to envisage values which cause rotation of the rotating machine in a direction of rotation opposite to the direction conventionally envisaged.
  • FIG. 7 shows in particular a curve C ma ⁇ which gives the relation between the speed of rotation ⁇ and the phase shift ⁇ when one looking to maximize the couple.
  • other phase shift values ⁇ may be associated with speeds ⁇ for other uses, while remaining within the range A of the previously defined allowed values.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

La machine selon l'invention comprend un rotor, un stator (12), un pont de commande (10) à interrupteurs commandés, et un dispositif de pilotage (20, 30) fournissant des signaux de commande (C) au pont de commande (10), le dispositif de pilotage comprenant des moyens (30) pour appliquer à au moins un interrupteur du pont de commande un signal de commande avec une avance de phase par rapport à un signal représentatif de la position du rotor par rapport au stator. Conformément à l'invention, lesdits moyens pour appliquer comprennent des moyens (30) pour régler l'avance de phase (δ) parmi une pluralité de valeurs pour une vitesse de rotation du rotor donnée.

Description

MACHINE TOURNANTE POLYPHASEE EQUIPEE D'UN DISPOSITIF DE
PILOTAGE PERFECTIONNE
Domaine de l'invention
L'invention concerne une machine électrique tournante polyphasée pour véhicule automobile équipée d'un dispositif de pilotage, cette machine électrique tournante pouvant être éventuellement réversible comme dans le cas des alternateurs-démarreurs, et un alternateur-démarreur. Etat de la technique
Une machine électrique tournante comprend classiquement un rotor et un stator. L'un de ces éléments est parcouru par un courant continu et génère ainsi un champ magnétique constant et d'orientation fixe par rapport à cet élément. L'autre élément comprend une pluralité d'enroulements distincts et espacés angulairement ; chaque enroulement est parcouru par un courant déphasé par rapport à celui des autres enroulements de manière à créer un champ magnétique tournant. La coexistence du champ d'orientation fixe du premier élément et du champ tournant du second élément entraînent la rotation de ces éléments l'un par rapport à l'autre, c'est-à-dire la rotation du rotor par rapport au stator.
Les différents courants sont généralement injectés dans les enroulements de l'élément polyphasé à travers un pont formé par des interrupteurs de puissance (en général des diodes associées à des transistors de puissance).
Ce pont de puissance est en général piloté par un module électronique qui fixe les instants d'ouverture et de fermeture des interrupteurs et commande ainsi la phase des différents courants à travers les enroulements.
Afin de déterminer les instants de commande des interrupteurs, le module électronique utilise couramment des signaux représentatifs de la position du rotor par rapport au stator, tel que par exemple des capteurs de position régulièrement répartis sur la circonférence de la machine tournante, qui envoient chacun des signaux périodiques à la fréquence de rotation du rotor et déphasés l'un par rapport à l'autre.
Dans le cas où la machine électrique tournante est réversible, le pont de puissance joue le rôle d'un pont redresseur lors du fonctionnement en mode alternateur de la machine.
Dans ce cadre, il a été proposé par le document FR 2 823 030 de permettre le fonctionnement de la machine électrique tournante comme moteur électrique selon deux modes de caractéristique distincts, à savoir un mode dit "démarreui" pour l'entraînement du moteur thermique d'un véhicule et un mode dit "moteur auxiliaire" pour l'entraînement d'un appareil nécessitant un couple de valeur inférieure.
Pour permettre le fonctionnement selon ces deux modes, le document FR 2 823 030 propose de décaler les signaux de commande du pont de puissance dans le temps, en pratique au moyen d'une permutation et d'une inversion des signaux issus des capteurs de position.
Toutefois, selon cette solution, le décalage de phase est déterminé de manière biunivoque en fonction de la vitesse par les composants du circuit analogique. La relation décalage-vitesse est donc figée et ne peut donc pas notamment être adaptée aux différentes situations qui peuvent être rencontrées (démarrage, assistance dynamique, ...). De plus, le choix de cette relation manque de flexibilité puisqu'elle est déterminée en fonction des éléments de circuit utilisés. Cette conception implique, en outre, l'utilisation d'un circuit analogique avec des caractéristiques propres pour chaque type de machine que l'on souhaite fabriquer, ce qui complique la fabrication des machines à un niveau industriel.
Objet de l'invention
Pour éviter ces problèmes et permettre ainsi notamment une plus grande flexibilité dans l'utilisation du décalage de phase des signaux issus des capteurs, l'invention propose une machine électrique tournante polyphasée équipée d'un dispositif pilotage perfectionné. La machine électrique tournante polyphasée pour véhicule automobile comprend un rotor, un stator, un pont de commande à interrupteurs commandés, et un dispositif de pilotage fournissant des signaux de commande au pont de commande, le dispositif de pilotage comprenant des moyens pour appliquer à au moins un interrupteur du pont de commande un signal de commande avec une avance de phase par rapport à un signal représentatif de la position du rotor par rapport au stator.
Conformément à l'invention, lesdits moyens pour appliquer comprennent des moyens pour régler l'avance de phase parmi une pluralité de valeurs pour une vitesse de rotation du rotor donnée.
Selon des modes de réalisation non limitatifs, le dispositif selon l'invention peut comporter une ou plusieurs des caractéristiques suivantes :
Les moyens pour régler l'avance de phase sont par exemple aptes à régler l'avance de phase sur une plage de valeurs pour une vitesse de rotation du rotor donnée.
Afin de permettre un fonctionnement particulièrement efficace de la machine, la plage de valeurs peut être définie comme suit : pour une vitesse de rotation en tours par minute donnée ω inférieure à 1200 tr/min, ladite plage de
valeurs a par exemple pour limite supérieure un angle égal en degrés à 60 + — ,
et/ou par exemple pour limite inférieure un angle égal en degrés à — .(«-400) ;
80 pour une vitesse de rotation supérieure à 1200 tr/min, ladite plage de valeurs a par exemple pour limite supérieure un angle de 100°.
Selon une possibilité de mise en œuvre, on peut prévoir des moyens pour déterminer l'avance de phase à une vitesse de rotation donnée en fonction d'une information relative au couple à générer. Le couple généré par la machine est ainsi réglé au moyen du décalage choisi. On peut aussi prévoir de déterminer l'avance de phase à une vitesse de rotation donnée de telle sorte que le rendement de la machine soit maximal, ce qui peut être avantageux dans certaines applications.
Selon une autre possibilité de réalisation originale en soi, l'avance de phase est telle que le pont de commande provoque une rotation en sens inverse de ladite machine. On peut ainsi commander grâce au décalage de phase la direction de rotation de la machine.
Dans ce cas, on peut par exemple prévoir que, pour une vitesse de rotation supérieure à 1200 tr/min, l'avance de phase est comprise entre 200° et 270°, et/ou que, pour une vitesse de rotation en tours par minute donnée ω
inférieure à 1200 tr/min, l'avance de phase en degrés est inférieure à 230 + — et
à 270°, et/ou supérieure à 90 + — .ω . M 120
Ces valeurs du décalage de phase correspondent particulièrement bien à la rotation en sens inverse. L'invention propose également un alternateur-démarreur équipée d'une machine électrique tournante polyphasée telle que brièvement décrite ci-dessus.
Brève description des Figures
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lumière de la description qui suit, faits en référence aux dessins annexés dans lesquels :
- la figure 1 représente les éléments de circuit électrique d'une machine électrique tournante polyphasée comprenant un bloc d'avance de phase;
- la figure 2 représente un mode de réalisation du bloc d'avance de phase de la figure 1 comprenant un circuit mélangeur;
- les figures 3 et 4 représentent des modes possibles de réalisation d'un circuit mélangeur de la figure 2 ;
- la figure 5 représente une variante de réalisation du circuit mélangeur ; - les figures 6 et 7 représentent des exemples de choix possibles pour la valeur de décalage de phase δ en fonction de la vitesse de rotation ω de la machine tournante.
Description détaillée de modes de réalisation non limitatifs de l'invention
La figure 1 représente les éléments essentiels du circuit électrique d'une machine électrique tournante polyphasée, par exemple réversible du type alternateur-démarreur. Une telle machine comprend un pont de puissance 10 qui alimente les trois phases d'un stator triphasé 12 à partir d'une tension générée entre les deux bornes B+, B" d'une batterie d'alimentation.
Le pont de puissance 10 est formé d'interrupteurs (non représentés) qui sont commandés par des signaux de commande C de sorte que les différents enroulements du stator 12 soient parcourus par des signaux décalés de 120° l'un par rapport à l'autre.
Les signaux de commande C sont générés par un module électronique de commande sur la base de signaux U, V, W issus de trois capteurs linéaires 14, 16, 18 équirépartis sur la circonférence de la machine tournante. Précisément, les signaux U, V, W issus des capteurs sont traités par un dispositif de pilotage appelé bloc d'avance de phase 30 qui délivre trois signaux U', V, W correspondant aux signaux capteurs U, V, W avec une avance de phase δ par rapport à ceux-ci.
Les signaux U', V, W générés par le bloc d'avance de phase 30 sont utilisés par un circuit de commande 20 pour former les signaux de commande C du pont de puissance 10.
L'avance de phase δ mentionnée ci-dessus dépend par exemple de la vitesse de la machine telle que mesurée au moyen des signaux capteurs U, V, W. L'avance de phase δ peut dans ce cas être déterminée en temps réel au sein du bloc d'avance de phase 30 comme décrit ci-après. En variante, on peut prévoir que le circuit de commande 20 génère un signal lié à la consigne d'avance de phase δ comme indiqué en traits pointillés en figure 1. Pour ce faire, le circuit de commande comprend par exemple un microcontrôleur (incluant un microprocesseur) qui détermine la vitesse de rotation de la machine sur la base des signaux U', V, W et qui en déduit le décalage de phase δ à utiliser, éventuellement également fonction d'autres conditions, tel que la phase de fonctionnement. La valeur de décalage δ associée à une vitesse et condition de fonctionnement données est par exemple mémorisée au sein du microcontrôleur dans une table de correspondance. Lorsque la machine fonctionne en mode alternateur, le pont de puissance 10 joue le rôle d'un pont redresseur qui assure la transmission de l'énergie de la machine (et notamment du stator 12) à la batterie (borne B+, B").
La figure 2 représente un mode de réalisation envisageable pour le bloc d'avance de phase 30. Dans ce mode de réalisation, chaque signal U, V, W issu d'un capteur
14, 16, 18 est appliqué à une première entrée d'un circuit dit " mélangeur" respectivement 32, 32', 32" dont des exemples de réalisation seront donnés dans la suite.
Chaque circuit mélangeur 32, 32', 32" reçoit également sur une seconde entrée le signal V, W, U issu d'un capteur et ayant une avance de phase de 120° par rapport au signal capteur U, V, W reçu sur sa première entrée.
Ainsi, chaque circuit mélangeur 32, 32', 32" reçoit sur sa première entrée l'un des signaux capteurs U, V, W et sur sa seconde entrée le signal capteur V, W, U en avance de phase de 120° par rapport à celui reçu sur la première entrée.
Chaque circuit mélangeur 32, 32', 32" reçoit également un signal de commande PWMα formé d'impulsions avec un rapport cyclique α. Le signal de commande PWMα commande la commutation d'éléments de commutation des circuits mélangeurs 32, 32", 32" comme décrit plus bas. Dans le mode de réalisation représenté en figure 2, le même signal de commande PWMα est appliqué à l'ensemble des trois mélangeurs 32, 32', 32". En variante, on pourrait naturellement prévoir des signaux de commande spécifiques pour chaque circuit mélangeur.
Dans le mode de réalisation représenté en figure 2, le signal de commande PWMα est généré sur une broche d'un microprocesseur 34 dont une partie 35 est dédiée à la génération de ce signal de commande PWMα (par partie, on entend ici une partie du logiciel qui commande le microprocesseur 34 ; en variante, on pourrait envisager la réalisation de la même fonction en logique câblée).
Comme visible en figure 2, le microprocesseur 34 reçoit également les signaux U, V, W issus des capteurs 14, 16, 18 à travers un premier circuit déclencheur à hystérésis 36. Les signaux ainsi reçus sont destinés à une partie
33 du microprocesseur 34 dédiée à la détermination de la vitesse de la machine tournante.
L'information de vitesse de rotation ainsi déterminée est notamment utilisée dans le microprocesseur 34 pour déterminer l'avance de phase à réaliser par le bloc d'avance de phase 30 en fonction duquel est déterminé le rapport cyclique α du signal PWMα à appliquer au circuit mélangeur 32, 32', 32".
La relation entre la vitesse déterminée par la partie de détermination de la vitesse 33 et le rapport cyclique α (soit directement, soit par l'intermédiaire du décalage de phase δ) est par exemple mémorisé dans une mémoire associée au microprocesseur 34 sous forme d'une table de correspondance.
Le décalage de phase δ souhaité (et par conséquent le rapport cyclique α utilisé) peut naturellement dépendre d'autres paramètres que la vitesse de rotation de la machine tournante, tel que par exemple le mode de fonctionnement de la machine tournante. On peut dans ce cas prévoir plusieurs tables de correspondance comme évoquées ci-dessus, chaque table étant utilisé dans un mode spécifique de fonctionnement de la machine tournante.
Comme on le verra dans la suite au vu des exemples de réalisation des circuits mélangeurs 32, 32', 32", ces derniers forment deux types de combinaison différents des signaux qu'ils reçoivent en entrée selon que le signal de commande PWMα est de niveau haut ou de niveau bas. (On entend ici éventuellement par combinaison, une combinaison dans laquelle l'un des deux signaux est à poids nul, c'est-à-dire que seul l'autre signal est transmis.)
L'alternance des deux types de combinaison (signaux Ku, Kv, Kw) est émise en sortie de chaque circuit mélangeur 32, 32', 32" à destination d'un filtre passe-bas dont la fréquence de coupure est inférieure à la fréquence du signal de commande PWMα (c'est-à-dire à la fréquence d'alternance des deux types de combinaison) de telle sorte que le signal filtré forme à chaque instant la moyenne des combinaisons des deux types, pondérée par la durée de chacune, qui dépend naturellement du rapport cyclique α du signal de commande PWMα. La fréquence de coupure de chaque filtre passe-bas 38, 38', 38" est toutefois supérieure à la fréquence des signaux de U, V, W de manière à laisser passer cette composante de l'information. Vues les vitesses de rotation classiques des machines tournantes et la fréquence des signaux capteurs qui en découle (typiquement entre 0 et 600 Hz), on utilise par exemple une fréquence de coupure de 10 kHz, ce qui permet d'utiliser, par exemple également une fréquence de 130 kHz pour le signal de commande.
Le signal filtré Fu, Fv, Fw émis par chaque filtre passe-bas 38, 38', 38" est donc une combinaison des signaux capteurs reçus en entrée du circuit mélangeur 32, 32', 32" correspondant dans lequel l'influence de chacun des signaux reçus en entrée du circuit mélangeur 32, 32', 32" correspondant dépend du rapport cyclique du signal de commande PWMα. On obtient ainsi un signal dont la phase est comprise entre les phases des signaux en entrée et réglable par modification du rapport cyclique α du signal de commande PWMα.
Les signaux filtrés Fu, Fv, Fw sont appliqués respectivement à une première entrée de seconds circuits déclencheurs à hystérésis correspondants 40, 40', 40" qui reçoivent chacun sur une seconde entrée la moyenne des signaux capteurs U, V, W déterminée par un circuit moyennant 42 et par un filtre passe- bas 43 du même type que les filtres passe-bas 38, 38', 38" précédemment mentionnés. On s'affranchie grâce à l'utilisation des déclencheurs à hystérésis 40, 40', 40" des décalages de tension générés dans les circuits mélangeurs 32, 32', 32". On obtient ainsi en sortie des déclencheurs à hystérésis 40, 40', 40" des signaux U', V, W correspondant respectivement aux signaux capteurs en entrée U, V, W avec une avance de phase qui dépend du rapport cyclique α du signal de commande PWMα. La figure 3 représente un premier exemple envisageable pour la mise en œuvre de chacun des circuits mélangeurs 32, 32', 32" décrits ci-dessus. Cet exemple est écrit comme mise en œuvre du circuit mélangeur 32 (qui reçoit en entrée le signal U et le signal V en avance de phase de 120° par rapport au signal U), mais s'applique à l'identique aux mélangeurs 32', 32" en appliquant respectivement en entrée les signaux V et W, et les signaux W et U.
Dans cet exemple de réalisation, le premier signal (ici le signal U) est appliqué à un nœud formant la sortie à travers un résistor R1 , tandis que le second signal Ku (ici le signal V) est appliqué à ce même nœud à travers l'association série d'un résistor R2 et d'un interrupteur K0 commuté sur commande du signal de commande PWMα.
On obtient ainsi en sortie (c'est-à-dire au niveau du nœud précité) un signal Ku qui dépend seulement du signal capteur U lors des phases du signal de commande PWMα qui force l'ouverture de l'interrupteur K0, tandis que le signal de sortie Ku dépend à la fois des signaux U et V (pondéré en outre selon les résistors R1 et R2) lors des phases du signal commande PWMα qui provoquent la fermeture de l'interrupteur K0. Cette solution permet donc d'obtenir après filtrage passe-bas un signal filtré Fu
On voit ainsi clairement qu'on obtient, pour des valeurs du rapport cyclique α variant entre 0 et 1 , un signal en sortie Fu dont la phase varie entre celle du signal U lui-même (lorsque α=0) et une phase proche de celle du signal V (lui-même en avance de phase de 120° par rapport au signal U) lorsque α=1 , en choisissant des valeurs adéquates pour R1 et R2 (plus R1 est grand par rapport à R2, plus l'avance de phase de Fu s'approche de 120° pour α=1 ).
La figure 4 représente un second exemple de réalisation pour les circuits mélangeurs 32, 32', 32" de la figure 2.
Comme précédemment, l'exemple décrit s'applique au circuit mélangeur 32 mais s'appliquerait à l'identique au circuit mélangeur 32', 32". Dans ce second exemple, le signal capteur U est transmis à un nœud formant sortie à travers l'association série d'un résistor R1 et d'un interrupteur Ki, tandis que le signal capteur V est transmis au nœud formant sortie à travers l'association série d'un résistor R2 et d'un interrupteur K0. L'interrupteur K0 est commuté en fonction du signal de commande
PWMα tandis que l'interrupteur K1 reçoit le même signal de commande PWMα à travers un inverseur de telle sorte que l'interrupteur Ki est commuté à l'inverse de l'interrupteur K0.
Dans les phases où le signal de commande PWMα provoque l'ouverture de l'interrupteur K0, il provoque ainsi la fermeture de l'interrupteur Ki de telle sorte que signal de sortie Ku (au nœud formant sortie) ne dépend que du signal capteur U.
A l'inverse, lorsque le signal de commande PWMα entraîne la fermeture de l'interrupteur K0, il entraîne également l'ouverture de l'interrupteur K1 de telle sorte que le signal de sortie Ku ne dépend que du signal capteur V.
Cette solution permet d'obtenir, après filtrage passe-bas, le signal filtré Fu
Comme précédemment, en faisant varier le rapport cyclique α entre 0 et 1 , on obtient une avance de phase du signal Fu par rapport au signal U variable, entre 0° (pour α=0) et cette fois précisément 120° (pour α=1 ).
La figure 5 représente une variante de réalisation d'un circuit mélangeur, selon laquelle le circuit mélangeur reçoit en entrée les trois signaux capteurs U, V, W.
Le signal capteur U est transmis à un nœud formant sortie à travers un résistor R1.
Le signal capteur V (en avance de phase de 120° par rapport au signal U) est transmis au nœud formant sortie à travers l'association série d'un résistor R2 et d'un premier interrupteur K2 commandé par un premier signal de commande PWMα1. Le signal capteur W est quant à lui transmis au nœud formant sortie à travers une association série du même type, à savoir un résistor R3 et un second interrupteur K3 commandé par un signal de commande PWMα2. On obtient donc, après filtrage passe-bas comme décrit précédemment, un signal Fu
L'avance du signal en sortie de phase peut ainsi varier entre 0° et une valeur légèrement inférieure à 240° (en choisissant des valeurs de résistance pour les résistors R1 , R2, R3 qui rendent négligeables le signal U sur le nœud de sortie K'u lorsque l'interrupteur K3 est fermé).
La figure 6 présente les relations pouvant exister entre le décalage δ et la vitesse de rotation ω de la machine dans un exemple de mise en œuvre de celle-ci. Selon cet exemple, on distingue le fonctionnement à basse vitesse (ici pour des vitesses de rotation ω inférieures à 1200 tr/min) du fonctionnement à des vitesses supérieures (ici ω supérieur à 1200 tr/min).
Dans chaque cas, la solution décrite précédemment permet d'envisager une pluralité de décalages de phase δ possibles pour une valeur donnée ω de la vitesse de rotation de la machine tournante, par exemple selon l'utilisation visée.
Toutefois, afin d'obtenir un fonctionnement correct de l'ensemble, on limite les valeurs de décalage de phase utilisées δ à des plages de valeur comme représenté en figure 6. Ainsi, pour des vitesses ω inférieures à 1200 tr/min, il est prévu que la consigne de phase δ émise par le microprocesseur 34 reste dans une zone
admise A délimitée par les droites δ= — .(«-400) et δ=60 + — .
80 30
La valeur du décalage de phase δ n'atteint ainsi jamais les zones interdites 11 et 12 correspondant respectivement à des valeurs de décalage de phase δ inférieures et supérieures aux valeurs admises.
De même, le microprocesseur 34 délivre pour les vitesses supérieures (ω supérieur à 1200 tr/min) une consigne de phase δ inférieure à 100°.
Dans les plages de valeur admises (à savoir la plage A précédemment définie pour les valeurs de vitesse de rotation ω inférieures à 1200 tr/min et la plage formée par les valeurs inférieures à 100° pour les vitesses supérieures à
1200 tr/min), la valeur de la consigne de décalage de phase δ peut être déterminée en fonction de la vitesse de rotation ω dans chaque cas particulier d'utilisation, par exemple comme déjà mentionné au moyen d'une table de correspondance mémorisée dans une mémoire associée au microprocesseur 34. Par exemple, lorsque l'on recherche la génération d'un couple maximal par la machine tournante, la table de correspondance pour cette utilisation mémorise la correspondance entre la vitesse de rotation ω et le décalage de phase δ donnée par la courbe Cmax en figure 6.
On peut également utiliser la machine électrique tournante pour régler le couple à une certaine valeur. En particulier, lorsque cette machine est associée à un moteur thermique comme dans le cas des alternateurs-démarreurs, la consigne du décalage de phase δ peut être déterminée en fonction du couple visé, comme illustré sur la figure 6 où chaque courbe C0, C-i, C2 donne la relation entre la vitesse de rotation ω et le décalage de phase δ qui permet d'obtenir cette valeur de couple. Parmi les valeurs de couple ainsi envisageables, on peut notamment rechercher à atteindre le couple où le rendement est optimal, auquel cas la relation entre les valeurs de vitesse de rotation ω et de décalage de phase δ est donnée par la courbe Cr de la figure 6.
La possibilité de déterminer de manière souple le décalage de phase δ en fonction de la vitesse de rotation ω permet également d'envisager des valeurs qui entraînent la rotation de la machine tournante dans un sens de rotation opposé au sens classiquement envisagé.
Ainsi, comme visible sur la figure 7, on peut prévoir de faire évoluer le décalage de phase δ dans une plage de valeurs admises A délimitée dans sa
partie inférieure par une droite d'équation δ=90 + — .ω pour ω compris entre 0 et
1200 tr/min et une droite d'équation δ=200° pour ω supérieur à 1200 tr/min, et
dans sa partie supérieure, par une droite d'équation δ=230 + — pour ω compris
entre 0 et 800 tr/min et δ=270° pour ω supérieur à 800 tr/min.
On a notamment représenté en figure 7 une courbe Cmaχ qui donne la relation entre la vitesse de rotation ω et le décalage de phase δ lorsque l'on recherche à maximiser le couple. Comme précédemment, d'autres valeurs de décalage de phase δ pourront être associées à des vitesses ω pour d'autres utilisations, tout en restant dans la plage A de valeurs admises définie précédemment.
Les exemples qui précèdent ne représentent que des modes possibles de mise en œuvre de l'invention qui ne s'y limite pas.

Claims

REVENDICATIONS
1. Machine électrique tournante polyphasée pour véhicule automobile comprenant un rotor, un stator (12), un pont de commande (10) à interrupteurs commandés, et un dispositif de pilotage (20, 30) fournissant des signaux de commande (C) audit pont de commande (10), ledit dispositif de pilotage (20, 30) comprenant des moyens (30) pour appliquer à au moins un dit interrupteur dudit pont de commande (10) un dit signal de commande (C) avec une avance de phase (δ) par rapport à un signal représentatif de la position dudit rotor par rapport audit stator, caractérisée en ce que lesdits moyens pour appliquer (30) comprennent des moyens (32, 38, 34) pour régler l'avance de phase (δ) parmi une pluralité de valeurs pour une vitesse de rotation (ω) du rotor donnée.
2. Machine selon la revendication 1 , caractérisée en ce que les moyens pour régler l'avance de phase (δ) sont aptes à régler l'avance de phase sur une plage de valeurs (A) pour une vitesse de rotation du rotor donnée.
3. Machine selon la revendication 2, caractérisée en ce que, pour une vitesse de rotation en tours par minute donnée ω inférieure à 1200 tr/min, ladite plage de valeurs (A) a pour limite supérieure un angle égal en degrés à :
6O + ^ . 30
4. Machine selon la revendication 2 ou 3, caractérisée en ce que, pour une vitesse de rotation en tours par minute donnée ω inférieure à 1200 tr/min, ladite plage de valeurs (A) a pour limite inférieure un angle égal en degrés à :
— .(o-400) . 80
5. Machine selon l'une des revendications 2 à 4, caractérisée en ce que, pour une vitesse de rotation supérieure à 1200 tr/min, ladite plage de valeurs a pour limite supérieure un angle de 100°.
6. Machine selon l'une des revendications 1 à 5, caractérisée par des moyens pour déterminer l'avance de phase (δ) à une vitesse de rotation (ω) donnée en fonction d'une information relative au couple à générer (Cmax, C0, C-i, C2, Cr).
7. Machine selon l'une des revendications 1 à 6, caractérisée par des moyens pour déterminer l'avance de phase (δ) à une vitesse de rotation donnée (ω) de telle sorte que le rendement de la machine soit maximal.
8. Machine selon la revendication 1 ou 2, caractérisée en ce que l'avance de phase (δ) est telle que le pont de commande (10) provoque une rotation en sens inverse de ladite machine.
9. Machine selon la revendication 8, caractérisée en ce que, pour une vitesse de rotation supérieure à 1200 tr/min, l'avance de phase (δ) est comprise entre 200° et 270°.
10. Machine selon la revendication 8 ou 9, caractérisée en ce que, pour une vitesse de rotation en tours par minute donnée ω inférieure à 1200
tr/min, l'avance de phase (δ) en degrés est inférieure à 230 + — et à 270°.
11. Machine selon l'une des revendications 8 à 10, caractérisée en ce que, pour une vitesse de rotation en tours par minute donnée ω inférieure à 1200
tr/min, l'avance de phase (δ) en degrés est supérieure à 90 + — .ω .
12. Alternateur-démarreur pour véhicule automobile, caractérisé en ce qu'il est équipé d'une machine selon l'une des revendications précédentes.
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