CN107543983B - 测量电路网络的系统及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种测量电路网络的系统及方法。其中，所述方法包括：将满足预设的周期波形特征的基带发射信号予以输出；将基带发射信号调制后发射到待测电路网络中；利用周期波形特征对接收于待测电路网络中的信号进行解调，以得到基带接收信号；利用基带发射信号的周期波形特征，测量并消除基带接收信号的时偏和频偏；通过对消除时偏和频偏后的基带接收信号与预生成的参考信号的信号匹配，测量电路网络的非线性函数；其中，参考信号是基于基带接收信号频率f'_a、基带接收信号的周期波形特征预先生成的。本发明有效减少了现有测量系统对现有测试仪器的硬件改进，并有效提高了测量速度。

Description

测量电路网络的系统及方法

技术领域

本发明实施例涉及信号处理技术，尤其涉及一种测量电路网络的系统及方法。

背景技术

测量电路网络的非线性特性的意义在于了解非线性网络的输入-输出幅度增益特性(AM-AM特性)和输入-输出相位偏移特性(AM-PM特性)，来判断网络的功率线性范围和对于信号的适用能力，如根据AM-AM和AM-PM特性得到1dB增益压缩点、功率饱和点、增益压缩特性和相位歧变特性等。判断在一定信号下的适用最大功率范围和预期的ACLR和EVM等指标。是射频硬件方案设计中的关键步骤。同时也是数字预失真(DPD)和包络跟踪(ET)技术应用的核心的参数。

现有的非线性参数测量装置主要有两种：网络分析仪测量装置，和由信号源及频谱仪组成的非线性参数测试系统测量装置。

(1)网络分析仪测量装置，是将网络分析仪的输出和输入连接非线性待测网络的输入和输出端口，并采用逐点扫测功率的方式,测试输入功率范围内的所有点的AM-AM和AM-PM特性。此方法适用于输入输出都为模拟接口的非线性网络参数测量。

(2)采用信号源及频谱仪组成的非线性参数测试系统的测量装置，是将信号源和频谱仪分别连接非线性待测网络的输入和输出端口，需要由特定的测量软件完成测量中的仪表设置、同步、交互和计算结果的功能，如信号源参数设置、建立信号源和频谱仪的参考同源和时间同步，需要与两台仪表分别交互传输控制和数据，并通过比对软件下载到信号源的信号，和从频谱仪上传回到软件的信号的幅度与相位数据，通过算法计算得到AM-AM和AM-PM参数。

现有的技术(1)存在的缺点是：(a)适用于输入和输出都为模拟的网络，不能适用于数字接口输入到模拟输出的网络非线性参数的测量。(b)必须由网络分析仪内部实现收发同源和同步方式，采用逐点扫功率进行测试。这样才能保证输入和输出信号幅度和相移的正确对应关系。因此操作速度慢。(c)扫频信号以功率线性扫描方式为主，因此扫频信号频谱带宽较大，在衡量较窄带宽的待测网络时，会导致测量失真，因此需降低测量速率得到精度和速度的权衡。(d)测量采用逐点测试记录方式因此影响测试速率。

现有的技术(2)存在的缺点是：(a)需要由软件完成与两台仪表的参考同源、时间同步和数据交换，否则无法计算信号的AM-AM和AM-PM特性，环境实现复杂。(b)需仪表制造商提供完整测量方案，信号源和频谱仪选用范围受限，使用灵活性较差，成本较高。(c)测试方式以扫频信号为功率线性逐点扫描方式为主带宽较大，同样需兼顾精度和速度，无法实现快速测量。(d)实现不同类型接口的测量也比较复杂。(e)测量采用逐点测试记录方式因此影响测试速率。

总之，现有装置都采用收发同源和时间同步的方式，导致系统复杂成本高，精度和速度不兼顾等问题。

发明内容

本发明提供一种测量电路网络的系统及方法，以解决测量系统硬件复杂，不利于适用不同电路网络测试的问题。

第一方面，本发明实施例提供了一种测量电路网络的系统，包括：基带信号发生装置，用于将满足预设的周期波形特征的基带发射信号予以输出；信号发射装置，用于将所述基带发射信号调制后发射到待测电路网络中；信号接收装置，用于利用周期波形特征对接收于所述待测电路网络中的信号进行解调，以得到基带接收信号；基带信号测量装置，包括：时频偏差消除单元和测量单元；其中，所述时频偏差消除单元用于利用所述基带发射信号的周期波形特征，测量并消除所述基带接收信号的时偏和频偏；所述测量单元用于通过对消除时偏和频偏后的基带接收信号与预生成的参考信号的信号匹配，测量电路网络的非线性函数；其中，所述参考信号是基于所述基带接收信号频率f′_a、基带接收信号的周期波形特征预先生成的。

第二方面，本发明实施例还提供了一种测量电路网络的方法，包括：将满足预设的周期波形特征的基带发射信号予以输出；将所述基带发射信号调制后发射到待测电路网络中；利用周期波形特征对接收于所述待测电路网络中的信号进行解调，以得到基带接收信号；利用所述基带发射信号的周期波形特征，测量并消除所述基带接收信号的时偏和频偏；通过对消除时偏和频偏后的基带接收信号与预生成的参考信号的信号匹配，测量电路网络的非线性函数；其中，所述参考信号是基于所述基带接收信号频率f′_a、基带接收信号的周期波形特征预先生成的。

本发明通过先接收待测电路网络中的基带接收信号，再消除基带接收信号中的时偏和频偏的方式，实现了无需收发同步的信号接收方式，有效减少了现有测量系统对现有测试仪器的硬件改进，同时，由于无需进行收发同步，故能够更快的对电路网络进行非线性测量。

附图说明

图1是本发明实施例一中的一种测量电路网络的系统的结构示意图；

图2是本发明各实施例中的基带发射信号的幅度-时间特性的示意图；

图3是本发明各实施例中的基带发射信号的幅度-频率特性的示意图；

图4是本发明实施例一中的基带信号测量装置的结构示意图；

图5是本发明各实施例中的正弦波形下的两周期的波峰波形特征点的相位差的波形示意图；

图6是本发明实施例二中的一种测量电路网络的方法的流程图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步的详细说明。可以理解的是，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释本发明，而非对本发明的限定。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与本发明相关的部分而非全部结构。

实施例一

图1为本发明实施例一提供的测量电路网络的系统的结构示意图，本实施例可适用于对有线网络、电力载波等电路网络进行非线性函数测量的情况，该测量系统1包括：基带信号发生装置11、信号发射装置12、信号接收装置14、和基带信号测量装置13。

所述基带信号发生装置11用于将满足预设的周期波形特征的基带发射信号予以输出。

在此，所述基带信号发生装置11根据待测电路网络2的特性调整基带发射信号的频点，以及如波形、周期时长、和最大幅度等周期波形特征。

一种可选方案为，所述基带信号发生装置11输出单点频的所述基带发射信号。如此有利于减少传输过程中信号的频域失真等问题。例如，所述基带信号发生装置11预设有对应待测电路网络2的单点频f1、周期为T1的正弦波形的基带发射信号，并予以输出。

一种可选方案中，为了防止电路网络2对信号的干扰，所述基带信号发生装置11用于以预设的截止频率和最大幅度为限，输出满足单点频和周期波形特征的基带发射信号。在此，所述基带发射信号属于单点频窄带信号，其截止频率和最大幅度都被限制在单点频窄带范畴内。

例如，所述基带信号发生装置11通过预设公式1中的频率f_a和幅度A来生成正弦波形的基带发射信号。所述基带发射信号的幅度-时间特性如图2所示，在一个T_a周期内存在4个分段单调的幅度从0-A的波形，基带发射信号还具有扫描功率的特性。所述基带发射信号的幅度-频率特性如图3所示，所述基带发射信号具有单一频点的单边带频谱特性，频谱集中能很好的通过限制带宽来确保测量系统1无失真。

其中，f_a≤f_DUT、且k_gain·A≤V_{max_DUT}。f_DUT为截止频率，V_{max_DUT}为最大幅度，k_gain为信号发射装置12的幅度增益。其中，k_gain为所述信号发射装置12的固有参数。V_b(t)为基带发射信号，x(t)和y(t)为V_b(t)的实部和虚部。

所述信号发射装置12用于将所述基带发射信号调制后发射到待测电路网络2中。其中，所述信号发射装置12举例为任意波形发生器。所述信号发射装置12通过变换频率和输出波形的方式来适应待测电路网络2的输入。例如，所述信号发射装置12通过与待测电路网络2连接的射频、中频或基带(包括模拟或者数字基带)仪表输出接口送入所述待测电路网络2。

例如，所述信号发射装置12按照公式2将所述基带发射信号进行变频、和幅度调整等处理。

其中，f_in表示所述信号发射装置12为适应待测电路网络2的输入要求而预设的变频函数，k_{gain_in}表示所述信号发射装置12的幅度增益，该两个参数可通过所述信号发射装置12设置得到。

变量z(t)和θ(t)分别表示输送至待测电路网络2的信号V_in(t)的幅度包络和基带相位特性。变量z(t)和θ(t)和基带发射信号幅度z_b(t)的关系是：

z(t)＝|V_in(t)|＝k_{gain_in}·z_b(t) 公式3

信号经过待测电路网络2在传输过程中的非线性变换和变频之后，连接在所述待测电路网络2的接收侧的信号接收装置14利用周期波形特征对接收于所述待测电路网络2中的信号进行解调，以得到基带接收信号。其中，所述信号接收装置14可以为现有的采集仪表。

待测非线性网络对于信号起到非线性变换和变频作用。输出信号举例为：

其中，本实施例中用F_r(z)表示待测电路网络2的非线性函数中的输入-输出幅度增益特性(AM-AM特性)，Fψ(z)表示非线性函数中的输入-输出相位偏移特性(AM-PM特性)。f_out为待测电路网络2的输出频率，满足频率变换公式f_out＝f_in+f_c的要求。而ψ₁为网络的固有相偏。

所述信号接收装置14利用所述周期波形特性对接收自待测网络的信号进行变频和采样接收。例如，所述信号接收装置14利用公式4对信号进行变频(如降频)处理。

其中，k_{gain_out}表示信号接收装置14的幅度增益，该参数可由信号接收装置14的设置和电缆校准中得到。f_rec表示信号接收装置14的变频频率，ψ₁为所述待测电路网络2的固有相偏。ψ₂是所述信号接收装置14的固有相位偏移。t_d表示总链路延迟时间，α是由于未做参考同源引起的时间伸缩系数(理想无偏差时α＝1)。Δf_c是信号发射装置12、待测电路网络2和接收装置引起的频偏，t′是以采集接收为基准的时间，和原始时间t相差伸缩系数α。t_d′是以采集接收为基准的时间下的总链路延迟时间。ψ_all代表测试采集输出的总相偏。这些参数关系如公式5所示。

从公式5可见，从所述信号接收装置14为接收信号而设置的各参数都是基于时间t′的，此处将所述信号接收装置14所输出的基带接收信号表示为V_rec(z(t′))，其相对于实际接收信号V_out(z(t))存在延时为t_d′，频偏为Δf_c。由于t_d′和Δf_c随测试环境条件而变化，对非线性函数z～F_r(z)/F_ψ(z)的测量造成影响。

因此，与所述信号接收装置14相连的基带信号测量装置13中包含时频偏差消除单元131和测量单元135。其中，所述基带信号测量装置13可以是个人电脑、或专用测量仪器等。为了便于后续的信号处理，通常在信号接收装置14和/或基带信号测量装置13中设有对基带接收信号的采样单元，以便为后续各单元的信号处理提供数字化的基带接收信号(以下仍简称基带接收信号)。

所述时频偏差消除单元131用于利用所述基带发射信号的单点频和周期波形特征，测量并消除所述基带接收信号的时偏和频偏。

具体地，由于本实施例中不采用同步机制，故而所述基带信号测量装置13需通过人工设置、或从所述基带信号发生装置11处获取所述基带发射信号的单点频和周期波形特征(如峰值点、零点等)。所述时频偏差消除单元131利用所述周期波形特征先确定基带接收信号的波形特征点，再根据周期波形特征和波形特征点估计基带接收信号的时偏和频偏；再消除基带接收信号的时偏和频偏。

一种可选方案中，所述时频偏差消除单元131还包括：输出波形参数模块132。如图4所示。

所述输出波形参数模块132用于按照所述基带发射信号的周期波形特征，确定所述基带接收信号相对于基带发射信号的包括：延时t_d′、所述基带接收信号的频率f′_a、波形峰值时间t_{peak_in}(n)等的波形参数。

具体地，所述输出波形参数模块132按照基带发射信号的周期波形特征中单调、拐点等时隙的波形特点，提取基带接收信号的波形特征点，进估计出上述各波形参数。

例如，所述输出波形参数模块132根据基带发射信号V_in在正弦波的1/4周期的单调特性，且考虑非线性网络小功率的近似线性的单调性，可知V_rec(z(t′))在1/4周期的最小幅度附近也是单调的。因此存在输入幅度最小值和输出幅度最小值的对应关系。据此，所述输出波形参数模块132根据V_rec(z(t′))幅度的所有零点t_zero(n)，所述输出波形参数模块132选择与基带发射信号的零点最近的偏差量，即第一个零点t_zero(1)值，来代表测量系统1的时间延迟量t_d′。同时，所述输出波形参数模块132依据所有的零点的间隔计算出基带接收信号的平均周期T_a′的估算值。而基带接收信号的频率f′_a可用得到。同时可根据输入信号峰值和零点的时差为得到峰值幅度所在位置t_{peak_in}(n)，如公式6所示。

其中，t_zero(n)为零点位置的信号点。

需要说明的是，上述输出波形参数模块132基于正弦波形来估计各波形参数的方式仅为举例，根据不同波形的波形特征(如三角波等)，所述输出波形参数模块132也可基于实际的周期波性特征来得到上述各波形参数。

所述时频偏差消除单元131中的时偏消除算法和频偏消除算法利用所述输出波形参数模块132所提供的波形参数。其中，所述时频偏差消除单元131可根据基带发射信号的周期波形特征，逐个消除时偏和频偏，或建立关联的函数，一并消除时偏和频偏。

一种可选实施方式中，所述时频偏差消除单元131还包括：时偏消除模块133和频偏消除模块133。

所述时偏消除模块133用于在所述基带接收信号的时间基础上减去所述延时t_d′，以消除时偏。

例如，所述时偏消除模块133利用公式7消除V_rec(z(t′))中的延时t_d′，得到无时偏信号V_rec ^*(z(t′))。

由于公式7中涉及到Δf_c，则所述时偏消除模块133需和频偏消除模块133一起构建关联的函数，并最终算出无时偏信号V_rec ^*(z(t′))。

所述频偏消除模块133用于基于所述基带接收信号中两个周期波形的峰值波形特征点的相位差、及所述频率f′_a，确定基带接收信号与基带发射信号之间的频偏Δf_c，并根据所述频偏Δf_c纠正所述基带接收信号。

具体地，所述频偏消除模块133先提取基带接收信号中连续/间隔的两个周期波形中同一峰值位置的相位差；再根据预构建的峰值信号点-频偏的函数得到频偏Δf_c。其中，图5示出了正弦波形下的两周期的波峰波形特征点的相位差为(θ_{peak_in}(1)-θ_{peak_in}(3))。其中，所述峰值信号点-频偏的函数举例为公式8：

得到频偏Δf_c后，所述时偏消除模块133利用公式7得到无时偏的基带接收信号V_rec ^*(z(t′))。

再将V_rec ^*(z(t′))代入公式9，得到消除频偏的基带接收信号V_rec ^**(z(t′))。

在得到消除了时频偏查的基带接收信号后，交由测量单元135。由所述测量单元135通过对消除时偏和频偏后的基带接收信号与预生成的参考信号的信号匹配，测量电路网络2的非线性函数；其中，所述参考信号是基于所述基带接收信号频率f′_a、基带接收信号的周期波形特征预先生成的。

在此，所述测量单元135进行信号匹配的方式可以根据实际的基带接收信号的波性特征来进行预设。

一种可选方案中，所述测量单元135包括：参考信号生成模块136和非线性函数测量模块137。

所述参考信号生成模块136用于基于所述基带接收信号的频率f′_a、基带接收信号的周期波形特征和预设的功率变化信息，构建所述参考信号。其中，所述功率变化信息包括：基带接收信号所覆盖的最大功率、和功率降低步进等。

具体地，所述参考信号生成模块136包括：参考信号发生子模块、参考信号合成子模块。

其中，所述参考信号发生子模块用于在所述基带接收信号的接收时间基准下，利用所述基带接收信号的周期波形特征生成第一参考信号，以及结合所述基带接收信号的幅度增益为功率的覆盖范围，生成利用幅度表示各采样点的功率等间隔、等步长降低的第二参考信号。

具体地，所述参考信号发生子模块根据所输入的P_{step_size}、P_range、A、k_{gain_in}和f_a′参数，输出采样点幅度z(n)和样点时刻t(n)的第一参考信号。

考虑到接收端采样的不准确现象，所述参考信号发生子模块按照基带接收信号的接收时间t′，恢复第一参考信号为z(t′)，根据公式3得到t′时间基准下的幅度，如公式10所示。

z(t′)＝A·k_{gain_in}·sin(2π·f′_a·t′) 公式10

同时，根据测量的输出格式需要，利用等对数dB功率间隔格式表示，对输入信号幅度|z(t′)|采用步进为P_{step_size}(dB)、覆盖范围为P_range(dB)的输出形式。故而，所述参考信号发生子模块还根据P_{step_size}和P_range参数计算出所需输出样点数M。如公式11所示。

这M个样点的功率值P_z(n)(单位dB)是在最大功率基础上依次降低P_{step_size}步进而得到，最大功率可从公式12得到，各级功率可从公式13得到。

P_z(M)＝max[20*log(|z(t′)|)]＝20*log(A·k_{gain_in}) 公式2

P_z(n)＝P_z(n+1)-P_{step_size}＝P_z(M)-(M-n)·P_{step_size}

＝20*log(A·k_{gain_in})-(M-n)·P_{step_size} 公式13

各级功率P_z(n)采用幅度表示为z(n)，可用公式14表示。

所述参考信号合成子模块用于合成第一参考信号和第二参考信号，以得到所述参考信号并予以输出。

具体地，所述参考信号合成子模块根据公式10得到的z(t′)，得到z(t′)对应于每个样点z(n)的时刻t(n)，如公式15所示。接着，所述参考信号合成子模块将所得到的参考信号z(n)和时刻t(n)，并输出至非线性函数测量模块137。

所述非线性函数测量模块137用于采用对消除时频偏差后的基带接收信号各采样点与参考信号的对应采样点进行复数除法的方式，来计算待测电路网络2的非线性函数列表。

具体地，所述非线性函数测量模块137根据消除时偏和频偏后的信号V_rec ^**(z(t′))，参考信号z(n)、t(n)，和k_{gain_out}，计算z(n)～F_r(n)/F_ψ(n)列表的非线性参数结果。

例如，所述非线性函数测量模块137首先计算V_rec ^**(z(t′))在t′＝t(n)时刻的值，与z(n)的复数除法，如公式16所示得到M组非线性复参数F*(n)。

非线性参数F_r(z(n))/F_Ψ(z(n))可按公式17、18得到。

F_Ψ(n)＝F_Ψ(z(n))＝arg(F*(n))-ψ_all-θ(t(n))＝arg(F*(n))-ψ_all 公式18

因t(n)在0～π/4内取值，因此根据公式3，θ(t(n))恒为0。此处ψ_all对AM-PM参数计算不构成影响，因此F_Ψ(n)可表示输出非线性相位参数。因此可根据公式16-18，得到z(n)～F_r(n)/F_ψ(n)列表表示的非线性参数结果。

本实施例通过先接收待测电路网络中的基带接收信号，再消除基带接收信号中的时偏和频偏的方式，实现了无需收发同步的信号接收方式，有效减少了现有测量系统对现有测试仪器的硬件改进，同时，由于无需进行收发同步，故能够更快的对电路网络进行非线性测量。另外，利用单点频的窄带基带信号能有效减少频域失真等特点，对电路网络进行测试，有利于测试系统的测试精准度。

实施例二

图6为本发明实施例二提供的测量电路网络的方法的流程图，本实施例可适用于对有线网络、电力载波等电路网络进行非线性函数测量的情况，该测量方法主要由测量系统来执行，所述测量系统可以包括如实施例一中所述的基带信号发生装置、信号发射装置、信号接收装置、和基带信号测量装置。所述测量方法的具体执行过程如下：

步骤S110、将满足预设的周期波形特征的基带发射信号予以输出。

在此，所述测量系统中的基带信号发生装置根据待测电路网络的特性调整基带发射信号的频点，以及如波形、周期时长、和最大幅度等周期波形特征。

一种可选方案为，所述基带信号发生装置输出单点频的所述基带发射信号。如此有利于减少传输过程中信号的频域失真等问题。例如，所述基带信号发生装置预设有对应待测电路网络的单点频f1、周期为T1的正弦波形的基带发射信号，并予以输出。

一种可选方案中，为了防止电路网络对信号的干扰，所述基带信号发生装置用于以预设的截止频率和最大幅度为限，输出满足单点频和周期波形特征的基带发射信号。在此，所述基带发射信号属于单点频窄带信号，其截止频率和最大幅度都被限制在单点频窄带范畴内。

例如，所述基带信号发生装置通过预设公式1中的频率f_a和幅度A来生成正弦波形的基带发射信号。所述基带发射信号的幅度-时间特性如图2所示，在一个T_a周期内存在4个分段单调的幅度从0-A的波形，基带发射信号还具有扫描功率的特性。所述基带发射信号的幅度-频率特性如图3所示，所述基带发射信号具有单一频点的单边带频谱特性，频谱集中能很好的通过限制带宽来确保测量系统无失真。

其中，f_a≤f_DUT、且k_gain·A≤V_{max_DUT}。f_DUT为截止频率，V_{max_DUT}为最大幅度，k_gain为信号发射装置的幅度增益。其中，k_gain为所述信号发射装置的固有参数。V_b(t)为基带发射信号，x(t)和y(t)为V_b(t)的实部和虚部。

步骤S120、将所述基带发射信号调制后发射到待测电路网络中。其中，本步骤由信号发射单元(如任意波形发生器)来执行。所述信号发射装置通过变换频率和输出波形的方式来适应待测电路网络的输入。例如，所述信号发射装置通过与待测电路网络连接的射频、中频或基带(包括模拟或者数字基带)仪表输出接口送入所述待测电路网络。

例如，所述信号发射装置按照公式2将所述基带发射信号进行变频、和幅度调整等处理。

其中，f_in表示所述信号发射装置为适应待测电路网络的输入要求而预设的变频函数，k_{gain_in}表示所述信号发射装置的幅度增益，该两个参数可通过所述信号发射装置设置得到。

变量z(t)和θ(t)分别表示输送至待测电路网络的信号V_in(t)的幅度包络和基带相位特性。变量z(t)和θ(t)和基带发射信号幅度z_b(t)的关系是：

z(t)＝|V_in(t)|＝k_{gain_in}·z_b(t) 公式3

信号经过待测电路网络在传输过程中的非线性变换和变频之后，连接在所述待测电路网络的接收侧的信号接收装置利用周期波形特征对接收于所述待测电路网络中的信号进行解调，以得到基带接收信号。其中，所述信号接收装置可以为现有的采集仪表。

待测非线性网络对于信号起到非线性变换和变频作用。输出信号举例为：

其中，本实施例中用F_r(z)表示待测电路网络的非线性函数中的输入-输出幅度增益特性(AM-AM特性)，Fψ(z)表示非线性函数中的输入-输出相位偏移特性(AM-PM特性)。f_out为待测电路网络的输出频率，满足频率变换公式f_out＝f_in+f_c的要求。而ψ₁为网络的固有相偏。

步骤S130、利用所述周期波形特性对接收自待测网络的信号进行变频和采样接收。其中，本步骤由信号接收装置来执行。

例如，所述信号接收装置利用公式4对信号进行变频(如降频)处理。

其中，k_{gain_out}表示信号接收装置的幅度增益，该参数可由信号接收装置的设置和电缆校准中得到。f_rec表示信号接收装置的变频频率，ψ₁为所述待测电路网络的固有相偏。ψ₂是所述信号接收装置的固有相位偏移。t_d表示总链路延迟时间，α是由于未做参考同源引起的时间伸缩系数(理想无偏差时α＝1)。Δf_c是信号发射装置、待测电路网络和接收装置引起的频偏，t′是以采集接收为基准的时间，和原始时间t相差伸缩系数α。t_d′是以采集接收为基准的时间下的总链路延迟时间。ψ_all代表测试采集输出的总相偏。这些参数关系如公式5所示。

从公式5可见，从所述信号接收装置为接收信号而设置的各参数都是基于时间t′的，此处将所述信号接收装置所输出的基带接收信号表示为V_rec(z(t′))，其相对于实际接收信号V_out(z(t))存在延时为t_d′，频偏为Δf_c。由于t_d′和Δf_c随测试环境条件而变化，对非线性函数z～F_r(z)/F_ψ(z)的测量造成影响。

因此，与所述信号接收装置相连的基带信号测量装置中包含时频偏差消除单元和测量单元，分别执行下面的步骤S140和S150。其中，所述基带信号测量装置可以是个人电脑、或专用测量仪器等。为了便于后续的信号处理，通常在信号接收装置和/或基带信号测量装置中设有对基带接收信号的采样单元，以便为后续各单元的信号处理提供数字化的基带接收信号(以下仍简称基带接收信号)。

步骤S140、利用所述基带发射信号的单点频和周期波形特征，测量并消除所述基带接收信号的时偏和频偏。

具体地，由于本实施例中不采用同步机制，故而所述基带信号测量装置需通过人工设置、或从所述测量系统处获取所述基带发射信号的单点频和周期波形特征(如峰值点、零点等)。所述时频偏差消除单元利用所述周期波形特征先确定基带接收信号的波形特征点，再根据周期波形特征和波形特征点估计基带接收信号的时偏和频偏；再消除基带接收信号的时偏和频偏。

一种可选方案中，在执行步骤S140之前，先按照所述基带发射信号的周期波形特征，确定所述基带接收信号相对于基带发射信号的包括：延时t_d′、所述基带接收信号的频率f′_a、波形峰值时间t_{peak_in}(n)等的波形参数。

具体地，所述时频偏差消除单元中的输出波形参数模块按照基带发射信号的周期波形特征中单调、拐点等时隙的波形特点，提取基带接收信号的波形特征点，进估计出上述各波形参数。

例如，所述输出波形参数模块根据基带发射信号V_in在正弦波的1/4周期的单调特性，且考虑非线性网络小功率的近似线性的单调性，可知V_rec(z(t′))在1/4周期的最小幅度附近也是单调的。因此存在输入幅度最小值和输出幅度最小值的对应关系。据此，所述输出波形参数模块根据V_rec(z(t′))幅度的所有零点t_zero(n)，所述输出波形参数模块选择与基带发射信号的零点最近的偏差量，即第一个零点t_zero(1)值，来代表测量系统的时间延迟量t_d′。同时，所述输出波形参数模块依据所有的零点的间隔计算出基带接收信号的平均周期T_a′的估算值。而基带接收信号的频率f′_a可用得到。同时可根据输入信号峰值和零点的时差为得到峰值幅度所在位置t_{peak_in}(n)，如公式6所示。

其中，t_zero(n)为零点位置的信号点。

需要说明的是，上述输出波形参数模块基于正弦波形来估计各波形参数的方式仅为举例，根据不同波形的波形特征(如三角波等)，所述输出波形参数模块也可基于实际的周期波性特征来得到上述各波形参数。

接着，所述时频偏差消除单元中的时偏消除算法和频偏消除算法利用所述输出波形参数模块所提供的波形参数。其中，所述时频偏差消除单元可根据基带发射信号的周期波形特征，逐个消除时偏和频偏，或建立关联的函数，一并消除时偏和频偏。

一种可选实施方式中，所述步骤S140包括：步骤S141和S142。

步骤S141、在所述基带接收信号的时间基础上减去所述延时t_d′，以消除时偏。

例如，所述时偏消除模块利用公式7消除V_rec(z(t′))中的延时t_d′，得到无时偏信号V_rec ^*(z(t′))。

由于公式7中涉及到Δf_c，则所述时偏消除模块需和频偏消除模块一起构建关联的函数，并最终算出无时偏信号V_rec ^*(z(t′))。

步骤S142、基于所述基带接收信号中两个周期波形的峰值波形特征点的相位差、及所述频率f′_a，确定基带接收信号与基带发射信号之间的频偏Δf_c，并根据所述频偏Δf_c纠正所述基带接收信号。

具体地，所述频偏消除模块先提取基带接收信号中连续/间隔的两个周期波形中同一峰值位置的相位差；再根据预构建的峰值信号点-频偏的函数得到频偏Δf_c。其中，图5示出了正弦波形下的两周期的波峰波形特征点的相位差为(θ_{peak_in}(1)-θ_{peak_in}(3))。其中，所述峰值信号点-频偏的函数举例为公式8：

得到频偏Δf_c后，所述时偏消除模块利用公式7得到无时偏的基带接收信号V_rec ^*(z(t′))。

再将V_rec ^*(z(t′))代入公式9，得到消除频偏的基带接收信号V_rec ^**(z(t′))。

在得到消除了时频偏查的基带接收信号后，交由测量单元。由所述测量单元执行步骤S150：通过对消除时偏和频偏后的基带接收信号与预生成的参考信号的信号匹配，测量电路网络的非线性函数；其中，所述参考信号是基于所述基带接收信号频率f′_a、基带接收信号的周期波形特征预先生成的。

在此，所述测量单元进行信号匹配的方式可以根据实际的基带接收信号的波性特征来进行预设。

一种可选方案中，所述步骤S150包括：步骤S151、S152。(均未予图示)

步骤S151、基于所述基带接收信号的频率f′_a、基带接收信号的周期波形特征和预设的功率变化信息，构建所述参考信号。其中，所述功率变化信息包括：基带接收信号所覆盖的最大功率、和功率降低步进等。

具体地，所述步骤S151包括：步骤S1511、S1512。(均未予图示)

步骤S1511、在所述基带接收信号的接收时间基准下，利用所述基带接收信号的周期波形特征生成第一参考信号，以及结合所述基带接收信号的幅度增益为功率的覆盖范围，生成利用幅度表示各采样点的功率等间隔、等步长降低的第二参考信号。

具体地，根据所输入的P_{step_size}、P_range、A、k_{gain_in}和f_a′参数，输出采样点幅度z(n)和样点时刻t(n)的第一参考信号。

考虑到接收端采样的不准确现象，按照基带接收信号的接收时间t′，恢复第一参考信号为z(t′)，根据公式3得到t′时间基准下的幅度，如公式10所示。

z(t′)＝A·k_{gain_in}·sin(2π·f′_a·t′) 公式10

同时，根据测量的输出格式需要，利用等对数dB功率间隔格式表示，对输入信号幅度|z(t′)|采用步进为P_{step_size}(dB)、覆盖范围为P_range(dB)的输出形式。故而，还根据P_{step_size}和P_range参数计算出所需输出样点数M。如公式11所示。

这M个样点的功率值P_z(n)(单位dB)是在最大功率基础上依次降低P_{step_size}步进而得到，最大功率可从公式12得到，各级功率可从公式13得到。

P_z(M)＝max[20*log(|z(t′)|)]＝20*log(A·k_{gain_in}) 公式2

P_z(n)＝P_z(n+1)-P_{step_size}＝P_z(M)-(M-n)·P_{step_size}

＝20*log(A·k_{gain_in})-(M-n)·P_{step_size} 公式13

各级功率P_z(n)采用幅度表示为z(n)，可用公式14表示。

步骤S1512、合成第一参考信号和第二参考信号，以得到所述参考信号并予以输出。

具体地，根据公式10得到的z(t′)，得到z(t′)对应于每个样点z(n)的时刻t(n)，如公式15所示。接着，所述参考信号合成子模块将所得到的参考信号z(n)和时刻t(n)，并输出至非线性函数测量模块。

步骤S152、采用对消除时频偏差后的基带接收信号各采样点与参考信号的对应采样点进行复数除法的方式，来计算待测电路网络的非线性函数列表。

具体地，根据消除时偏和频偏后的信号V_rec ^**(z(t′))，参考信号z(n)、t(n)，和k_{gain_out}，计算z(n)～F_r(n)/F_ψ(n)列表的非线性参数结果。

例如，首先计算V_rec ^**(z(t′))在t′＝t(n)时刻的值，与z(n)的复数除法，如公式16所示得到M组非线性复参数F*(n)。

非线性参数F_r(z(n))/F_Ψ(z(n))可按公式17、18得到。

F_Ψ(n)＝F_Ψ(z(n))＝arg(F*(n))-ψ_all-θ(t(n))＝arg(F*(n))-ψ_all 公式18

因t(n)在0～π/4内取值，因此根据公式3，θ(t(n))恒为0。此处ψ_all对AM-PM参数计算不构成影响，因此F_Ψ(n)可表示输出非线性相位参数。因此可根据公式16-18，得到z(n)～F_r(n)/F_ψ(n)列表表示的非线性参数结果。

本实施例通过先接收待测电路网络中的基带接收信号，再消除基带接收信号中的时偏和频偏的方式，实现了无需收发同步的信号接收方式，有效减少了现有测量系统对现有测试仪器的硬件改进，同时，由于无需进行收发同步，故能够更快的对电路网络进行非线性测量。另外，利用单点频的窄带基带信号能有效减少频域失真等特点，对电路网络进行测试，有利于测试系统的测试精准度。

注意，上述仅为本发明的较佳实施例及所运用技术原理。本领域技术人员会理解，本发明不限于这里所述的特定实施例，对本领域技术人员来说能够进行各种明显的变化、重新调整和替代而不会脱离本发明的保护范围。因此，虽然通过以上实施例对本发明进行了较为详细的说明，但是本发明不仅仅限于以上实施例，在不脱离本发明构思的情况下，还可以包括更多其他等效实施例，而本发明的范围由所附的权利要求范围决定。

Claims (14)

1.一种测量电路网络的系统，其特征在于，包括：

基带信号发生装置，用于将满足预设的周期波形特征的基带发射信号予以输出；

信号发射装置，用于将所述基带发射信号调制后发射到待测电路网络中；

信号接收装置，用于利用周期波形特征对接收于所述待测电路网络中的信号进行解调，以得到基带接收信号；

基带信号测量装置，包括：时频偏差消除单元和测量单元；

其中，所述时频偏差消除单元用于利用所述基带发射信号的周期波形特征，测量并消除所述基带接收信号的时偏和频偏；

所述测量单元用于通过对消除时偏和频偏后的基带接收信号与预生成的参考信号的信号匹配，测量电路网络的非线性函数；其中，所述参考信号是基于所述基带接收信号频率f'_a、基带接收信号的周期波形特征预先生成的。

2.根据权利要求1所述的测量电路网络的系统，其特征在于，所述基带信号发生装置用于以预设的截止频率和最大幅度为限，输出满足单点频和周期波形特征的基带发射信号。

3.根据权利要求1所述的测量电路网络的系统，其特征在于，所述时频偏差消除单元包括：

输出波形参数模块，用于按照所述基带发射信号的周期波形特征，确定所述基带接收信号相对于基带发射信号的延时t_d'、所述基带接收信号的频率f'_a、波形峰值时间t_{peak_in}(n)。

4.根据权利要求3所述的测量电路网络的系统，其特征在于，所述时频偏差消除单元还包括：

时偏消除模块，用于在所述基带接收信号的时间基础上减去所述延时t_d'，以消除时偏；

以及，频偏消除模块，用于基于所述基带接收信号中两个周期波形的峰值波形特征点的相位差、及所述频率f'_a，确定基带接收信号与基带发射信号之间的频偏△f_c，并根据所述频偏△f_c纠正所述基带接收信号。

5.根据权利要求1所述的测量电路网络的系统，其特征在于，所述测量单元包括：

参考信号生成模块，用于基于所述基带接收信号的频率f'_a、基带接收信号的周期波形特征和预设的功率变化信息，构建所述参考信号。

6.根据权利要求5所述的测量电路网络的系统，其特征在于，所述参考信号生成模块包括：

参考信号发生子模块，用于在所述基带接收信号的接收时间基准下，利用所述基带接收信号的周期波形特征生成第一参考信号，以及结合所述基带接收信号的幅度增益为功率的覆盖范围，生成利用幅度表示各采样点的功率等间隔、等步长降低的第二参考信号；

参考信号合成子模块，用于合成第一参考信号和第二参考信号，以得到所述参考信号并予以输出。

7.根据权利要求1或5所述的测量电路网络的系统，其特征在于，所述测量单元包括：

非线性函数测量模块，用于通过对消除时频偏差后的基带接收信号各采样点与参考信号的对应采样点的复数除法来计算待测电路网络的非线性函数列表。

8.一种测量电路网络的方法，其特征在于，包括：

将满足预设的周期波形特征的基带发射信号予以输出；

将所述基带发射信号调制后发射到待测电路网络中；

利用周期波形特征对接收于所述待测电路网络中的信号进行解调，以得到基带接收信号；

利用所述基带发射信号的周期波形特征，测量并消除所述基带接收信号的时偏和频偏；

通过对消除时偏和频偏后的基带接收信号与预生成的参考信号的信号匹配，测量电路网络的非线性函数；其中，所述参考信号是基于所述基带接收信号频率f'_a、基带接收信号的周期波形特征预先生成的。

9.根据权利要求8所述的测量电路网络的方法，其特征在于，所述将满足预设的周期波形特征的基带发射信号予以输出包括：

以预设的截止频率和最大幅度为限，输出满足单点频和周期波形特征的基带发射信号。

10.根据权利要求8所述的测量电路网络的方法，其特征在于，在利用所述基带发射信号的周期波形特征，测量并消除所述基带接收信号的时偏和频偏之前，还包括：

按照所述基带发射信号的周期波形特征，确定所述基带接收信号相对于基带发射信号的延时t_d'、所述基带接收信号的频率f'_a、波形峰值时间t_{peak_in}(n)。

11.根据权利要求10所述的测量电路网络的方法，其特征在于，所述利用基带发射信号的周期波形特征，测量并消除所述基带接收信号的时偏和频偏包括：

在所述基带接收信号的时间基础上减去所述延时t_d'，以消除时偏；

基于所述基带接收信号中两个周期波形的峰值波形特征点的相位差、及所述频率f'_a，确定基带接收信号与基带发射信号之间的频偏△f_c，并根据所述频偏△f_c纠正所述基带接收信号。

12.根据权利要求8所述的测量电路网络的方法，其特征在于，还包括：所述参考信号的预先生成方式包括：

基于所述基带接收信号的频率f'_a、基带接收信号的周期波形特征和预设的功率变化信息，构建所述参考信号。

13.根据权利要求12所述的测量电路网络的方法，其特征在于，所述基于基带接收信号的频率f'_a、基带接收信号的周期波形特征和预设的功率变化信息，构建所述参考信号包括：

在所述基带接收信号的接收时间基准下，利用所述基带接收信号的周期波形特征生成第一参考信号，以及结合所述基带接收信号的幅度增益为功率的覆盖范围，生成利用幅度表示各采样点的功率等间隔、等步长降低的第二参考信号；

合成第一参考信号和第二参考信号，以得到所述参考信号并予以输出。

14.根据权利要求8或10所述的测量电路网络的方法，其特征在于，所述通过对消除时偏和频偏后的基带接收信号与预生成的参考信号的信号匹配，测量电路网络的非线性函数包括：

通过对消除时频偏差后的基带接收信号各采样点与参考信号的对应采样点的复数除法来计算待测电路网络的非线性函数列表。