EP1835374B1

EP1835374B1 - Dispositif et procédé d'adaptation du potentiel du substrat d'un transistor MOS

Info

Publication number: EP1835374B1
Application number: EP07104336.8A
Authority: EP
Inventors: Olivier Thomas; Marc Belleville; Vincent Liot; Philippe Flatresse
Original assignee: STMicroelectronics SA; Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Current assignee: STMicroelectronics SA; Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Priority date: 2006-03-17
Filing date: 2007-03-16
Publication date: 2015-07-22
Anticipated expiration: 2027-03-16
Also published as: EP1835374A1; US20070262809A1; US7622983B2

Description

Domaine de l'invention

La présente invention concerne un dispositif et un procédé de polarisation du substrat d'un transistor à effet de champ à semiconducteur métal-oxyde, ou transistors MOS.

Exposé de l'art antérieur

De façon théorique, lorsque la tension entre la grille et la source d'un transistor MOS à canal N est supérieure à une tension de seuil, un courant est susceptible de s'écouler entre le drain et la source du transistor en fonction de la tension drain-source appliquée. Le transistor est alors passant ou dit à l'état actif. Lorsque la tension grille-source est inférieure à la tension de seuil, le transistor est bloqué ou dit à l'état inactif et est équivalent à un interrupteur ouvert. Toutefois, en pratique, on observe à l'état inactif le passage d'un courant, appelé courant de fuite, entre le drain et la source du transistor MOS.
Pour certaines applications, on souhaite obtenir des circuits électroniques dont la consommation est la plus faible possible. Il s'agit par exemple des téléphones portables, des consoles de jeu portables, etc., qui sont alimentées par des batteries. Il est alors nécessaire de réduire les courants de fuite des transistors de tels circuits électroniques pour diminuer la consommation du circuit électronique à l'état inactif.
Plusieurs facteurs influent sur l'amplitude du courant de fuite d'un transistor à l'état inactif. En particulier, pour un transistor MOS à canal N, le courant de fuite est d'autant plus important que la tension de seuil du transistor est faible, que la tension entre le substrat (en anglais body ou bulk) et la source du transistor est élevée ou que la tension entre la grille et la source du transistor est élevée.
Un procédé classique de réduction du courant de fuite d'un transistor MOS à canal N dont la source est reliée à la masse consiste à polariser le substrat du transistor MOS à canal N à un potentiel inférieur au potentiel de la source. Pour un transistor MOS à canal P dont la source reçoit une tension d'alimentation, un tel procédé consiste à polariser le substrat du transistor à un potentiel supérieur au potentiel de la source. Un tel procédé est appelé procédé de polarisation inverse du substrat (en anglais reverse bulk biasing).
Le principal inconvénient d'un tel procédé est que la polarisation du substrat du transistor est généralement réalisée par une source de tension connectée, à l'état inactif, au substrat du transistor. La réalisation d'une telle source de tension peut être relativement complexe. En outre, le fonctionnement d'une telle source de tension se traduit par une consommation supplémentaire qui limite la diminution de la consommation totale due à la réduction du courant de fuite du transistor.
Le brevet US 4 491 746 décrit un dispositif de polarisation d'une couche semiconductrice d'un circuit intégré.

Résumé de l'invention

La présente invention vise à pallier tout ou partie des inconvénients des dispositifs et procédés connus de polarisation du substrat d'un transistor MOS.
La présente invention vise plus particulièrement un dispositif de polarisation du substrat d'un transistor MOS qui a une consommation propre réduite.
Selon un autre objet de l'invention, le dispositif de polarisation a une structure relativement simple et peut être réalisé à coût réduit.
La présente invention vise également plus particulièrement un procédé de polarisation du substrat d'un transistor MOS dont la mise en oeuvre entraîne une consommation supplémentaire réduite.
Pour atteindre tout ou partie de ces objets, la présente invention prévoit un circuit de polarisation du substrat d'un transistor MOS, le substrat du transistor MOS étant entouré d'un caisson assurant une isolation électrique du substrat. Le circuit comprend un élément capacitif reliant le substrat du transistor MOS à une source d'une tension alternative à une première valeur pendant une première durée et à une seconde valeur pendant une seconde durée inférieure à la moitié de la première durée.
Selon un exemple de réalisation de la présente invention, l'élément capacitif comprend une électrode reliée directement au substrat.
Selon un exemple de réalisation de la présente invention, la source est adaptée à fournir la tension alternative à la première valeur pendant la première durée et à la seconde valeur pendant la seconde durée inférieure à 1/10 de la première durée.
Selon un exemple de réalisation de la présente invention, le transistor MOS est un transistor à canal N, la seconde valeur étant la tension nulle et la première valeur étant supérieure à la chute de tension en direct de la jonction substrat-source du transistor MOS.
Selon un exemple de réalisation de la présente invention, le circuit comprend un moyen adapté à relier le substrat et la grille du transistor MOS lorsque le transistor MOS est à l'état inactif.
Selon un exemple de réalisation de la présente invention, le circuit comprend un transistor MOS supplémentaire dont les bornes principales relient le substrat à la grille du transistor MOS et un moyen adapté à relier la grille du transistor supplémentaire à la grille du transistor MOS lorsque le transistor MOS est à l'état inactif.
Selon un exemple de réalisation de la présente invention, le moyen est adapté à relier la grille du transistor MOS supplémentaire au substrat du transistor MOS lorsque le transistor MOS est à l'état actif.
Selon un exemple de réalisation de la présente invention, le transistor MOS est formé au niveau d'un support de type SOI, GeOI ou SON.
Selon un exemple de réalisation de la présente invention, le transistor MOS comprend une première borne principale reliée à une borne d'un circuit électronique et une seconde borne principale reliée à une source d'un potentiel de référence, l'ensemble constitué par le transistor MOS, l'élément capacitif et la source de la tension alternative formant une pompe des charges du substrat du transistor MOS, le transistor MOS jouant par ailleurs le rôle d'interrupteur pour le circuit électronique.
La présente invention prévoit également un procédé de polarisation du substrat d'un transistor MOS, le substrat du transistor MOS étant entouré d'un caisson assurant une isolation électrique du substrat. Le procédé consiste à relier le substrat du transistor MOS à une source d'une tension alternative par un élément capacitif, la tension alternative étant à une première valeur pendant une première durée et à une seconde valeur pendant une seconde durée inférieure à la moitié de la première durée.
Selon un exemple de réalisation de la présente invention, la seconde durée est inférieure à 1/10 de la première durée.
Selon un exemple de réalisation de la présente invention, le procédé consiste, en outre, à prévoir un transistor MOS supplémentaire dont les bornes principales relient le substrat à la grille du transistor MOS et à relier la grille du transistor supplémentaire à la grille du transistor MOS lorsque le transistor MOS est à l'état inactif et à relier la grille du transistor MOS supplémentaire au substrat du transistor MOS lorsque le transistor MOS est à l'état actif.

Brève description des dessins

Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres de la présente invention seront exposés en détail dans la description suivante d'exemples de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles :

la figure 1 est une coupe schématique d'un transistor MOS à canal N réalisé au niveau d'un substrat de type SOI ;
la figure 2 est un premier exemple de réalisation d'un dispositif de polarisation du substrat d'un transistor MOS selon l'invention ;
la figure 3 représente des courbes d'évolution de potentiels lors de la mise en oeuvre du procédé de polarisation selon l'invention ;
la figure 4 représente l'évolution du courant de fuite du circuit de la figure 2 en fonction du rapport cyclique d'une tension du circuit ;
la figure 5 illustre le principe de détermination de la période d'une tension utilisée par le circuit de la figure 2 ;
la figure 6 représente un deuxième exemple de réalisation du dispositif de polarisation selon l'invention ;
la figure 7 est un schéma d'un circuit électrique équivalent au dispositif représenté en figure 6 ;
la figure 8 représente un troisième exemple de réalisation du dispositif de polarisation selon l'invention ;
la figure 9 représente trois courbes d'évolution du gain en consommation pour trois procédés de réduction des courants de fuite ; et
les figures 10 et 11 représentent respectivement des quatrième et cinquième exemples de réalisation du dispositif de polarisation selon l'invention.

Description détaillée

Par souci de clarté, de mêmes éléments ont été désignés par de mêmes références aux différentes figures et, de plus, comme cela est habituel dans la représentation des circuits intégrés, les diverses figures ne sont pas tracées à l'échelle. Dans la suite de la description, les potentiels de noeuds d'un circuit électronique sont mesurés par rapport à la masse du circuit électronique, le potentiel de la masse étant pris égal à 0 V.
La présente invention vise à modifier le potentiel du substrat d'un transistor MOS à l'état inactif pour diminuer le courant de fuite du transistor, la modification du potentiel du substrat étant obtenue par un procédé qui entraîne seulement une très faible consommation supplémentaire. La présente invention s'applique à un transistor pour lequel le potentiel du substrat est susceptible d'être modifié. La présente invention peut donc s'appliquer à un transistor MOS à substrat isolé, par exemple un transistor MOS réalisé au niveau d'un substrat de type silicium sur isolant ou SOI (Silicon On Insulator), d'un substrat de type germanium sur isolant ou GeOI (Germanium On Insulator) ou d'un substrat de silicium à film ultra-mince ou SON (Silicon On Nothing). Le substrat du transistor est au moins partiellement entouré d'un caisson d'un matériau isolant assurant une isolation électrique du substrat. La présente invention peut également s'appliquer à un transistor MOS réalisé au niveau d'une tranche de silicium pour lequel le substrat du transistor est électriquement isolé du reste de la tranche, par exemple par l'intermédiaire d'un caisson ayant un type de dopant adapté entourant le transistor. Dans ce dernier cas, la polarisation du caisson est adaptée à assurer l'isolation du substrat du transistor, c'est-à-dire que le caisson est polarisé en inverse vis-à-vis des autres jonctions adjacentes pour assurer une isolation électrique du substrat du transistor.
Par rapport à la technologie pour laquelle les substrats des transistors MOS ne sont pas flottants, l'avantage de la technologie SOI partiellement désertée ou PD-SOI, en termes de performances, est lié à la modulation dynamique de la tension de seuil des transistors. Cette modulation dynamique est due à la variation du potentiel du substrat flottant des transistors. L'inconvénient d'un procédé classique de réduction des courants de fuite d'un transistor MOS est que le substrat n'est plus laissé flottant. A l'état actif, on perd l'avantage de la modulation dynamique de la tension de seuil du transistor. L'intérêt de l'invention est de pouvoir contrôler la polarisation du substrat en mode inactif tout en laissant la possibilité de laisser le substrat flottant en mode actif. Pour cela, le potentiel du substrat flottant du transistor est contrôlé par la modulation de sa charge.
La figure 1 représente, de façon très schématique, une coupe d'un transistor MOS à canal N réalisé au niveau d'un substrat de type SOI. Un support 10, par exemple une tranche de silicium dopée de type P est recouverte d'une couche isolante 12, par exemple de l'oxyde de silicium. Des zones actives 13 de silicium monocristallin séparées par des régions isolantes 14, 16 sont réalisées sur la couche isolante 12. Le transistor MOS est réalisé au niveau de l'une des zones actives 13 et comprend deux régions 18, 20 dopées de type N séparées par une région 22 dopée de type P. Les régions 18, 20 correspondent au drain et à la source du transistor MOS et la région 22 correspond au substrat du transistor MOS. La région 22 est recouverte d'une couche isolante 24, correspondant à l'oxyde de grille, elle-même recouverte d'une région conductrice 26, correspondant à la grille du transistor. Un tel transistor est dit réalisé selon une technologie SOI Partiellement Déserté, ou SOI-PD, dans la mesure où le substrat 22 du transistor est laissé flottant.
La présente invention va être maintenant décrite dans le cadre d'une application particulière pour la réduction du courant de fuite d'un transistor MOS de puissance utilisé comme interrupteur d'un circuit électronique. Un transistor MOS de puissance est un transistor MOS susceptible d'accepter des courants élevés à l'état actif et dont le courant de fuite à l'état inactif est faible par rapport aux courants de fuite des transistors MOS classiquement utilisés dans les circuits électroniques et dits à commutation rapide. Un transistor MOS de puissance peut, de façon classique, être utilisé comme interrupteur pour réduire la consommation d'un circuit électronique à l'état inactif. Pour ce faire, on dispose généralement le transistor MOS de puissance entre le circuit électronique et la masse. Le transistor MOS de puissance est bloqué lorsque le circuit électronique est à l'état inactif (ou en stand-by) pour limiter les pertes électriques totales. La présente invention permet de polariser le substrat du transistor MOS de puissance pour réduire le courant de fuite du transistor utilisé comme interrupteur et donc de réduire encore davantage la consommation du circuit électronique à l'état inactif. Toutefois, il est clair que la présente invention peut s'appliquer de façon générale à n'importe quel type de transistor MOS dont on veut réduire le courant de fuite à l'état inactif.
La figure 2 représente un premier exemple de réalisation d'un circuit 30 de polarisation du substrat d'un transistor MOS de puissance MSW, à canal N, disposé entre une borne de sortie O d'un circuit électronique CL et une source d'un potentiel de référence GND, par exemple la masse. Le circuit électronique CL comprend, par exemple, des transistors MOS à tension de seuil faible qui ont des vitesses de commutation supérieures à celle du transistor MOS de puissance MSW. Le transistor MSW comprend une source S, un drain D, un substrat B et une grille G. Le transistor MSW est, par exemple, réalisé au niveau d'un substrat de type SOI et a la structure représentée en figure 1. La source S est reliée à la masse GND et le drain D est relié à la borne de sortie O. La grille G est reliée à une borne d'une source de tension SL dont l'autre borne est reliée à la masse GND. On appelle V_SL la tension aux bornes de la source de tension SL.
Selon le premier exemple de réalisation, le circuit 30 comprend un condensateur C₁ dont une électrode est reliée directement au substrat B et dont l'autre électrode est reliée à une borne d'une source de tension SP. L'autre borne de la source de tension SP est reliée à la masse GND. On appelle V_P la tension aux bornes de la source de tension SP. A titre d'exemple, le condensateur C₁ comprend deux électrodes métalliques séparées par un matériau diélectrique. Dans ce cas, par rapport à la structure représentée en figure 1, la région 22 comprend une extension, non représentée, permettant la réalisation d'un plot de contact afin de relier le substrat du transistor à une électrode du condensateur C₁. Selon un autre exemple, le condensateur C₁ comprend deux électrodes de silicium polycristallin, ou une première électrode métallique et une seconde électrode de silicium polycristallin. Par rapport à la structure représentée en figure 1, la région 22 peut comprendre une extension, non représentée, directement en contact avec la seconde électrode. Selon un autre exemple, le condensateur C₁ comprend une électrode métallique ou en silicium polycristallin et une électrode correspondant à une région de silicium dopée, qui est, par exemple, au contact du substrat. Les sources de tension SP et SL peuvent correspondre à tout type de circuit électronique adapté à fournir les tensions V_P et V_SL recherchées. En particulier, les tensions V_P et V_SL peuvent être obtenues à partir d'une source de tension unique.
A l'état inactif, la tension V_P correspond à une tension rectangulaire périodique variant, par exemple, entre la tension nulle et la tension d'alimentation VDD. La période de la tension V_P est par exemple de l'ordre de 100 ms. Le rapport cyclique α de la tension V_P correspond au rapport entre la durée pendant laquelle la tension V_P est égale à VDD et la durée pendant laquelle la tension V_P est égale à 0 V. Selon le premier exemple de réalisation, le rapport cyclique α est inférieur à 1, par exemple inférieur à 1/2, de préférence inférieur à 1/10, voire inférieur à 1/100, par exemple de l'ordre de 1/500 pour un circuit réalisé par une technologie SOI. A titre d'exemple, pour le noeud technologique 130 nm SOI-PD, le rapport cyclique α peut être inférieur à 1/500.
La figure 3 représente une courbe d'évolution 32 du potentiel du substrat B, appelé V_B, du transistor MSW à l'état inactif, une courbe d'évolution 33 qui correspond à un agrandissement de la courbe d'évolution 32 du potentiel V_B pour les premières périodes du signal V_P lors de la mise à l'état inactif du transistor MSW et une courbe d'évolution 34 du signal V_P. La courbe 32 est tracée à l'échelle. Par contre, les courbes 33 et 34 ne sont pas tracées à l'échelle.
Selon le premier exemple de réalisation, le circuit 30 permet, à l'état inactif, de diminuer globalement le potentiel V_B du substrat B du transistor MSW à un potentiel négatif de façon à diminuer le courant de fuite du transistor MSW. La présente invention utilise le fait que pour un transistor MOS dont le substrat B n'est pas directement relié à une source d'un potentiel constant, le potentiel V_B dépend de la quantité de charge Q_B stockée au niveau du substrat B.
Pour le circuit 30 représenté en figure 2, le potentiel V_B est obtenu, à un instant donné, à partir de la relation suivante : $V_{B} = (Q_{B} + C_{D} V_{D} + C_{S} V_{S} + C_{G} V_{G} + C_{1} V_{P}) / C_{T}$

où V_D, V_S et V_G correspondent respectivement au potentiel du drain D, de la source S et de la grille G, où C_D, C_S et C_G correspondent respectivement à la capacité de drain, de source et de grille et où C_T correspond à la somme des capacités C_G, C_S, C_D et C₁.
La quantité de charge Q_B varie en fonction du taux de charge et du taux de décharge du substrat B à un instant donné. Le taux de charge du substrat B est représentatif des phénomènes entraînant la génération de porteurs (par exemple la formation d'un courant tunnel, des phénomènes d'ionisation par impact, etc.), c'est-à-dire entraînant une augmentation de Q_B. Le taux de décharge du substrat B est représentatif des phénomènes entraînant la recombinaison de porteurs (par exemple la formation d'un courant de jonction drain-substrat ou source-substrat), c'est-à-dire entraînant une diminution de Q_B. De façon générale, les phénomènes entraînant la recombinaison de porteurs sont beaucoup plus rapides que les phénomènes entraînant la génération de porteurs d'un facteur pouvant varier de 100 à 1000.
A l'équilibre statique, la quantité de charges Q_B est sensiblement constante et fixée par les potentiels V_B, V_D, V_S, V_G et la tension Vp. Lorsqu'on modifie les valeurs des potentiels V_D, V_S, V_G, la charge Q_B évolue, pendant une phase de transition plus ou moins longue, vers un nouvel équilibre statique. Pendant cette phase de transition, le transistor MSW se trouve à un état intermédiaire entre deux états d'équilibre.
La présente invention consiste à commander la quantité de charge Q_B en faisant varier la tension V_P. Plus précisément, la présente invention utilise le fait que la durée nécessaire à la charge du substrat est beaucoup plus longue que la durée nécessaire à la décharge du substrat de sorte qu'il suffit, pour commander la quantité de charge Q_B, de mettre la tension V_P à VDD de façon périodique pendant une durée très brève. La majorité du temps, la tension V_P est laissée à 0 V, la quantité de charge Q_B évoluant alors peu et fixant le potentiel V_B à une valeur sensiblement constante et négative. De ce fait, sauf au niveau des impulsions de la tension V_P, le potentiel V_B est pratiquement en permanence constant et négatif.
A titre d'exemple, on suppose initialement que les potentiels V_D, V_S et V_G sont nuls, que la tension V_P est nulle et que le transistor MSW a atteint un état d'équilibre correspondant à une quantité de charge Q_B0 initiale. Lorsque la tension V_P passe à VDD, le potentiel V_B augmente en raison du couplage capacitif dû au condensateur C₁ (portion ascendante 35 de la courbe 33). Toutefois, l'augmentation de V_B par rapport à V_S qui est à zéro tend à rendre passante la jonction entre le substrat B et la source S du transistor MSW. Des charges négatives sont alors injectées dans le substrat B ce qui entraîne la diminution de la quantité de charge Q_B de Q_B0 à Q_B1 en raison des phénomènes de recombinaison de porteurs.
Lorsque la tension V_P passe de VDD à 0 V, le potentiel V_B diminue en raison du couplage capacitif dû au condensateur C₁ (portion descendante 36 de la courbe 33). La jonction substrat-source du transistor MSW n'est alors plus passante de sorte que les phénomènes de recombinaison de porteurs tendent à s'arrêter. La charge Q_B devrait augmenter lentement de Q_B1 à Q_B0 en raison des phénomènes de génération de porteurs. Toutefois, ces phénomènes étant lents par rapport à la fréquence de commutation de V_P, tout se passe comme si la quantité de charges restait constante et égale à Q_B1. Le potentiel V_B se stabilise donc à la valeur correspondant à Q_B1 donnée par la relation (1) et varie peu avant le prochain passage de V_P de 0 V à VDD (portion constante 37 de la courbe 33). Comme Q_B1 est inférieur à Q_B0, le potentiel V_B a diminué. Ce phénomène se répète pour les premiers cycles de la tension V_P de sorte que le potentiel V_B diminue au niveau des portions constantes 37.
Après plusieurs cycles successifs de la tension V_P, le potentiel V_B a suffisamment diminué de sorte que lorsque la tension V_P passe de 0 V à VDD, le potentiel V_B n'est pas élevé suffisamment pour rendre complètement passante la jonction substrat-source mais seulement légèrement passante pour compenser la génération de charges. La quantité de charge Q_B n'évolue alors sensiblement plus et le potentiel V_B se maintient, lorsque V_P est à 0 V, à une valeur négative par exemple entre -0,5 V à -1 V.
L'ensemble constitué par la source de tension SP, le condensateur C₁ et le transistor MSW se comporte donc comme une pompe de charges adaptée à diminuer la quantité de charge Q_B.
De façon générale, les valeurs entre lesquelles varie V_P peuvent être différentes de 0 V et VDD. La seule condition est que la variation de V_P entraîne par effet capacitif une variation du potentiel V_B suffisante pour rendre passante la jonction substrat-source du transistor MSW, au moins au début du passage à l'état inactif.
La figure 4 représente l'évolution du courant de fuite I₁ du circuit 30 en fonction du rapport cyclique α. Pour déterminer le rapport cyclique α qui permet l'obtention du courant de fuite le plus faible, on peut procéder par essais successifs. Pour ce faire, on peut attribuer plusieurs valeurs de rapport cyclique à la tension V_P, déterminer les courants de fuite correspondants et choisir le rapport cyclique qui donne le courant de fuite minimal. On peut également utiliser les logiciels de simulation utilisés en CAO (Conception Assistée par Ordinateur) tel que le simulateur de type SPICE (acronyme anglais pour Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis), par exemple les simulateurs ELDO ou HSIM.
La période du signal V_P est déterminée pour que la consommation dynamique du circuit 30 soit la plus faible. Une partie de la consommation dynamique est due à la commutation de la tension V_P sur un front montant ou descendant. Pour réduire la consommation dynamique, la période du signal V_P est choisie la plus grande possible pour limiter le nombre de commutations de la tension V_P.
La figure 5 représente l'évolution du potentiel V_B en fonction du temps lorsqu'on applique un front descendant sur V_P (passage d'une valeur haute à une valeur basse). L'échelle des abscisses est une échelle logarithmique. Par couplage capacitif, lorsque la tension V_P diminue, on observe une diminution du potentiel V_B qui se stabilise à une valeur basse. On détermine alors la durée T pendant laquelle V_B reste sensiblement constant à la valeur basse avant d'augmenter. La période du signal V_P peut correspondre à la durée T ainsi déterminée. On appelle F la fréquence du signal V_P.
Lorsque le circuit 30 passe de l'état actif à l'état inactif (ou en stand-by), on peut, dans une phase initiale, accélérer la fréquence du signal V_P par rapport à la fréquence F déterminée précédemment, afin de faire diminuer le potentiel V_B du transistor MSW le plus rapidement possible. Ensuite, la fréquence du signal V_P est remise à la fréquence F de façon à maintenir le potentiel V_B à la valeur basse tout en réduisant la consommation dynamique du circuit 30.
La figure 6 représente un deuxième exemple de réalisation d'un circuit de polarisation 40 selon l'invention. Le circuit 40 correspond au circuit 30 représenté en figure 2 dans lequel on a ajouté un transistor MOS MD₁ à canal N, monté en diode, dont la grille G₁ et le drain D₁ sont reliés à la grille G du transistor MSW. La source S₁ du transistor MD₁ est reliée au substrat B du transistor MSW. Un condensateur C₂ est prévu entre la grille G et la masse GND. Selon une variante du deuxième exemple de réalisation, le condensateur C₂ n'est pas présent. A l'état inactif, la source de tension SL est à haute impédance et n'est pas représentée en figure 6. Le circuit 40 permet de mettre le substrat B à un potentiel négatif à l'état inactif, et, parallèlement, de mettre la grille G du transistor MSW à un potentiel négatif. En effet, le courant de fuite d'un transistor MOS à canal N est d'autant plus élevé que la tension entre la grille et la source est grande. On diminue ainsi encore davantage le courant de fuite du transistor MSW à l'état inactif.
La figure 7 représente un schéma électrique équivalent au circuit 40 représenté en figure 6 à l'état inactif. Le transistor MSW équivaut à une diode MSW' dont l'anode est connectée au substrat B et dont la cathode est connectée à la masse GND. Le transistor MD₁ équivaut à une diode MD₁' dont l'anode est connectée à la grille G et dont la cathode est connectée au substrat B. Selon un tel montage, le potentiel V_G suit en moyenne le potentiel V_B. Le condensateur C₂, s'il est présent, permet de stabiliser le potentiel V_G. La figure 7 correspond également au schéma d'une pompe de charge. Ceci signifie que le transistor MSW a deux fonctions : la première est celle d'interrupteur de puissance et la seconde est celle d'élément actif de la pompe de charge.
Selon une variante du circuit 40, le transistor MD₁ peut être remplacé par une diode dont l'anode est connectée à la grille G et dont la cathode est connectée au substrat B.
La figure 8 représente un circuit de polarisation 45 selon un troisième exemple de réalisation de l'invention dans lequel, par rapport au circuit 40 représenté en figure 6, on a ajouté, entre le substrat B et la masse GND, un transistor MOS MD₂ à canal P dont la grille G₂ est commandée par un signal SLEN, dont le drain D₂ est relié à la masse GND et dont la source S₂ est reliée au substrat B. Lorsque le transistor MD₂ est passant, ce qui correspond au signal SLEN mis à 0 V, le transistor MD₂ se comporte comme une diode dont l'anode est reliée au substrat B et dont la cathode est reliée à la masse GND. Cette diode supplémentaire se trouve donc en parallèle de la jonction substrat-source du transistor MSW qui tend à devenir passante lorsque la tension V_P passe à VDD. Une telle diode supplémentaire permet, lorsque la tension V_P passe à VDD, d'assurer que le potentiel V_B ne s'élève pas au-delà de 0,5-0,6 V et d'accentuer l'évacuation des charges du substrat B.
La demanderesse a déterminé, par simulation, le gain en consommation dans le cas où le circuit électronique CL correspond à un oscillateur en anneau comportant 141 étages et constitué de transistors MOS à commutation rapide (c'est-à-dire ayant une tension de seuil faible, par exemple de l'ordre de 240 mV) réalisés en technologie SOI-PD avec une largeur de grille de 130 nanomètres, et pour une tension d'alimentation de 1,2 V. L'interrupteur de puissance MSW utilisé est du type permettant une pénalité en délai inférieure à 2 %. Les transistors MD₁, MD₂ du circuit 45 sont des transistors du type à faible fuite (tension de seuil élevée de l'ordre de 350 mV) . Le ratio de réduction de la consommation, R, est défini par la relation suivante: $R = I_{cir} / I_{sw}$

où I_cir correspond au courant de fuite à la borne de sortie O du circuit électronique CL lorsqu'il est connecté directement à la masse GND et I_SW correspond au courant de fuite mesuré à la borne de sortie O lorsque le circuit électronique CL est relié à la masse GND via le transistor de puissance MSW.
La figure 9 représente l'évolution du ratio en fonction de la température. La courbe 46 correspond à l'évolution du ratio obtenue lorsque le substrat du transistor MSW est laissé flottant. La courbe 48 correspond à l'évolution du ratio obtenue lorsque le substrat B du transistor MSW est connecté en permanence à la masse GND. La courbe 50 correspond à l'évolution du ratio obtenue lorsque le circuit de polarisation 45 est associé au transistor MSW.
On remarque que le circuit de polarisation 45 selon la présente invention permet d'obtenir une forte augmentation du gain de consommation par rapport à ce qui était obtenu de façon classique. En outre, pour les courbes 46 et 48, le gain en consommation tend à diminuer lorsque la température augmente. Au contraire, pour la présente invention, le gain en consommation augmente avec la température.
La figure 10 représente un circuit de polarisation 50 selon un quatrième exemple de réalisation de l'invention dans lequel, par rapport au circuit 45 de la figure 8, on a ajouté un transistor MOS MSL à canal N dont le drain D₃ est connecté au drain D₁ du transistor MD₁ et dont la source S₃ est connectée à la grille G₁ du transistor MD₁. Le circuit 50 comporte également un transistor MOS MAC à canal P dont le drain D₄ est connecté au substrat B du transistor MSW et dont la source S₄ est connectée à la grille G₁ du transistor MD₁. Les grilles G₃, G₄ des transistors MSL et MAC reçoivent le signal SLENB qui est le complémentaire du signal SLEN.
Lorsque le circuit électronique CL est à l'état inactif, le signal SLEN est à l'état bas, par exemple à 0 V et le signal SLENB est à l'état haut, par exemple à VDD. Dans ce cas, le transistor MAC est bloqué et le transistor MSL est passant. De plus, le transistor MD₂ est passant et monté en diode. Le circuit 50 est alors identique au circuit 45. Son fonctionnement correspond donc à ce qui a été décrit précédemment. Lorsque le circuit électronique CL est à l'état actif, le signal SLEN est à l'état haut et le signal SLENB est à l'état bas. Les transistors MD₂ et MSL sont alors bloqués. Le transistor MAC est passant et équivaut sensiblement à un interrupteur fermé. La grille G₁ du transistor MD₁ est donc reliée au substrat B du transistor MSW. Le transistor MD₁ fonctionne alors comme un limiteur de courant et équivaut à une diode dont l'anode est reliée au substrat B et la cathode à la grille G.
A l'état actif, les tensions Vp et V_SL sont à VDD. Le transistor MD₁ permet d'amener V_B à une valeur supérieure à 0 V tout en assurant que le potentiel V_B reste inférieur à 0,6 V de façon qu'il n'y ait pas de polarisation en direct de la jonction substrat-source du transistor MSW. Le fait de mettre la tension V_P à VDD permet d'élever initialement le potentiel V_B par couplage capacitif, le potentiel V_B étant maintenu par la suite à une valeur positive par l'intermédiaire du transistor MD₁.
On obtient ainsi un transistor MSW dont le substrat est polarisé positivement à l'état actif. Ceci permet de diminuer la tension de seuil du transistor et d'améliorer la conduction du transistor MSW à l'état actif. Pour un même courant à conduire, on peut alors réduire les dimensions du transistor MSW par rapport à un transistor MOS dont le substrat serait maintenu à la masse à l'état actif. L'utilisation d'un transistor MSW de dimensions réduites permet de réduire les courants de fuite à l'état inactif. Le circuit 50 permet de diminuer d'environ 15 % la surface occupée par le transistor MSW. De façon plus générale, le circuit 50 permet d'obtenir un transistor MSW à deux tensions de seuil modulées dynamiquement, une première tension de seuil basse à l'état actif (le substrat B étant polarisé positivement) assurant une meilleure conduction et une seconde tension de seuil élevée à l'état inactif (le substrat étant polarisé négativement) permettant de réduire le courant de fuite.
La figure 11 représente un sixième exemple de réalisation du circuit de polarisation 55 selon l'invention utilisé pour réduire les courants de fuite de plusieurs transistors de puissance MSW. Les transistors de puissance MSW sont répartis en groupes de transistors de puissance GT_i, i étant un entier compris entre 1 et n, chaque groupe GT_i étant associé à un circuit électronique BL_i constitué, par exemple, de transistors à commutation rapide. Les grilles des transistors MSW de chaque groupe de transistors GT_i sont connectées à un circuit partiel de polarisation PH_i. Chaque circuit PH_i comprend les transistors MOS MD₁, MD₂, MSL, MAC, et les condensateurs C₁, C₂ du circuit 50. Chaque circuit partiel PH_i est relié à une première ligne 56 reliée à la source de tension SP, non représentée, et à une seconde ligne 58 reliée à la source de tension SL, non représentée. Des sources de tension uniques SP et SL sont donc connectées à chaque circuit PH_i. De mêmes éléments des circuits de polarisation étant associés à plusieurs transistors, on diminue ainsi l'augmentation de surface due à l'utilisation du circuit de polarisation selon l'invention.
Avantageusement, afin d'éviter une dégradation du transistor MSW, par exemple par claquage de la couche d'oxyde dû à une différence de potentiel entre le drain et la grille du transistor MSW supérieure à la tension d'alimentation, on peut utiliser un transistor MSW avec un oxyde de grille épais, adapté à fonctionner à des tensions d'alimentation élevées. Un tel transistor à oxyde de grille épais est, par exemple, du type GO2, l'épaisseur de l'oxyde de grille étant d'environ 2,7 nm, les autres transistors du circuit ayant une épaisseur d'oxyde de l'ordre de 1,5 nm.
Bien entendu, la présente invention est susceptible de diverses variantes et modifications qui apparaîtront à l'homme de l'art. En particulier, la source de tension SP peut fournir un signal autre que rectangulaire. Il peut s'agir d'un signal constant à 0 V comportant périodiquement des impulsions triangulaires. En outre, la présente invention a été décrite pour la polarisation du substrat d'un transistor MOS à canal N. Toutefois, la présente invention peut s'appliquer à la polarisation du substrat d'un transistor MOS à canal P dont la source est reliée à une source d'un potentiel de référence haut, par exemple VDD. Dans ce cas, le substrat du transistor est mis, à l'état inactif, à un potentiel supérieur au potentiel de la source en faisant varier V_P entre 0 V (impulsions de courtes durées) et VDD. En outre, le potentiel de la grille peut être amené à un potentiel supérieur au potentiel de la source à l'état inactif. De plus, le potentiel du substrat peut être amené à un potentiel inférieur au potentiel de la source à l'état actif.

Claims

Circuit (30 ; 40 ; 45 ; 50 ; 55) de polarisation du substrat (B) d'un transistor MOS (MSW), caractérisé en ce que le substrat du transistor MOS est entouré d'un caisson (12) assurant une isolation électrique du substrat, le circuit comprenant un élément capacitif (C₁) reliant le substrat (B) du transistor MOS à une source (SP) adaptée à fournir une tension (Vp) alternative à une première valeur pendant une première durée et à une seconde valeur (VDD) pendant une seconde durée inférieure à la moitié de la première durée.
Circuit selon la revendication 1, dans lequel l'élément capacitif (C₁) comprend une électrode reliée directement au substrat (B).
Circuit selon la revendication 1, dans lequel la source (SP) est adaptée à fournir la tension alternative (V_P) à la première valeur pendant la première durée et à la seconde valeur (VDD) pendant la seconde durée inférieure à 1/10 de la première durée.
Circuit selon la revendication 1, dans lequel le transistor MOS (MSW) est un transistor à canal N, la seconde valeur étant la tension nulle et la première valeur étant supérieure à la chute de tension en direct de la jonction
substrat-source du transistor MOS (MSW).
Circuit selon la revendication 1, comprenant un moyen (MD₁) adapté à relier le substrat (B) et la grille (G) du transistor MOS (MSW) lorsque le transistor MOS est à l'état inactif.
Circuit selon la revendication 1, comprenant un transistor MOS supplémentaire (MD₁) dont les bornes principales
(S₁, D₁) relient le substrat (B) à la grille (G) du transistor MOS (MSW) et un moyen (MSL, MAC) adapté à relier la grille (G₁) du transistor supplémentaire à la grille (G) du transistor MOS (MSW) lorsque le transistor MOS est à l'état inactif.
Circuit selon la revendication 6, dans lequel le moyen (MSL, MAC) est adapté à relier la grille (G₁) du transistor MOS supplémentaire (MD₁) au substrat (B) du transistor MOS (MSW) lorsque le transistor MOS est à l'état actif.
Circuit selon la revendication 1, dans lequel le transistor MOS (MSW) est formé au niveau d'un support de type SOI, GeOI ou SON.
Circuit selon la revendication 1, dans lequel le transistor MOS (MSW) comprend une première borne principale (D) reliée à une borne d'un circuit électronique (CL) et une seconde borne principale (S) reliée à une source d'un potentiel de référence (GND), l'ensemble constitué par le transistor MOS, l'élément capacitif (C₁) et la source (SP) de la tension (Vp) alternative formant une pompe des charges du substrat (B) du transistor MOS, le transistor MOS jouant par ailleurs le rôle d'interrupteur pour le circuit électronique.
Procédé de polarisation du substrat (B) d'un transistor MOS (MSW), caractérisé en ce que le substrat du transistor MOS est entouré d'un caisson (12) assurant une isolation électrique du substrat, le procédé consistant à relier le substrat du transistor MOS à une source (SP) d'une tension alternative (Vp) par un élément capacitif (C₁), la tension alternative étant à une première valeur pendant une première durée et à une seconde valeur (VDD) pendant une seconde durée inférieure à la moitié de la première durée.
Procédé selon la revendication 10, dans lequel l'élément capacitif (C₁) comprend une électrode reliée directement au substrat (B).
Procédé selon la revendication 10, dans lequel la seconde durée est inférieure à 1/10 de la première durée.
Procédé selon la revendication 10, consistant, en outre, à prévoir un transistor MOS supplémentaire (MD₁) dont les bornes principales (S₁, D₁) relient le substrat (B) à la grille (G) du transistor MOS (MSW) et à relier la grille (G₁) du transistor supplémentaire à la grille (G) du transistor MOS (MSW) lorsque le transistor MOS est à l'état inactif et à relier la grille (G₁) du transistor MOS supplémentaire (MD₁) au substrat (B) du transistor MOS (MSW) lorsque le transistor MOS est à l'état actif.