EP1882321B1 - Verfahren und system zur ermittlung der amplitude und/oder phase des ausgangssignals eines übertragungsgliedes in abhängigkeit der amplitude des eingangssignals - Google Patents

Verfahren und system zur ermittlung der amplitude und/oder phase des ausgangssignals eines übertragungsgliedes in abhängigkeit der amplitude des eingangssignals Download PDF

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EP1882321B1
EP1882321B1 EP06724294A EP06724294A EP1882321B1 EP 1882321 B1 EP1882321 B1 EP 1882321B1 EP 06724294 A EP06724294 A EP 06724294A EP 06724294 A EP06724294 A EP 06724294A EP 1882321 B1 EP1882321 B1 EP 1882321B1
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EP
European Patent Office
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response
amplitude
phase
signal
segments
Prior art date
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Rolf Lorenzen
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Rohde and Schwarz GmbH and Co KG
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Rohde and Schwarz GmbH and Co KG
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/10—Monitoring; Testing of transmitters
    • H04B17/11—Monitoring; Testing of transmitters for calibration
    • H04B17/13—Monitoring; Testing of transmitters for calibration of power amplifiers, e.g. gain or non-linearity
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/005—Control of transmission; Equalising

Definitions

  • the invention relates to a method and a system for determining the amplitude and / or phase of the output signal of a transmission element as a function of the amplitude of the input signal (AM-AM and AM-PM characteristic).
  • Telecommunications transmission elements such as amplifiers in the receiving or transmitting unit of a mobile device, have a non-linear transmission behavior.
  • This non-linear transmission behavior leads to undesirable amplitude and phase distortions of the signal to be amplified.
  • an equalization network is connected, as is known, in series with the non-linear transmission element whose characteristic is ideally pronounced inversely to the non-linear transmission characteristic of the transmission element.
  • the amplitude and the phase of the output signal of the transmission element as a function of the amplitude of the input signal are required for the design of the characteristic of the equalization network.
  • the determination of the amplitude characteristic of the transmission element results from the functional relationship of the amplitude or the power of the signal at the output of the transmission element as a function of the amplitude or the power of the corresponding signal at the input of the transmission element in a defined amplitude or power range of the signal at the input of the transmission element.
  • the phase characteristic of the transmission element in turn represents the functional relationship of the phase change of the signal between the output and input of the transmission element as a function of the amplitude or power of the signal at the input of the transmission element in a defined amplitude or Power range of the signal at the input of the transmission element is.
  • Synchronous demodulators in each case measure the signal at the input and at the output of the high-frequency power amplifier.
  • the ratio of the input to the output amplitude or power is determined, while for the representation of the phase characteristic of the in-phase and quadrature component of the output signal of the respective amplitude or power of the signal at the input associated phase value is determined.
  • the entire course of the amplitude and phase characteristic is determined. The synchronization between the signal at the input and at the output of the high-frequency power amplifier via a reference carrier signal between the individual synchronous demodulators.
  • the invention is therefore based on the object to provide a method and a system for determining the amplitude and / or phase of the output signal of a transmission element as a function of the amplitude of the input signal, which is optimized in terms of minimum process time and maximum process reliability.
  • the object of the invention is achieved by a method for determining the amplitude and / or phase of the output signal of a transmission element as a function of the amplitude of the input signal with the features of claim 1 and by a system for determining the amplitude and / or phase of the output signal of a transmission element in dependence the amplitude of the input signal having the features of claim 12.
  • a system known signal at the input of the transmission element is achieved by the user via a unit for higher-level sequence control of a transmitting unit for generating the signal at the input of the transmission element, a known test signal is specified.
  • a time offset between the signal at the input of the transmission element and the response signal resulting from the test signal by amplitude and phase distortion in the transmission element at the output of the transmission element is bypassed by using a test signal having a time characteristic with a plurality of course sections instead of a continuous time course each have a constant amplitude curve with differing amplitude values. If a certain uncertainty interval is waited for by the signal generator of the test signal in each of these course segments of the test signal, the amplitude value of the response signal can be measured without performing a time synchronization and the adjusted amplitude value of the test signal with respect to a correct AM-AM characteristic be related since henceforth stationary conditions prevail at the input and the output of the transmission element.
  • the measurement of the phase value of the response signal for determining the AM-PM characteristic can be done without performing a time synchronization, as in good approximation, the phase of the response signal during a course section can be regarded as constant and thus in this case, stationary conditions at the entrance and Output of the transmission element prevail.
  • phase of the response signal can change as a result of phase drift, assuming no phase distortion due to a constant amplitude characteristic of the test signal.
  • This phase drift is compensated in the determination of the AM-PM characteristic in that the measured at the output of the transmission element for the respective amplitude value of the test signal at the input of the transmission element phase of the response signal according to the invention is related to a reference phase.
  • a test signal is generated, which is composed of first course sections with mutually changed amplitude values in alternation with second course sections, each with mutually unchanged amplitude values.
  • the difference between the phase value of the response signal measured in a first progression section and the phase value of the response signal measured in the following second progress section is formed in each case, this is thus obtained phase difference on the assumption of a phase drift, which is approximately unchanged between a first and a subsequent second course section, freed from the disturbing phase drift. Due to the unchanged amplitude of the test signal over all second course sections, the amplitude-dependent phase distortions of the response signal are constant in all second course sections and enable a phase referencing which is decoupled from the amplitude-dependent phase distortion.
  • the phase profile of the response signal may be disadvantageously not constant within the individual course segments of the test signal due to a frequency offset in the response signal, but extend in a linearly increasing manner.
  • phase error of the response signal is estimated in each individual history section of the test signal according to known methods of the prior art, the frequency offset occurring in each case.
  • An average value formation is used to calculate an average frequency offset which is valid for the entire phase curve of the response signal by weighting the individual frequency offsets additionally with the associated amplitude values of the test signal. This weighting of the individual frequency offsets with the associated amplitude values of the test signal takes into account the more precise estimation of the frequency offset in progressions with higher amplitude values of the test signal due to a better signal-to-noise ratio prevailing there.
  • FIG. 1 the structure or mode of operation presented a polar modulator for a mobile device whose calibration applies as a preferred application of the method and the inventive system for measuring the amplitude and phase characteristic of a transmission element.
  • the polar modulator 1 is driven by a signal source which is in Fig. 1 is not shown, with a symbol sequences to be transmitted s (v) acted upon.
  • An IQ modulator 2 generates from the symbol sequences s (v) with the aid of a carrier signal the in-phase and quadrature components I and Q of a quadrature signal to be transmitted by the mobile radio device.
  • a conversion of the in-phase and quadrature components I and Q of the quadrature signal into corresponding amplitude and phase components r and ⁇ (polar coordinates) of the signal to be transmitted takes place via a CORDIC converter 3.
  • a separate predistortion of the amplitude component r and the phase component ⁇ takes place.
  • the predistortion compensates for an amplitude and phase distortion in the subsequent power amplifier 5 of the signal to be transmitted and thus generates a signal to be transmitted in the polar modulator 1 which ideally has no amplitude and phase distortion.
  • the predistorted amplitude component r ' is then converted in an amplitude modulator 6 essentially via a multiplying digital-to-analog converter into the level range required for driving a subsequent power driver 7.
  • the power driver 7 drives a power transistor 8, which is supplied by a voltage source V s and serves as an external power output stage of the power amplifier 5.
  • the predistorted phase component ⁇ ' is supplied to a phase modulator 9 in a phase modulation path.
  • the phase modulator 9 generates from the phase component ⁇ ' Signal which corresponds to the frequency of the time-rotating phase component ⁇ 'and serves as a frequency setpoint for a subsequent voltage-controlled frequency oscillator (VCO) 10.
  • VCO voltage-controlled frequency oscillator
  • the frequency signal generated by the voltage-controlled frequency oscillator 10 is supplied to the power amplifier 5 and amplified in terms of its amplitudes in the serving as a power amplifier power transistor 8 and forwarded at the output of the power amplifier 5 to the antenna of the mobile device.
  • the amplitude predistortion characteristic (AM-AM predistortion characteristic) and the phase predistortion characteristic (AM-PM predistortion characteristic) are to be determined which is respectively inverse to the amplitude distortion characteristic (AM-AM distortion characteristic) and phase distortion characteristic (AM-PM distortion characteristic) of the power amplifier 5 under ideal predistortion.
  • a power amplifier 5 of a polar modulator 1 for a mobile device according to Fig. 1 an inventive system for determining the amplitude and phase characteristic of a general transfer element in Fig. 2 presented.
  • the measuring object (DUT) 11 to be calibrated again consists of a transmission member 14, the power amplifier 5 of the polar modulator 1 in Fig. 1 corresponds, with a generally non-linear amplitude and phase characteristic.
  • the transmission member 14 is of a transmitting unit 15, the sum of the functional units 2, 3, 4, 6, 7, 8, 9 and 10 of the polar modulator 1 in Fig. 1 corresponds, via the unidirectional connection line 16 with a test signal s (t) applied, which consists of an amplitude component
  • the unit to the higher-level sequence control 13 communicates via the bidirectional connection line 18 with the transmitting unit 15 and via the bidirectional connection line 19 with the meter 12th ,
  • an error model 20 that includes all the errors to be considered for the calibration of the transmission link 14 except for the AM-AM and AM-PM distortions is in series with the calibrating transmission link 14 of the amplitude and phase characteristic determination system of the present invention switched general transmission element 14.
  • the response signal e (t) in the error model 20 is superimposed by a term e -j ⁇ ⁇ t , which models a frequency offset ⁇ due to a lack of frequency synchronization in the calibration.
  • the response signal e (t) is superimposed on a term e -j ( ⁇ 0 + ⁇ (1)) , which models an initial phase ⁇ 0 and a phase drift ⁇ due to lack of phase synchronization in the calibration.
  • the subsequent adder 23 of the error model 20 is superimposed on the response signal e (t) Noise signal n (t).
  • a time delay between the transmission signal s (t) and the response signal e (t) is modeled due to a lack of time synchronization in the calibration.
  • Fig. 4 the method according to the invention for measuring the AM-AM and the AM-PM characteristic of a transmission element 14 is described. Particular attention is paid to the time, frequency and phase synchronization necessary for the correct measurement of the AM-AM and AM-PM characteristics of the transmission element.
  • a transmission signal s (t) is generated by the transmission unit 15.
  • This transmission signal s (t) points according to Fig. 5 - upper timing diagram - an amplitude variation
  • the phase curve ⁇ s (t) of the transmission signal s (t) is shown, which according to the invention has a constant and identical value over all course sections of the transmission signal s (t) Fig. 5 with the exemplary value zero - has.
  • of the transmission signal s (t) according to Fig. 6A first course sections 1i of length ⁇ T with mutually changed amplitude values
  • according to Fig. 6A can, due to the mutually changed amplitude values
  • of the transmission signal s (t) according to Fig. 6B used.
  • This also consists of piecewise constant course sections .DELTA.T, but contains alternating to the first course sections 1i with mutually changed amplitude values
  • first and second profile segments each having constant amplitude values
  • step S20 during the intervals ⁇ T 'of the first and second course segments 1i and 2i of the transmission signal s (t), the respective amplitude values
  • Fig. 5 has the amplitude curve
  • the phase characteristic ⁇ E (t) of the response signal e (t) in the lower time diagram of Fig. 5 has in the case of a superimposed frequency offset ⁇ in the first and second course sections 1i and 2i of the transmission signal s (t) each have a linearly increasing phase curve - dashed line in the lower timing diagram of Fig. 5 -
  • the phase curve ⁇ E (t) of the response signal e (t) in the first and second history sections 1i and 2i of the transmission signal s (t) each have a constant phase curve - dotted line in the lower time diagram of the Fig. 5 - owns.
  • the discontinuities in the phase curve ⁇ E (t) of the response signal e (t) at the transitions between the first and second profile sections 1i and 2i of the transmission signal s (t) result from the amplitude value change of the transmission signal at the transitions and the dependence of the phase ⁇ E ( t) of the response signal e (t) of the amplitude
  • the method step S30 includes the estimation of the frequency offset ⁇ i in the individual first and second course segments 1i and 2i of the response signal e (t) according to prior art methods, which need not be discussed in detail in this embodiment. Since the estimate of individual frequency offsets ⁇ 1i and ⁇ 2i each with a statistical estimation error is applied, for compensating for the frequency offset ⁇ is the phase profile ⁇ E (t) from all the estimated frequency offset ⁇ 1i and ⁇ 2i a calculated average offset ⁇ avg , which is used for all first and second history sections 1i and 2i of the response signal e (t) below.
  • of the response signal e (t) determines the AM-AM characteristic of the transmission element 14.
  • a frequency offset ⁇ 1i or ⁇ 2i respectively present in the individual first and second course segments 1i and 2i of the measured phase characteristic ⁇ E (t) of the response signal e (t) is compensated by compensating the entire phase characteristic ⁇ E (t ) of the response signal e (t) with the determined in step S40 mean frequency offset ⁇ avg (transfer of the dashed lines in the dotted line of Fig. 5 ).
  • the frequency offset-compensated phase values ⁇ E1i 'and ⁇ E2i ' of the response signal e (t) thus respectively averaged in the first and second course segments 1i and 2i are additionally adjusted in step S50 by a possibly occurring phase drifts ⁇ i .
  • a phase referencing by forming a phase difference ⁇ Ei "between the frequency offset compensated phase value ⁇ E1i 'of the response signal e (t) in a first course section 1i of the transmission signal s (t) and the frequency offset compensated phase value ⁇ E2i ' of the response signal e (t) in the subsequent second history section 2i of the transmission signal s (t) is calculated according to equation (2).
  • phase drift ⁇ (t) possibly occurring in the phase curve ⁇ E (t) of the response signal e (t), which is approximately unchanged between two adjacent first and second course segments 1i and 2i of the transmission signal s (t)
  • the respectively calculated phase differences ⁇ are Ei "between two adjacent first and second course sections 1i and 2i of a phase drift ⁇ i freed.
  • ⁇ egg ⁇ " ⁇ e ⁇ 2 ⁇ i ⁇ ' - ⁇ e ⁇ 1 ⁇ i ⁇ '
  • Fig. 7A is the course of the measured frequency offset compensated phase values ⁇ E1i 'and ⁇ E2i ' of the response signal e (t) - solid lines in Fig. 7A -, resulting from a phase distortion due to the AM-PM characteristic and the phase drift ⁇ i , and the course of the individual phase drifts ⁇ i - dashed lines in Fig. 7A - shown.
  • the measured frequency-offset-compensated phase values ⁇ Eli 'and ⁇ E2i ' of the response signal e (t) are freed from a phase drift ⁇ i according to equation (2)
  • the result obtained in Fig. 7B illustrated course of the frequency offset and phase drift compensated phase values ⁇ Ei ", which only result from the phase distortion of the AM-PM characteristic of the transmission element 14.
  • the AM-PM characteristic of the transmission element 14 is obtained by subtraction between the frequency offset and phase drift compensated phase values ⁇ Ei "and the phase values ⁇ s1i or ⁇ s 2i in the first or second profile segment 1i or 2i of the transmission signal s (FIG. t) and subsequent division by the respective amplitude value
  • the presented method is based on a representation and calculation in polar coordinates (magnitude and phase).
  • the method in particular the measurement of the response signal e (t) - step S20 in FIG Fig. 4 - And the compensation of the frequency offset ⁇ - step S50 in Fig. 4 -, Also in Cartesian coordinates (in-phase and quadrature component) are carried out, wherein subsequent to the determination of the AM-AM and the AM-PM characteristic, a transformation of IQ coordinates in polar coordinates is required. In this way, the order of the individual process steps changes in Fig. 4 and an additional step of a coordinate transformation is added.
  • the invention is not limited to the illustrated embodiment.
  • the measurement of other telecommunications transmission elements, z. As filters, mixers, etc. and other transmission signals according to other modulation methods and standards covered by the invention.

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Description

  • Die Erfindung betrifft ein Verfahren und ein System zur Ermittlung der Amplitude und/oder Phase des Ausgangssignals eines Übertragungsgliedes in Abhängigkeit der Amplitude des Eingangssignals (AM-AM- und AM-PM-Kennlinie).
  • Nachrichtentechnische Übertragungsglieder, beispielsweise Verstärker in der Empfangs- oder Sende-Einheit eines Mobilfunkgerätes, weisen ein nichtlineares Übertragungsverhalten auf. Dieses nichtlineare Übertragungsverhalten führt zu unerwünschten Amplituden- und Phasenverzerrungen des zu verstärkenden Signals. Zur Kompensation dieser unerwünschten Verzerrungseffekte wird bekannterweise in Serie zum nichtlinearen Übertragungsgliedes ein Entzerrungsnetzwerk geschaltet, dessen Kennlinie idealerweise invers zur nichtlinearen Übertragungskennlinie des Übertragungsgliedes ausgeprägt ist.
  • Für die Auslegung der Kennlinie des Entzerrungsnetzwerkes wird folglich die Amplitude und die Phase des Ausgangssignals des Übertragungsgliedes in Abhängigkeit der Amplitude des Eingangssignals (AM-AM- und AM-PM-Kennlinie) benötigt. Die Bestimmung der Amplituden-Kennlinie des Übertragungsgliedes ergibt sich aus dem funktionalen Zusammenhang der Amplitude bzw. der Leistung des Signals am Ausgang des Übertragungsgliedes in Abhängigkeit von der Amplitude bzw. der Leistung des korrespondierenden Signals am Eingang des Übertragungsgliedes in einem definierten Amplituden- bzw. Leistungsbereich des Signals am Eingang des Übertragungsgliedes. Die Phasen-Kennlinie des Übertragungsgliedes wiederum stellt den funktionalen Zusammenhang der Phasenänderung des Signals zwischen Ausgang und Eingang des Übertragungsgliedes in Abhängigkeit von der Amplitude bzw. Leistung des Signals am Eingang des Übertragungsgliedes in einem definierten Amplituden- bzw. Leistungsbereich des Signals am Eingang des Übertragungsgliedes dar.
  • In der WO 99/05784 A1 ist ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Messung der Amplituden- und Phasenverzerrung eines Hochfrequenz-Leistungsverstärkers beschrieben. Über Synchrondemodulatoren wird hierbei jeweils das Signal am Eingang und am Ausgang des Hochfrequenz-Leistungsverstärkers gemessen. Zur Darstellung der Amplitudenkennlinie wird das Verhältnis der Eingangs- zur Ausgangsamplitude bzw.- Leistung ermittelt, während zur Darstellung der Phasenkennlinie aus der Inphase- und Quadraturkomponente des Ausgangssignals der zur jeweiligen Amplitude bzw. Leistung des Signals am Eingang gehörige Phasenwert ermittelt wird. Durch Vorgabe eines bestimmten Signalverlaufs am Eingang des Hochfrequenz-Leistungsverstärkers mittels Signalgenerator wird der gesamte Verlauf der Amplituden- und Phasenkennlinie bestimmt. Die Synchronisierung zwischen dem Signal am Eingang und am Ausgang des Hochfrequenz-Leistungsverstärkers erfolgt über ein Referenzträgersignal zwischen den einzelnen Synchrondemodulatoren.
  • Bei der Kalibrierung von Leistungsverstärkern in Empfangs- und/oder Sendeeinheiten von Mobilfunkgeräte ist die in der WO 99/05784 A1 beschriebene Vorgehensweise der Messung zweier Signale - am Eingang und am Ausgang des Leistungsverstärkers - und der zusätzlichen nötigen Synchronisierung der beiden Signale zu zeit- und zu funktionsaufwändig.
  • US 2002/0168023 und WO 03/043182 beschreiben Testverfahren für Verstärker und nichlineare Bauteile.
  • Der Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und ein System zur Ermittlung der Amplitude und/oder Phase des Ausgangssignals eines Übertragungsgliedes in Abhängigkeit der Amplitude des Eingangssignals zu schaffen, das im Hinblick auf minimale Prozesszeit und maximale Prozesssicherheit optimiert ist.
  • Die Aufgabe der Erfindung wird durch ein Verfahren zur Ermittlung der Amplitude und/oder Phase des Ausgangssignals eines Übertragungsgliedes in Abhängigkeit der Amplitude des Eingangssignals mit den Merkmalen nach Anspruch 1 und durch ein System zur Ermittlung der Amplitude und/oder Phase des Ausgangssignals eines Übertragungsgliedes in Abhängigkeit der Amplitude des Eingangssignals mit den Merkmalen nach Anspruch 12 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen aufgeführt.
  • Beim erfindungsgemäßen Verfahren und beim erfindungsgemäßen System zur Ermittlung der Amplitude und/oder Phase des Ausgangssignals eines Übertragungsgliedes in Abhängigkeit der Amplitude des Eingangssignals wird erfindungsgemäß nur noch das Signal am Ausgang des Übertragungsgliedes gemessen. Das Signal, das am Eingang des Übertragungsgliedes eingeprägt und nicht mehr gemessen wird, muß folglich bekannt sein und sollte im Hinblick auf die korrekte Ermittlung der Amplituden- und Phasen-Kennlinie des Übertragungsgliedes bezüglich Zeit, Frequenz und Phase mit dem Signal am Eingang des Übertragungsgliedes synchronisiert sein und somit keine Zeit-, Frequenz- und/oder Phasen-Offsets aufweisen.
  • Ein dem System bekanntes Signal am Eingang des Übertragungsgliedes wird erreicht, indem vom Anwender über eine Einheit zur übergeordneten Ablaufsteuerung einer Sende-Einheit zur Erzeugung des Signals am Eingang des Übertragungsgliedes ein bekanntes Testsignal vorgegeben wird.
  • Ein Zeit-Offset zwischen dem Signal am Eingang des Übertragungsgliedes und dem aus dem Testsignal durch Amplituden- und Phasenverzerrung im Übertragungsglied hervorgegangenen Antwortsignal am Ausgang des Übertragungsgliedes wird durch Verwendung eines Testsignals umgangen, das anstelle eines kontinuierlichen zeitverlaufs einen Zeitverlauf mit mehreren Verlaufsabschnitten aufweist, die jeweils einen konstanten Amplitudenverlauf mit voneinander abweichenden Amplitudenwerten besitzen. Wird in jedem dieser Verlaufsabschnitte des Testsignals nach Einstellung des jeweiligen Amplitudenwertes durch den Signalgenerator des Testsignals ein bestimmtes Unsicherheitsintervall abgewartet, so kann ohne Durchführung einer zeitsynchronisierung der Amplitudenwert des Antwortsignals gemessen werden und zum eingestellten Amplitudenwert des Testsignals im Hinblick auf eine korrekte AM-AM-Kennlinie in Beziehung gesetzt werden, da fortan stationäre Verhältnisse am Eingang und am Ausgang des Übertragungsgliedes herrschen. Auch die Messung des Phasenwertes des Antwortsignals zur Bestimmung der AM-PM-Kennlinie kann ohne Durchführung einer Zeitsynchronisierung erfolgen, da in guter Näherung die Phase des Antwortsignals während eines Verlaufsabschnittes als konstant betrachtet werden kann und somit auch in diesem Fall stationäre Verhältnisse am Eingang und am Ausgang des Übertragungsgliedes herrschen.
  • Über mehrere Verlaufsabschnitte des Testsignals kann sich aber - unter der Annahme einer fehlenden Phasenverzerrung aufgrund eines konstanten Amplitudenverlaufs des Testsignals - die Phase des Antwortsignals infolge einer Phasendrift ändern. Diese Phasendrift wird bei der Ermittlung der AM-PM-Kennlinie dadurch kompensiert, daß die am Ausgang des Übertragungsgliedes für den jeweiligen Amplitudenwert des Testsignals am Eingang des Übertragungsgliedes gemessene Phase des Antwortsignals erfindungsgemäß zu einer Referenzphase in Bezug gesetzt wird. Hierzu wird ein Testsignal generiert, das aus ersten Verlaufsabschnitten mit jeweils zueinander veränderten Amplitudenwerten im Wechsel mit zweiten Verlaufsabschnitten mit jeweils zueinander unveränderten Amplitudenwerten zusammengesetzt ist. Wird erfindungsgemäß jeweils die Differenz zwischen in einem ersten Verlaufsabschnitt gemessenen Phasenwerts des Antwortsignals und des im darauf folgenden zweiten Verlaufsabschnitt gemessenen Phasenwerts des Antwortsignals gebildet, so ist die somit gewonnene Phasendifferenz unter der Voraussetzung einer Phasendrift, die zwischen einem ersten und einem darauf folgenden zweiten Verlaufsabschnitt näherungsweise unverändert ist, von der störenden Phasendrift befreit. Auf Grund der unveränderten Amplitude des Testsignals über alle zweiten Verlaufsabschnitte sind die amplitudenabhängigen Phasenverzerrungen des Antwortsignals in allen zweiten Verlaufsabschnitten konstant und ermöglichen eine Phasenreferenzierung, die von der amplitudenabhängigen Phasenverzerrung entkoppelt ist.
  • Der Phasenverlauf des Antwortsignals kann innerhalb der einzelnen Verlaufsabschnitte des Testsignals aufgrund eines Frequenz-Offsets im Antwortsignal nachteilig nicht konstant sein, sondern linear ansteigend verlaufen. Zur Kompensation dieses durch einen Frequenz-Offset im Antwortsignal verursachten Phasenfehlers des Antwortsignals wird in jedem einzelnen Verlaufsabschnitt des Testsignals nach bekannten Verfahren des Stand der Technik der jeweils auftretende Frequenz-Offset geschätzt. Aus den je Verlaufsabschnitt des Testsignals jeweils geschätzten Frequenz-Offsets wird über eine Mittelwertbildung ein für den gesamten Phasenverlauf des Antwortsignals geltender, gemittelter Frequenz-Offset berechnet, indem die einzelnen Frequenz-Offsets zusätzlich mit den zugehörigen Amplitudenwerten des Testsignals gewichtet werden. Diese Gewichtung der einzelnen Frequenz-Offsets mit den zugehörigen Amplitudenwerten des Testsignals berücksichtigt die präzisere Schätzung des Frequenz-Offsets in Verlaufsabschnitten mit höheren Amplitudenwerten des Testsignals aufgrund eines dort herrschenden besseren Signal-Rausch-Abstands.
  • Ein Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Verfahrens zur Messung der Amplituden- und Phasen-Charakteristik eines Übertragungsgliedes und des erfindungsgemäßen Systems zur Messung der Amplituden- und Phasen-Charakteristik eines Übertragungsgliedes wird im folgenden unter Berücksichtigung der Zeichnung näher erläutert. In der Zeichnung zeigen:
    • Fig. 1
    ein Blockschaltbild eines zu kalibrierenden Polar-Modulators für ein Mobilfunkgerät,
    Fig. 2
    ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Systems zur Messung der AM-AM- und der AM-PM-Kennlinie eines Übertragungsgliedes,
    Fig. 3
    ein Fehlermodell für Synchronisierfehler bei der Kalibrierung eines Polar-Modulators für ein Mobilfunkgerät,
    Fig. 4
    ein Flußdiagramm eines erfindungsgemäßen Verfahrens zur Messung der AM-AM- und der AM-PM-Kennlinie eines Übertragungsgliedes,
    Fig. 5
    ein Zeitdiagramm des Amplituden- und Phasenverlaufs des Testsignals und des Antwortsignals,
    Fig. 6A, 6B
    ein Zeitdiagramm der Amplitudenwerte des Testsignals zur Bestimmung der AM-AM- und der AM-PM-Kennlinie eines Übertragungsgliedes und
    Fig. 7A, 7B
    ein Zeitdiagramm der Phasenwerte des Antwortsignals mit einem Phasenfehler aufgrund der Überlagerung von AM-PM-Verzerrung und Phasendrift, mit einem Phasenfehler aufgrund einer Phasendrift und mit einem Phasenfehler aufgrund von AM-PM-Verzerrung.
  • Bevor anhand von Fig. 2 und Fig. 4 das erfindungsgemäße System und das erfindungsgemäße Verfahren zur Ermittlung der Amplituden- und Phasen-Charakteristik eines allgemeinen Übertragungsgliedes beschrieben wird, wird zuerst anhand von Fig. 1 die Struktur bzw. Funktionsweise eines Polar-Modulators für ein Mobilfunkgerät vorgestellt, dessen Kalibrierung als bevorzugter Anwendungsfall des erfindungsgemäßen Verfahrens und des erfindungsgemäßen Systems zur Messung der Amplituden- und Phasen-Kennlinie eines Übertragungsgliedes gilt.
  • Der Polar-Modulator 1 wird von einer Signalquelle, die in Fig. 1 nicht dargestellt ist, mit einer zu übertragenden Symbolfolgen s(v) beaufschlagt. Ein IQ-Modulator 2 erzeugt aus der Symbolfolgen s(v) mit Hilfe eines Trägersignals die Inphase- und Quadraturkomponenten I und Q eines vom Mobilfunkgerät zu sendenden Quadratursignals. Über einen CORDIC-Wandler 3 erfolgt eine Konvertierung der Inphase- und Quadratur-Komponente I und Q des Quadratursignals in dazu korrespondierende Amplituden- und Phasenkomponenten r und ϕ (Polarkoordinaten) des zu übertragenden Signals.
  • In einer nachfolgende Vorverzerrungseinheit 4 erfolgt eine getrennte Vorverzerrung der Amplituden-Komponente r und der Phasen-Komponente ϕ. Durch die Vorverzerrung wird eine im nachfolgenden Leistungsverstärker 5 verursachte Amplituden- und Phasenverzerrung des zu übertragenden Signals kompensiert und somit ein zu übertragendes Signal im Polar-Modulator 1 erzeugt, das idealerweise keine Amplituden- und Phasen-Verzerrung aufweist.
  • Die vorverzerrte Amplituden-Komponente r' wird anschliessend in einem Amplituden-Modulator 6 im wesentlichen über einen multiplizierenden Digital-Analog-Wandler in den für die Ansteuerung eines nachfolgenden Leistungstreibers 7 erforderlichen Pegelbereich gewandelt. Der Leistungstreiber 7 steuert einen Leistungstransistor 8 an, der von einer Spannungsquelle Vs versorgt wird und als externe Leistungsendstufe des Leistungsverstärker 5 dient.
  • Parallel zum Amplituden-Modulationspfad wird die vorverzerrte Phasenkomponente ϕ' einem Phasen-Modulator 9 in einem Phasen-Modulationspfad zugeführt. Der Phasen-Modulator 9 erzeugt aus der Phasen-Komponente ϕ' ein Signal, das der Frequenz der zeitlich rotierenden Phasen-Komponente ϕ' entspricht und als Frequenz-Sollwert für einen nachfolgenden spannungsgesteuerten Frequenzoszillator (VCO) 10 dient. Das vom spannungsgesteuerten Frequenzoszillator 10 erzeugte Frequenzsignal wird dem Leistungsverstärker 5 zugeführt und hinsichtlich seiner Amplituden in dem als Leistungsendstufe dienenden Leistungstransistor 8 verstärkt und am Ausgang des Leistungsverstärker 5 zu der Antenne des Mobilfunkgerätes weitergeleitet.
  • Für die Vorverzerrung der Amplituden-Komponente r und der Phasen-Komponente ϕ des zu sendenden Signals in der Vorverzerrung-Einheit 4 ist die Amplituden-Vorverzerrungskennlinie (AM-AM-Vorverzerrungskennlinie) und die Phasen-Vorverzerrungskennlinie (AM-PM-Vorverzerrungskennlinie) zu ermitteln, die bei idealer Vorverzerrung jeweils invers zur Amplituden-Verzerrungskennlinie (AM-AM-Verzerrungskennlinie) und Phasen-Verzerrungskennlinie (AM-PM-Verzerrungskennlinie) des Leistungsverstärker 5 ist. Somit ist für einen verzerrungsfreien Betrieb des Polar-Modulators 1 des Mobilfunkgerätes die Bestimmung der Amplituden- und Phasen-Charakteristik des Leistungsverstärker 5 im Rahmen eines Kalibrierungsvorgangs des Mobilfunkgerätes zu ermitteln.
  • Im folgenden wird ausgehend von einem Leistungsverstärker 5 eines Polar-Modulators 1 für ein Mobilfunkgerät gemäß Fig. 1 ein erfindungsgemäßes System zur Ermittlung der Amplituden- und Phasen-Kennlinie eines allgemeinen Übertragungsgliedes in Fig. 2 vorgestellt.
  • Das erfindungsgemäße System besteht aus einem zu kalibrierenden Meßobjekt (device under test = DUT) 11, das dem Polar-Modulator 1 des Mobilfunkgerätes in Fig. 1 entspricht, einem Meßgerät 12 und einer Einheit zur übergeordneten Ablaufsteuerung 13, die beispielsweise durch einen Personalcomputer realisiert ist. Das zu kalibrierende Meßobjekt (DUT) 11 besteht wiederum aus einem Übertragungsglied 14, das dem Leistungsverstärker 5 des Polar-Modulators 1 in Fig. 1 entspricht, mit einer im allgemeinen nichtlinearen Amplituden- und Phasen-Kennlinie.
  • Das Übertragungsglied 14 wird von einer Sende-Einheit 15, die in Summe den Funktionseinheiten 2, 3, 4, 6, 7, 8, 9 und 10 des Polar-Modulators 1 in Fig. 1 entspricht, über die unidirektionale Verbindungsleitung 16 mit einem Testsignal s(t) beaufschlagt, das aus einer Amplituden-Komponente |s(t)| und einer Phasen-Komponente ϕs (t) besteht, und liefert ein entsprechend seiner Amplituden- und Phasen-Kennlinie verzerrtes Antwortsignal e(t), das aus einer Amplituden-Komponente |e(t)| und einer Phasen-Komponente ϕE(t) besteht, über die unidirektionale Verbindungsleitung 17 an das Meßobjekt 12. Die Einheit zur übergeordneten Ablaufsteuerung 13 kommuniziert über die bidirektionale Verbindungsleitung 18 mit der Sende-Einheit 15 und über die bidirektionale Verbindungsleitung 19 mit dem Meßgerät 12.
  • In Fig. 3 ist ein Fehlermodell 20, das mit Ausnahme der AM-AM- und AM-PM-Verzerrungen alle für die Kalibrierung des Übertragungsgliedes 14 zu berücksichtigenden Fehler beinhaltet, in Serie zum kalibrierenden Übertragungsglied 14 des erfindungsgemäßen Systems zur Ermittlung der Amplituden- und Phasen-Kennlinie eines allgemeinen Übertragungsgliedes 14 geschaltet.
  • Über das Multiplizierglied 21 wird dem Antwortsignal e(t) im Fehlermodell 20 ein Term e-jΔω·t überlagert, der einen Frequenz-Offset Δω aufgrund fehlender Frequenzsynchronisierung in der Kalibrierung modelliert. Im anschließenden Multiplizierglied 22 des Fehlermodells 20 wird dem Antwortsignal e(t) ein Term e-j(ϕ0+ϕ(1)) überlagert, der eine Anfangsphase ϕ0 und eine Phasendrift ϕ aufgrund fehlender Phasensynchronsierung in der Kalibrierung modelliert. Das anschließende Addierglied 23 des Fehlermodells 20 überlagert dem Antwortsignal e(t) ein Rauschsignal n(t). Schließlich wird im abschließenden Zeitverzögerungsglied 24 des Fehlermodells 20 ein Zeitverzug zwischen Sendesignal s(t) und Antwortsignal e(t) aufgrund fehlender Zeitsynchronisierung in der Kalibrierung modelliert.
  • Im folgenden wird anhand von Fig. 4 das erfindungsgemäße Verfahren zur Messung der AM-AM- und der AM-PM-Kennlinie eines Übertragungsgliedes 14 beschrieben. Hierbei wird insbesondere auf die zur korrekten Messung der AM-AM- und der AM-PM-Kennlinie des Übertragungsgliedes erforderlichen Zeit-, Frequenz- und Phasensynchronisierung eingegangen.
  • In Verfahrensschritt S10 des erfindungsgemäßen Verfahrens zur Messung der AM-AM- und der AM-PM-Kennlinie eines Übertragungsgliedes 14 wird von der Sende-Einheit 15 ein Sendesignal s(t) erzeugt. Dieses Sendesignal s(t) weist gemäß Fig. 5 - oberes Zeitdiagramm - einen Amplitudenverlauf |s(t)| auf, der durch stückweise konstante Verlaufsabschnitte - in Fig. 5 beispielsweise eine "abfallende Treppenfunktion" - gekennzeichnet ist. Im unteren Zeitdiagramm der Fig. 5 ist der Phasenverlauf ϕs(t) des Sendesignal s(t) dargestellt, der erfindungsgemäß über alle Verlaufsabschnitte des Sendesignals s(t) einen konstanten und identischen Wert - durchgezogene Linie in Fig. 5 mit dem beispielhaften Wert Null - aufweist.
  • Erfindungsgemäß weist der Amplitudenverlauf |s(t)| des Sendesignals s(t) gemäß Fig. 6A erste Verlaufsabschnitte 1i der Länge ΔT mit zueinander veränderten Amplitudenwerten |s1i| auf. Mit einem Sendesignal s(t), das einen Amplitudenverlauf |s(t)| gemäß Fig. 6A aufweist, kann aufgrund der zueinander veränderten Amplitudenwerte |s1i| die AM-AM-Kennlinie des Übertragungsgliedes 14 ermittelt werden. Zur Ermittlung der AM-PM-Kennlinie des Übertragungsgliedes 14 wird erfindungsgemäß ein Amplitudenverlauf |s(t)| des Sendesignals s(t) gemäß Fig. 6B benutzt. Dieser besteht ebenfalls aus stückweise konstanten Verlaufsabschnitten ΔT, enthält aber im Wechsel zu ersten Verlaufsabschnitten 1i mit zueinander veränderten Amplitudenwerten |sl1| - durchgezogene Linie in Fig. 6B - zweite Verlaufsabschnitte 2i mit zueinander unveränderten Amplitudenwerten |s2i| - gestrichelte Linie in Fig. 6B -. Um für eine korrekte Messung der AM-AM- und AM-PM-Kennlinie erste und zweite Verlaufsabschnitte mit jeweils konstanten Amplitudenwerten |S1i| und |S2i| zu garantieren, wird am Beginn jedes ersten und zweiten Verlaufsabschnittes 1i bzw. 2i jeweils ein bestimmtes Unsicherheitsintervall Δt' abgewartet, bis in einem darauffolgenden Intervall ΔT' nach einem transienten Einschwingvorgang der Sende-Einheit 15 stationäre Verhältnisse am Eingang des Übertragungsgliedes 14 herrschen.
  • Im darauffolgenden Verfahrensschritt S20 werden während der Intervalle ΔT' der ersten und zweiten Verlaufsabschnitte 1i und 2i des Sendesignals s(t) die jeweiligen Amplitudenwerte |e1i| und |e2i| und Phasenwerte ϕE1i und ϕE2i des Antwortsignals e(t) gemessen. Gemäß Fig. 5 weist der Amplitudenverlauf |e(t)| des Antwortsignals e(t) - gestrichelte Linie im oberen Zeitdiagramm der Fig. 5 - in den ersten und zweiten Verlaufsabschnitten 1i und 2i des Sendesignals s(t) zumindest im Bereich der Intervalle ΔT' konstante Verlaufsabschnitte mit den zugehörigen Amplitudenwerten |e1i| und |e2i| auf.
  • Der Phasenverlauf ϕE(t) des Antwortsignals e(t) im unteren Zeitdiagramm der Fig. 5 weist im Falle eines überlagerten Frequenz-Offsets Δω in den ersten und zweiten Verlaufsabschnitten 1i und 2i des Sendesignals s(t) jeweils einen linear ansteigenden Phasenverlauf - gestrichelte Linie im unteren Zeitdiagramm der Fig. 5 - auf, während im Falle einer Kompensation des überlagerten Frequenz-Offsets Δω der Phasenverlauf ϕE(t) des Antwortsignals e(t) in der ersten und zweiten Verlaufsabschnitten 1i und 2i des Sendesignals s(t) jeweils einen konstanten Phasenverlauf - gepunktete Linie im unteren Zeitdiagramm der Fig. 5 - besitzt. Die Unstetigkeiten im Phasenverlauf ϕE(t) des Antwortsignals e(t) an den Übergängen zwischen den ersten und zweiten Verlaufsabschnitten 1i und 2i des Sendesignals s(t) resultieren aus der Amplitudenwertsänderung des Sendesignals an den Übergängen und der Abhängigkeit der Phase ϕE(t) des Antwortsignals e(t) von der Amplitude |s(t)| des Sendesignals s(t) entsprechend der AM-PM-Kennlinie des Übertragungsgliedes 14.
  • Der Verfahrensschritt S30 beinhaltet die Schätzung des Frequenz-Offsets Δωi in den einzelnen ersten und zweiten Verlaufsabschnitten 1i und 2i des Antwortsignals e(t) nach Verfahren des Stands der Technik, auf die in dieser Ausführung nicht näher eingegangen werden muss. Da die Schätzung der einzelnen Frequenz-Offsets Δω1i bzw. Δω2i jeweils mit einem statistischen Schätzfehler beaufschlagt ist, wird zur Kompensation des Frequenz-Offsets Δω im Phasenverlauf ϕE(t) aus allen geschätzten Frequenz-Offsets Δω1i bzw. Δω2i ein gemittelter Frequenz-Offset Δωavg berechnet, der für alle ersten und zweiten Verlaufsabschnitte 1i und 2i des Antwortsignals e(t) im folgenden benutzt wird. Hierzu wird gemäß Gleichung (1) jeder geschätzte Frequenz-Offset Δω1i bzw. Δω2i in einem der ersten und zweiten Verlaufsabschnitte 1i und 2i des Antwortsignals e(t) mit dem zugehörigen Amplitudenwert |e1i| oder |e2i| des Antwortsignals e(t) gewichtet. Δ ⁢ ω avg = 1 ∑ i = 1 N e 1 ⁢ i + e 2 ⁢ i ⋅ ∑ i = 1 N Δ ⁢ ω 1 ⁢ i ⋅ e 1 ⁢ i + Δ ⁢ ω 2 ⁢ i ⋅ e 2 ⁢ i
    Figure imgb0001
  • Im darauffolgenden Verfahrensschritt S40 wird für jeden der ersten und zweiten Verlaufsabschnitte 1i und 2i des Sendesignals s(t) aus dem Verhältnis der Amplitudenwerte |S1i| bzw. |S2i| des Sendesignals s (t) zu den Amplitudenwerten |e1i| bzw. |e2i| des Antwortsignals e(t) die AM-AM-Kennlinie des Übertragungsgliedes 14 ermittelt.
  • In Verfahrensschritt S50 erfolgt eine Kompensation eines in den einzelnen ersten und zweiten Verlaufsabschnitten 1i und 2i des gemessenen Phasenverlaufs ϕE(t) des Antwortsignals e(t) jeweils vorhandenen Frequenz-Offset Δω1i oder Δω2i durch Kompensation des gesamten Phasenverlaufs ϕE (t) des Antwortsignals e(t) mit dem in Verfahrensschritt S40 ermittelten mittleren Frequenz-Offset Δωavg (Überführung der gestrichelten in die gepunktete Linie der Fig. 5). Die in den ersten und zweiten Verlaufsabschnitten 1i und 2i somit jeweils emittelten Frequenz-Offset-kompensierten Phasenwerte ϕE1i'und ϕE2i' des Antwortsignals e(t) werden in Verfahrensschritt S50 zusätzlich von einer eventuell auftretenden Phasendrifts ϕi bereinigt. Hierzu wird eine Phasenreferenzierung durch Bildung einer Phasendifferenz ϕEi" zwischen dem Frequenz-Offset-kompensierten Phasenwert ϕE1i' des Antwortsignals e(t) in einem ersten Verlaufsabschnitt 1i des Sendesignals s(t) und dem Frequenz-Offset-kompensierten Phasenwert ϕE2i' des Antwortsignals e(t) im darauffolgenden zweiten Verlaufsabschnitt 2i des Sendesignals s(t) gemäß Gleichung (2) berechnet.
  • Da eine im Phasenverlauf ϕE(t) des Antwortsignals e(t möglicherweise auftretende Phasendrift ϕ(t), die zwischen zwei benachbarten ersten und zweiten Verlaufsabschnitten 1i und 2i des Sendesignals s(t) jeweils näherungsweise unverändert ist, sind die jeweils berechneten Phasendifferenzen ϕEi" zwischen zwei benachbarten ersten und zweiten Verlaufsabschnitten 1i und 2i von einer Phasendrift ϕi befreit. ϕ Ei ⁢ ʺ = ϕ E ⁢ 2 ⁢ i ⁢ ʹ - ϕ E ⁢ 1 ⁢ i ⁢ ʹ
    Figure imgb0002
  • In Fig. 7A ist der Verlauf der gemessenen Frequenz-Offset-kompensierten Phasenwerte ϕE1i' und ϕE2i' des Antwortsignals e(t) - durchgezogene Linien in Fig. 7A -, die aus einer Phasenverzerrung aufgrund der AM-PM-Kennlinie und der Phasendrift ϕi resultieren, und der Verlauf der einzelnen Phasendriften ϕi - gestrichelte Linien in Fig. 7A - dargestellt. Werden die gemessenen Frequenz-Offset-kompensierten Phasenwerte ϕEli' und ϕE2i' des Antwortsignals e(t) gemäß Gleichung (2) von einer Phasendrift ϕi befreit, so erhält man den in Fig. 7B dargestellten Verlauf der Frequenz-Offset- und Phasendrift-kompensierten Phasenwerte ϕEi", die einzig aus der Phasenverzerrung der AM-PM-Kennlinie des Übertragungsgliedes 14 resultieren.
  • Im abschließenden Verfahrensschritt S60 wird die AM-PM-Kennlinie des Übertragungsgliedes 14 durch Differenzbildung zwischen den Frequenz-Offset- und Phasendrift-kompensierten Phasenwerte ϕEi" und den Phasenwerten ϕs1i oder ϕs2i im ersten oder zweiten Verlaufsabschnitt 1i oder 2i des Sendesignals s(t) und anschließende Division durch den jeweiligen Amplitudenwert |S1i| des Testsignals s(t) im ersten Verlaufsabschnitt 1i ermittelt.
  • Das in Fig. 4 dargestellte Verfahren basiert auf einer Darstellung und Berechnung in Polarkoordinaten (Betrag und Phase). Alternativ kann das Verfahren, insbesondere die Messung des Antwortsignals e(t) - Verfahrensschritt S20 in Fig. 4 - und die Kompensation des Frequenz-Offsets Δω - Verfahrensschritt S50 in Fig. 4 - , auch in kartesischen Koordinaten (Inphase- und Quadratur-Komponente) durchgeführt werden, wobei im Anschluß zur Bestimmung der AM-AM-und der AM-PM-Kennlinie eine Transformation von IQ-Koordinaten in Polar-Koordinaten erforderlich ist. Auf diese Weise ändert sich die Reihenfolge der einzelnen Verfahrensschritte in Fig. 4 und es tritt ein zusätzlicher Verfahrensschritt einer Koordinaten-Transformation hinzu.
  • Die Erfindung ist nicht auf die dargestellte Ausführungsform beschränkt. Insbesondere sind die Vermessung anderer nachrichtentechnischer Übertragungsglieder, z. B. Filter, Mischer usw. und andere Übertragungssignale nach anderen Modulations-Verfahren und -Standards von der Erfindung abgedeckt.

Claims (14)

  1. Verfahren zur Ermittlung der Amplitude und/oder der Phase des Ausgangssignals eines Übertragungsgliedes in Abhängigkeit der Amplitude des Eingangssignals, indem ein aus einem Testsignal s(t) durch Amplituden- und/oder Phasenverzerrung im Übertragungsglied (14) hervorgegangenes Antwortsignal (e(t)) hinsichtlich des Amplitudenverlaufs (|e(t)|) des Antwortsignals (e(t)) und/oder der Phasenverläufe (ϕs(t), ϕE(t)) des Testsignals (s(t)) und des Antwortsignals (e(t)) in eine Abhängigkeit von der Amplitude (|s(t)|) des Testsignals(s(t)) ermittelt wird,
    dadurch gekennzeichnet,
    dass der Amplitudenverlauf (|s(t)|) des Testsignals (s(t)) aus mehreren ersten und zweiten Verlaufsabschnitten (1i, 2i) mit konstanten Amplitudenwerten (|s1i|, |s2i|) während der Dauer (ΔT) des jeweiligen ersten oder zweiten Verlaufsabschnitts (1i, 2i) besteht und
    dass entweder die ersten und die zweiten Verlaufsabschnitte (1i, 2i) oder einzig die ersten Verlaufsabschnitte (1i) jeweils voneinander verschiedene Amplitudenwerte aufweisen.
  2. Verfahren nach Anspruch 1,
    dadurch gekennzeichnet,
    daß der Amplitudenverlauf (|s(t)|) des Testsignals (s(t)) im Wechsel erste Verlaufsabschnitte (1i) mit jeweils zueinander veränderten Amplitudenwerten (|s1i|) und zweite Verlaufsabschnitte (2i) mit jeweils zueinander unveränderten Amplitudenwerten (|S2i|) aufweist.
  3. Verfahren nach Anspruch 2,
    dadurch gekennzeichnet,
    daß sich die Amplitudenwerte (|s1i|) von aufeinander folgenden ersten Verlaufsabschnitten des Testsignals (s(t)) verkleinern.
  4. Verfahren nach Anspruch 3,
    dadurch gekennzeichnet,
    daß die Amplitudenwerte (|s2i|) der zweiten Verlaufsabschnitte (2i) des Testsignals (s(t)) dem größten Amplitudenwert (|s11|) der ersten Verlaufsabschnitte (1i) des Testsignals (s(t)) entsprechen.
  5. Verfahren nach einem der Ansprüche 2 bis 4,
    dadurch gekennzeichnet,
    daß die AM-AM-Kennlinie des Übertragungsgliedes (14) aus den Amplitudenwerten (|s1i|, |e1i|) des Testsignals(s(t)) und des zugehörigen Antwortsignals (e(t)) in den ersten Verlaufsabschnitten (1i) ermittelt wird.
  6. Verfahren nach einem der Ansprüche 2 bis 5,
    dadurch gekennzeichnet,
    daß der Phasenverlauf (ϕs(t)) des Testsignals (s(t)) konstante und identische Phasenwerte (ϕS1i, ϕs2i) in allen ersten und zweiten Verlaufsabschnitten (1i, 2i) aufweist.
  7. Verfahren nach Anspruch 6,
    dadurch gekennzeichnet,
    daß die Phasenwerte (ϕs1i, ϕs2i) des Phasenverlauf (ϕs (t) ) des Testsignals (s(t)) in allen ersten und zweiten Verlaufsabschnitten (1i, 2i) den Wert Null aufweisen.
  8. Verfahren nach einem der Ansprüche 2 bis 7,
    dadurch gekennzeichnet,
    daß ein nicht Frequenz-Offset-kompensierter Phasenverlauf (ϕE(t)) des Antwortsignals (e(t)) mit konstanten Phasenwerten (ϕE1i, ϕE2i) während der Dauer ΔT) der ersten und zweiten Verlaufsabschnitte (1i, 2i) durch Kompensation eines durchschnittlich auftretenden Frequenz-Offsets (Δωavg) in einen Frequenz-Offset-kompensierten Phasenverlauf (ϕE'(t)) mit konstanten Phasenwerten (ϕE1i', ϕE2i') während der Dauer ΔT) der ersten und zweiten Verlaufsabschnitte (1i, 2i) überführt wird.
  9. Verfahren nach Anspruch 8,
    dadurch gekennzeichnet,
    daß die AM-PM-Kennlinie des Übertragungsgliedes (14) aus Differenzen ( (ϕE1i'-ϕE2i')-ϕs1i, (<pE1i'-ϕE2i')-ϕs2i) der Phasenwertdifferenz (ϕE1i' -ϕE2i') aufeinanderfolgender erster und zweiter Verlaufsabschnitte (1i, 2i) des Frequenz-Offset-kompensierten Phasenverlaufs (ϕE'(t)) des Antwortsignals (e(t)) und des Phasenwerts (ϕs1i, ϕs2i) in den ersten oder zweiten Verlaufsabschnitten (1i, 2i) des Phasenverlaufs (ϕs(t)) des Testsignals (s(t)) in Abhängigkeit der Amplitudenwerte (|s1i|) des Testsignals (s(t)) in den ersten Verlaufsabschnitten (1i) ermittelt wird.
  10. Verfahren nach Anspruch 8,
    dadurch gekennzeichnet,
    daß die Amplitudenwerte (|S2i|, |s1i|) und Phasenwerte (ϕs1i, ϕE1i, ϕs2i, ϕE2i) in den ersten und zweiten Verlaufsabschnitten (1i, 2i) des Testsignals (s(t)) und des zugehörigen Antwortsignals (e(t)) jeweils in einem Zeitintervall (ΔT') des ersten und zweiten Verlaufsabschnittes (1i, 2i) ermittelt werden, das gegenüber der Dauer (ΔT) des ersten und zweiten Verlaufsabschnittes (1i, 2i) um jeweils ein Unsicherheitsintervall (Δt') am Beginn und am Ende des jeweiligen ersten und zweiten Verlaufsabschnittes (1i, 2i) reduziert ist.
  11. Verfahren nach Anspruch 8,
    dadurch gekennzeichnet,
    daß der durchschnittlich auftretende Frequenz-Offset (Δωavg) durch Mittelwertbildung aus den in den ersten und zweiten Verlaufsabschnitten (1i, 2i) jeweils ermittelten und mit den Amplitudenwerten (|s1i|, |s2i|) des Testsignals (s(t)) in den ersten und zweiten Verlaufsabschnitten (1i, 2i) gewichteten Frequenz-Offsets (Δω1i, Δω2i) berechnet wird.
  12. System zur Ermittlung der Amplitude- und/oder der Phase des Ausgangssignals eines Übertragungsgliedes (14) in Abhängigkeit der Amplitude des Eingangssignals, das eine Serienschaltung mit einer Sende-Einheit (15), einem Übertragungsglied (14), das von einem von der Sende-Einheit (15) generierten Testsignal (s(t)) beaufschlagt wird, und einem Meßgerät (12) zur Messung einzig eines aus dem Testsignal (s(t)) durch Amplituden und/oder Phasenverzerrung im Übertragungsglied (14) hervorgegangenen Antwortsignals (e(t)),
    dadurch gekennzeichnet,
    dass der Amplitudenverlauf (|s(t)|) des Testsignals (s(t)) aus mehreren ersten und zweiten Verlaufsabschnitten (1i, 2i) mit konstanten Amplitudenwerten (|s1i|, |s2i|) während der Dauer (ΔT) des jeweiligen ersten oder zweiten Verlaufsabschnitts (1i, 2i) besteht und
    dass entweder die ersten und die zweiten Verlaufsabschnitte (1i, 2i) oder einzig die ersten Verlaufsabschnitte (1i) jeweils voneinander verschiedene Amplitudenwerte aufweisen.
  13. System nach Anspruch 12,
    dadurch gekennzeichnet,
    daß das System darüber hinaus eine Einheit zur übergeordneten Ablaufsteuerung (13) enthält, die mit der Sende-Einheit (15) und dem Meßgerät (12) in Verbindung steht und aus dem Phasen- und/oder Amplitudenverlauf des Testsignals (s(t)) und des Antwortsignals (e(t)) die AM-AM- und/oder AM-PM-Kennlinie des Übertragungsgliedes (14) ermittelt.
  14. System nach Anspruch 12 oder 13,
    dadurch gekennzeichnet,
    daß das Übertragungsglied (14) ein Leistungsverstärker (5) ist, der in einem Polar-Modulator (1) integriert ist.
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