EP1403885A2 - Ansteuereinrichtung für eine Magnetspule - Google Patents

Ansteuereinrichtung für eine Magnetspule Download PDF

Info

Publication number
EP1403885A2
EP1403885A2 EP03020543A EP03020543A EP1403885A2 EP 1403885 A2 EP1403885 A2 EP 1403885A2 EP 03020543 A EP03020543 A EP 03020543A EP 03020543 A EP03020543 A EP 03020543A EP 1403885 A2 EP1403885 A2 EP 1403885A2
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
voltage
coil
switch
current
control device
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP03020543A
Other languages
English (en)
French (fr)
Other versions
EP1403885A3 (de
Inventor
Alfred Sinner
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Karl Dungs GmbH and Co KG
Original Assignee
Karl Dungs GmbH and Co KG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Karl Dungs GmbH and Co KG filed Critical Karl Dungs GmbH and Co KG
Publication of EP1403885A2 publication Critical patent/EP1403885A2/de
Publication of EP1403885A3 publication Critical patent/EP1403885A3/de
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F7/00—Magnets
    • H01F7/06—Electromagnets; Actuators including electromagnets
    • H01F7/08—Electromagnets; Actuators including electromagnets with armatures
    • H01F7/18—Circuit arrangements for obtaining desired operating characteristics, e.g. for slow operation, for sequential energisation of windings, for high-speed energisation of windings
    • H01F7/1805—Circuit arrangements for holding the operation of electromagnets or for holding the armature in attracted position with reduced energising current
    • H01F7/1811—Circuit arrangements for holding the operation of electromagnets or for holding the armature in attracted position with reduced energising current demagnetising upon switching off, removing residual magnetism
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F7/00—Magnets
    • H01F7/06—Electromagnets; Actuators including electromagnets
    • H01F7/08—Electromagnets; Actuators including electromagnets with armatures
    • H01F7/18—Circuit arrangements for obtaining desired operating characteristics, e.g. for slow operation, for sequential energisation of windings, for high-speed energisation of windings
    • H01F7/1844—Monitoring or fail-safe circuits

Definitions

  • the invention relates to a control device for a magnetic coil and a method for supplying a magnetic coil with current.
  • FIG. 7 Such a circuit known per se is illustrated in FIG. 7.
  • the magnet coil L is connected with its free-wheeling diode D to a rectifier bridge G, which generates a rippled DC voltage from a mains voltage U N.
  • a transistor T and a current sensor resistor R are connected in series with the coil L.
  • the transistor T is controlled by a control circuit S such that the current through the coil L is switched off when it has reached its peak value. The current is switched on again when the operating voltage has passed its zero crossing.
  • FIGS. 2 and 3 illustrate the ripple voltage U at low mains voltage.
  • the switch T is always by the control circuit S shortly after the zero crossing switched on at time t 0 , t 1 until the current has reached its maximum value I max .
  • the current increases up to its maximum value.
  • the switch T is now switched off by the control circuit S, after which it subsides again, as the dashed part of the curve I 1 shows.
  • the resulting effective value is I eff1 .
  • FIG. 3 illustrates the same process with a larger input voltage U 2 .
  • the resulting current is symbolized by curve I 2 .
  • the rise in current is much steeper than illustrated in FIG. 2 due to the higher mains voltage.
  • the maximum value I max is accordingly reached earlier.
  • the transistor T is thus switched off earlier, after which the current, as the dashed part of the curve I 2 illustrates, decays as a freewheeling current through the diode D.
  • the decay time is much greater with a larger mains voltage according to U 2 in FIG. 3 than with a lower mains voltage U 1 in FIG. 2.
  • the resulting effective value I eff2 of the current is thus lower. This means that the circuit according to FIG. 7 supplies changing coil currents when the input voltages change.
  • the control device contains a controlled switch via which the magnetic coil periodically is connected to a voltage source.
  • a current detection device is used to detect the current supplied by the voltage source into the magnet coil, ie the coil charging current.
  • the timer is started.
  • the timer is started when the power is switched on. This now switches off the switch via which the solenoid is supplied with current after a time delay, which in turn depends on the size of the input voltage. This makes it possible to set shorter coil charging times for larger input voltages and larger coil charging times for smaller input voltages.
  • the relationship between the coil charging time and the input voltage differs significantly from the relationship that results in a circuit according to FIG.
  • the possibility is now created to set the time delay after reaching the threshold value in such a way that the same rms current values occur at the solenoid coil even with different input voltages.
  • the charging time of the coil is controlled in dependence on the pulsating DC voltage (operating voltage) in such a way that the charging and discharging curve of the coil current has a constant time integral for all applied operating voltage values.
  • This can also be achieved without current detection if the timer is started each time the coil current is switched on.
  • the charging current is switched on synchronously with the respectively arriving voltage minima.
  • the switch-off does not take place after a specified (operating voltage-dependent) charging time but when a maximum current is reached.
  • the value of the maximum current which characterizes the switch-off current, is again determined as a function of voltage. With a suitable relationship between the current I maX serving as the switch-off limit and the operating voltage, a constant current-time integral results.
  • FIGS. 1 to 6 of the drawing Details of advantageous embodiments of the invention emerge from FIGS. 1 to 6 of the drawing, the associated description and subclaims.
  • a solenoid L and its control device 1 are illustrated according to the invention.
  • the magnet coil L is, for example, the magnet coil of a train drive for opening and closing a valve or another actuator.
  • the control device 1 serves to apply a defined coil current to the solenoid L when a mains voltage U N is present.
  • a rectifier bridge G is connected to the mains voltage U N , which turns the applied sine AC voltage into a pulsating DC voltage U 1 .
  • the time course of the same is illustrated, for example, in FIG. 2.
  • the rectifier bridge G is connected to one end of the magnet coil L, the other end of which is in turn connected to the rectifier bridge G via a controlled switch 3 in the form of a transistor T and a current sensor resistor R.
  • the transistor T is controlled by a drive circuit 4, which has a current sensor input 5 and a voltage sensor input 6.
  • the control circuit 4 is designed such that it switches the transistor T on shortly after passing a zero crossing of the operating voltage U N and switches it off again in a special way. For this purpose, the control circuit 4 monitors the voltage drop across the current sensor resistor R, which characterizes the coil charging current. For this purpose, reference is made to FIG. 2 and in particular the curve for the coil current I 2 .
  • the control circuit 4 detects a voltage at the voltage sensor input 6, which triggers the transistor T to be switched on. From this point in time, the control circuit monitors the increasing coil current I 2 with the current sensor input 5. As soon as it has reached a threshold value I s that is significantly smaller than the desired peak value, the control circuit 4 starts a timer (timer) which defines a time delay ⁇ t 1 . After this time delay ⁇ t 1 has elapsed, the transistor T is switched off. The current I 2 reaches its peak value at this point in time.
  • FIG. 3 illustrates the situation with a much larger input voltage.
  • the control circuit 4 switches on the transistor T.
  • the current increase which is illustrated here by curve I 2 (FIG. 3) is considerably steeper than in FIG. 2.
  • the threshold value I s is therefore reached after a relatively short time. Due to the now rising voltage U N , the control circuit or its time circuit now defines a significantly shorter switch-on time ⁇ t 2 .
  • the current reaches its peak value I max ⁇ With the expiry of the time delay ⁇ t 2 the transistor T is switched off and the current commutates to the diode D.
  • the falling dashed branch of the curve I 2 in FIG. 3 results.
  • the effective value I eff2 corresponds to the effective value I eff1 if the time delay ⁇ t 2 has been chosen to be sufficiently short is.
  • FIGS. 4 and 5 illustrate the control circuit 4 as a block diagram. It contains a circuit block 7 for direct control of the transistor T.
  • the circuit block 7 has an input 8 for switching on the transistor T and an input 9 for switching off the transistor T. Its output 11 is connected to the transistor T.
  • a comparator or trigger circuit 12 is connected upstream of the input 8, the input of which forms the voltage sensor input 6 of the control circuit 4. If the input voltage detected here exceeds a minimum value, the circuit block 7 receives a switch-on pulse.
  • a trigger circuit 14 is also connected to the current sensor input 5 and supplies a pulse at its output when the voltage generated by the current sensor resistor R is greater than a threshold value.
  • a timer circuit 15 is connected to the trigger circuit 14, which allows a defined delay time to expire until it transmits the signal received at the input to its output, which is connected to the input 9.
  • the timing circuit 15 has a control input 16 which is connected to the voltage sensor input 6. The voltage present at the control input 16 determines the delay time of the time circuit 15 in the manner illustrated in FIG. 6. The greater the voltage applied, the smaller the delay time defined by the time circuit 15. As shown in FIG. 6, the relationship can be linear.
  • the trigger circuits 12, 14 together form a switch-on device for the transistor T and the timer circuit 15.
  • the trigger circuit 14 is the switch-on device for the timer circuit 15.
  • FIG. 5 shows the circuit implementation of the circuit block 7 of the trigger circuits 12, 14 and the time circuit 15.
  • FIG. 5 shows the circuit implementation of the circuit block 7 of the trigger circuits 12, 14 and the time circuit 15.
  • the circuit block 7 is formed by an RS flip-flop, the set input E (input 8) of which is connected to the output of an operational amplifier which belongs to the trigger circuit 12.
  • the inverting input of the same taps off a reference voltage via a voltage divider R1, R2. He compares this with a voltage derived from the voltage U N via a voltage divider R3, R4, which is present at its non-inverting input.
  • the output of the operational amplifier is ground or negative and a set signal is supplied to the input 8 of the circuit block 7. In this way, a signal is generated in the vicinity of the zero crossing of the voltage U N , which is positive at the output 11 and turns on the transistor T.
  • the current sensor input 5 is formed by the non-inverting input of a further operational amplifier, which forms the core of the trigger circuit 14. Its negative input lies at the voltage divider point of the voltage divider formed from the resistors R1, R2. Its positive input is connected to the resistor R and forms the current sensor input. As soon as the voltage across the resistor R is greater than that at the voltage divider point, the output of the operational amplifier becomes positive.
  • the timing circuit 15 is formed by a capacitor C which is connected to the voltage UN via a resistor R z .
  • a diode D1 which is polarized in the direction of flow, connects the connection point between the resistor R z and the capacitor C to the output of the operational amplifier of the trigger circuit 14.
  • a trigger block 17 is connected here, the output of which forms the output of the time circuit 15 and is connected to the input 9 ,
  • the current through the resistor R is low, so that the voltage drop is less than the potential at the voltage divider point of the voltage divider R1 / R2, the current coming through the resistor RZ flows through the diode D1 into the output of the trigger circuit 14. As soon as the voltage is on However, the current sensor resistance R becomes larger than at the voltage divider point R1 / R2, the output of the trigger circuit 14 positive and the diode D1 blocks. The capacitor is now charged. After a charging time, which depends on the size of the charging current flowing through the resistor RZ, a voltage is reached which causes the subsequent trigger block 17 to tilt and switches off the transistor T via the circuit block 7. The greater the voltage UN, the faster the capacitor C is charged, ie the shorter the time ⁇ t 1 or ⁇ t 2 specified by the time circuit 15.
  • a modified design of the control circuit 4 is possible insofar as it can do without a current detection device.
  • the timing circuit can be started by the switch-on pulse of the RS flip-flop, as a result of which the charging time of the coil L is completely and solely determined by the timing circuit 15.
  • the possibility is provided to do without a timer.
  • the threshold value which the trigger circuit 14 receives and which normally defines the current at which the timer circuit 15 is to be started is variably determined depending on the operating voltage. This can be done by connecting the inverting input of the trigger circuit 14 to a voltage divider which is connected to the output of the rectifier circuit G.
  • the current peak value at which the transistor T is switched off can be determined in proportion to the voltage, in order to avoid a drop in the coil current at higher voltages or an excessive increase in the coil current at lower voltages.
  • a control device for a magnetic coil has a control circuit that has both the instantaneous value the voltage applied to the coil and the instantaneous value of the coil charging current. If this one threshold value is reached, a time circuit 15 is started, the time delay of which is influenced by the applied voltage U N. The greater the voltage, the smaller the time delay of the time circuit 15.
  • the control circuit 4 switches off the coil charging current as soon as the delay time specified by the time circuit has expired.
  • the coil current now commutates to a free-wheeling diode.
  • the control circuit 4 switches the coil charging current via the transistor T only in the vicinity of the zero crossing of the supply voltage.

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)
  • Magnetically Actuated Valves (AREA)

Abstract

Eine Ansteuereinrichtung für eine Magnetspule weist eine Ansteuerschaltung auf, die sowohl den Augenblickswert der Spannung, mit der die Spule beaufschlagt wird, als auch den Augenblickswert des Spulenladestroms überwacht. Erreicht dieser einen Schwellwert wird eine Zeitschaltung (15) gestartet, deren Zeitverzögerung von der anliegenden Spannung (UN) beeinflusst wird. Je größer die Spannung ist desto geringer ist die Zeitverzögerung der Zeitschaltung (15). Die Steuerschaltung (4) schaltet den Spulenladestrom ab sobald die von der Zeitschaltung vorgegebene Verzögerungszeit abgelaufen ist. Der Spulenstrom kommutiert nun auf eine Freilaufdiode. Die Steuerschaltung (4) schaltet den Spulenladestrom über den Transistor (T) erst in der Nähe des Nulldurchgangs der Versorgungsspannung überein. Durch geeignete Abstimmung der Abhängigkeit der Zeitverzögerung von der Versorgungsspannung lässt sich erreichen, dass die Magnetspule in äußerst weiten Grenzen der Versorgungsspannung mit einem immer gleichen Strom, insbesondere mit einem konstanten Effektivwert beaufschlagt wird. <IMAGE>

Description

  • Die Erfindung betrifft eine Ansteuereinrichtung für eine Magnetspule sowie ein Verfahren zum Versorgen einer Magnetspule mit Strom.
  • Spulen, insbesondere Magnetspulen, magnetische Antriebe, wie beispielsweise die Magnetspulen von Ventilantrieben, müssen häufig mit einem Betriebsstrom versorgt werden, der einerseits die thermische Belastung der Spule in erträglichen Grenzen hält und andererseits ausreichend ist, damit der von der Spule erregte Magnetkreis die geforderte Kraft erzeugt. Wird eine Spule eines Magnetkreises an eine Wechselspannungsquelle angeschlossen, wird der sich einstellende Spulenstrom von der Spuleninduktivität und deren Ohmschen Widerstand begrenzt. Wird die Spule hingegen mit gleichgerichteter Wechselspannung, d.h. pulsierender Gleichspannung, betrieben wird der Spulenstrom in erster Linie von dem Ohmschen Widerstand der Spule begrenzt. In beiden Fällen ist der Spulenstrom stark von der anliegenden Spannung, beispielsweise der anliegenden Netzspannung, abhängig. Sollen keine besonderen Spannungsstabilisierungsmaßnahmen getroffen werden, die häufig unverhältnismäßig wären, muss die Spule soweit überdimensioniert werden, dass sie auch die größten vorkommenden Spulenströme erträgt. Dies wird häufig abgelehnt.
  • Wird die Spule jedoch über eine Strombegrenzungsschaltung betrieben, etwa derart, dass der Spule eine Freilaufdiode parallel geschaltet ist und der Strom jeweils bei Erreichen eines Spitzenwerts abgeschaltet wird, ergeben sich bei unterschiedlichen Netzspannungen erhebliche Stromdifferenzen an der Spule. Eine solche an sich bekannte Schaltung ist in Figur 7 veranschaulicht. Die Magnetspule L ist mit ihrer Freilaufdiode D an eine Gleichrichterbrücke G angeschlossen, die aus einer Netzspannung UN eine wellige Gleichspannung erzeugt. Zu der Spule L sind ein Transistor T und ein Stromfühlerwiderstand R in Reihe geschaltet. Der Transistor T wird von einer Steuerschaltung S derart gesteuert, dass der Strom durch die Spule L abgeschaltet wird wenn er seinen Spitzenwert erreicht hat. Wieder eingeschaltet wird der Strom, wenn die Betriebsspannung ihren Nulldurchgang durchlaufen hat. Das Endladen der Spule L erfolgt über die Diode D während das Aufladen durch den Transistor T erfolgt. Der sich ergebende Spulenstrom I1 ist Figur 2 und 3 zu entnehmen. Figur 2 veranschaulicht die wellige Spannung U bei niedriger Netzspannung. Der Schalter T wird von der Steuerschaltung S immer kurz nach dem Netznulldurchgang zum Zeitpunkt t0, t1 eingeschaltet und zwar so lange bis der Strom seinen Maximalwert Imax erreicht hat. Gemäß der in Figur 2 dargestellten oberen Kurve I1 steigt der Strom bis zu seinem Maximalwert an. Der Schalter T wird nun von der Steuerschaltung S abgeschaltet, wonach er wieder abklingt, wie der gestrichelte Teil der Kurve I1 zeigt. Der sich ergebende Effektivwert ist Ieff1. Figur 3 veranschaulicht den gleichen Prozess bei größerer Eingangsspannung U2. Der sich ergebende Strom wird durch die Kurve I2 symbolisiert. Das Ansteigen des Stroms ist aufgrund der höheren Netzspannung viel steiler als in Figur 2 veranschaulicht. Der Maximalwert Imax wird entsprechend früher erreicht. Das Abschalten des Transistors T erfolgt somit früher, wonach der Strom, wie der gestrichelte Teil der Kurve I2 veranschaulicht, als Freilaufstrom durch die Diode D wieder abklingt. Die Abklingzeit ist bei größerer Netzspannung gemäß U2 in Figur 3 wesentlich größer als bei geringerer Netzspannung U1 in Figur 2. Der sich ergebende Effektivwert Ieff2 des Stroms ist somit geringer. Dies bedeutet, dass die Schaltung gemäß Figur 7 bei wechselnden Eingangsspannungen wechselnde Spulenströme liefert.
  • Es ist Aufgabe der Erfindung, hier abzuhelfen und eine Ansteuereinrichtung sowie ein Verfahren zur Strombelieferung einer Spule vorzuschlagen, mit dem sich bei wechselnden Eingangsspannungen wenigstens näherungsweise konstante Spulenströme erreichen lassen.
  • Diese Aufgabe wird mit der Ansteuereinrichtung nach Anspruch 1 sowie dem Verfahren nach Anspruch 10 gelöst:
  • Die erfindungsgemäße Ansteuereinrichtung enthält einen gesteuerten Schalter über den die Magnetspule periodisch mit einer Spannungsquelle verbunden wird. Eine Stromerfassungseinrichtung dient dabei dazu, den von der Spannungsquelle in die Magnetspule gelieferten Strom, d.h. den Spulenladestrom, zu erfassen. Sobald der Spulenstrom einen Schwellwert, der geringer ist als der gewünschte Stromspitzenwert, erreicht, wird die Zeitschaltung gestartet. Bei einer vereinfachten Bauform wird die Zeitschaltung schon mit dem Einschalten des Stroms gestartet. Diese schaltet den Schalter, über den die Magnetspule mit Strom versorgt wird, nun nach einer Zeitverzögerung ab, die ihrerseits von der Größe der Eingangsspannung abhängt. Damit gelingt es bei größeren Eingangsspannungen kleinere Spulenladezeiten und bei kleineren Eingangsspannungen größere Spulenladezeiten festzulegen. Jedoch weicht der Zusammenhang zwischen Spulenladezeit und Eingangsspannung von dem sich bei einer Schaltung nach Figur 7 ergebenden Zusammenhang signifikant ab. Es wird nun die Möglichkeit geschaffen, die Zeitverzögerung nach dem Erreichen des Schwellwerts gerade so einzustellen, dass auch bei unterschiedlichen Eingangsspannungen gleiche Stromeffektivwerte an der Magnetspule entstehen.
  • Dies bedeutet, dass bei unterschiedlichen Eingangsspannungen unterschiedliche Stromspitzenwerte erreicht werden. Ist die Spannung niedriger, liegen die erreichten Stromspitzenwerte tendenziell niedriger als bei höherer Eingangsspannung. Eine äquivalente Alternative zur Festlegung unterschiedlicher Ladezeiten ist die spannungsabhängige Festlegung von Stromspitzenwerten, bei denen die Abschaltung erfolgt. In beiden Fällen wird eine Erhöhung des Effektivwerts des Spulenstroms bei einer Erniedrigung der Eingangsspannung, wie es bei einer Schaltung nach Figur 7 der Fall ist, vermieden. Dadurch können Magnetspulen auch an Netzen mit unterschiedlich schwankenden Eingangsspannungen sicher betrieben werden. Eine Überdimensionierung der Spulen ist nicht erforderlich. Die Eingangsspannungen können z.B. im Bereich von 100 V bis 250 V schwanken. Dies ermöglicht sogar den Betrieb ein- und derselben Ansteuereinrichtung sowie ein- und derselben Magnetspule an ganz unterschiedlichen öffentlichen Netzen, z.B. 60 Hz/110 V und 50 Hz/230 V.
  • Prinzipiell ist es möglich, unterschiedliche Stromerfassungseinrichtungen vorzusehen. Im einfachsten Fall wird jedoch ein Stromfühlerwiderstand (Shunt) bevorzugt.
  • Bei der vorliegenden Erfindung wird die Ladezeit der Spule so in Abhängigkeit von der pulsierenden Gleichspannung (Betriebsspannung) gesteuert, dass die Lade- und Entladekurve des Spulenstroms bei allen anliegenden Betriebsspannungswerten ein konstantes Zeitintegral aufweist. Dies kann auch ohne Stromerfassung erreicht werden, wenn die Zeitschaltung jeweils mit dem Einschalten des Spulenstroms gestartet wird. Als Alternative ist es außerdem möglich, auf eine Zeitschaltung zu verzichten, wie beispielsweise Anspruch 12 festlegt. Bei dieser Variante erfolgt die Einschaltung des Ladestroms, wie bei den vorigen Beispielen auch, synchron zu den jeweils ankommenden Spannungsminima. Die Abschaltung erfolgt jedoch nicht nach festgelegter (betriebsspannungsabhängiger) Ladezeit sondern bei Erreichen eines Maximalstroms. Jedoch wird der Wert des Maximalstroms, der den Abschaltstrom kennzeichnet, wiederum spannungsabhängig festgelegt. Bei geeignetem Zusammenhang zwischen dem als Abschaltgrenze dienende Strom ImaX und der Betriebsspannung ergibt sich wiederum ein konstantes Stromzeitintegral.
  • Einzelheiten vorteilhafter Ausführungsformen der Erfindung ergeben sich aus den Figuren 1 bis 6 der Zeichnung, der zugehörigen Beschreibung sowie Unteransprüchen.
  • In der Zeichnung zeigen:
    • Figur 1
    die erfindungsgemäße Ansteuereinrichtung als Übersichtsbild,
    Figur 2 und 3
    Strom- und Spannungsverläufe der erfindungsgemäßen Ansteuereinrichtung,
    Figur 4
    die Ansteuereinrichtung nach Figur 1 in einem detaillierteren Blockschaltbild,
    Figur 5
    einen Prinzipschaltplan der Ansteuereinrichtung nach Figur 1 und 4,
    Figur 6
    den Zusammenhang zwischen Netzspannung und Zeitverzögerung einer zu der Ansteuereinrichtung gemäß Figur 1, 4 und 5 gehörigen Zeitschaltung und
    Figur 7
    eine Ansteuereinrichtung nach dem Stand der Technik.
  • In Figur 1 sind eine Magnetspule L und deren Ansteuereinrichtung 1 gemäß der Erfindung veranschaulicht. Die Magnetspule L ist beispielsweise die Magnetspule eines Zugantriebs zum Öffnen und Schließen eines Ventils oder eines anderweitigen Stellantriebs. Die Ansteuereinrichtung 1 dient dazu, die Magnetspule L mit einem definierten Spulenstrom zu beaufschlagen wenn eine Netzspannung UN vorliegt. An die Netzspannung UN ist eine Gleichrichterbrücke G angeschlossen, die aus der anliegenden Sinus-Wechselspannung eine pulsierende Gleichspannung U1 macht. Der Zeitverlauf derselben ist beispielsweise in Figur 2 veranschaulicht.
  • Die Gleichrichterbrücke G ist mit einem Ende der Magnetspule L verbunden, deren anderes Ende über einen gesteuerten Schalter 3 in Form eines Transistors T und einen Stromfühlerwiderstand R wiederum mit der Gleichrichterbrücke G verbunden ist. Der Transistor T ist von einer Ansteuerschaltung 4 gesteuert, die einen Stromfühlereingang 5 und einen Spannungsfühlereingang 6 aufweist. Die Steuerschaltung 4 ist so beschaffen, dass sie den Transistor T jeweils kurz nach Passieren eines Nulldurchgangs der Betriebsspannung UN einschaltet und in besonderer Weise wieder ausschaltet. Dazu überwacht die Steuerschaltung 4 die an dem Stromfühlerwiderstand R abfallende Spannung, die den Spulenladestrom kennzeichnet. Es wird dazu auf Figur 2 und insbesondere die Kurve für den Spulenstrom I2 verwiesen. Zu einem Zeitpunkt t0 kurz nach dem Nulldurchgang der Spannung U1 erfasst die Steuerschaltung 4 an dem Spannungsfühlereingang 6 eine Spannung, die ein Einschalten des Transistors T auslöst. Ab diesem Zeitpunkt überwacht die Steuerschaltung mit dem Stromfühlereingang 5 den zunehmenden Spulenstrom I2. Sobald dieser einen Schwellwert Is erreicht hat, der deutlich kleiner ist als der gewünschte Spitzenwert, startet die Steuerschaltung 4 eine Zeitschaltung (Timer), die eine Zeitverzögerung Δt1 festlegt. Nach Ablauf dieser Zeitverzögerung Δt1 wird der Transistor T abgeschaltet. Der Strom I2 erreicht in diesem Zeitpunkt seinen Spitzenwert.
  • Nach Abschalten des Transistors T kommutiert der Strom auf die Diode D, die der Magnetspule L parallel geschaltet ist. Er klingt hier wieder ab wie durch den gestrichelten Ast der Kurve I2 in Figur 2 veranschaulicht ist. Sobald ein nächster Spannungsnulldurchgang erfolgt ist und die Spannung wieder auf ihren ausreichenden Mindestwert angestiegen ist, schaltet die Steuerschaltung 4 den Transistor T zu einem Zeitpunkt t1 wieder ein. Das oben beschriebene Spiel wiederholt sich von Neuem.
  • Es wird somit ein Effektivwert Ieff2 für den Spulenstrom erhalten, der sich aus den anschwellenden, durch den Transistor T fließenden Ästen und den abfallenden, durch die Diode D fließenden Ästen ergibt.
  • Figur 3 veranschaulicht die Verhältnisse bei einer wesentlich größeren Eingangsspannung. Wiederum zu einem Zeitpunkt t0, bei dem die Eingangsspannung UN den gleichen Wert wie in Figur 2 erreicht hat, schaltet die Steuerschaltung 4 den Transistor T ein. Der Stromanstieg, der hier durch die Kurve I2 (Figur 3) veranschaulicht ist, ist wesentlich steiler als in Figur 2. Der Schwellwert Is wird somit schon nach relativ kurzer Zeit erreicht. Aufgrund der nun schneller ansteigenden Spannung UN legt die Steuerschaltung bzw. deren Zeitschaltung nun eine wesentliche kürzere Einschaltzeit Δt2 fest. Der Strom erreicht dabei seinen Spitzenwert Imax· Mit Ablauf der Zeitverzögerung Δt2 wird der Transistor T abgeschaltet und der Strom kommutiert auf die Diode D. Es ergibt sich der abfallende gestrichelte Ast der Kurve I2 in Figur 3. Der Effektivwert Ieff2 stimmt mit dem Effektivwert Ieff1 überein, wenn die Zeitverzögerung Δt2 ausreichend kurz gewählt worden ist.
  • Zum besseren Verständnis der Funktion der Zeitverzögerung Δt1 bzw. Δt2 wird nochmals auf Figur 7 verwiesen. Die dort veranschaulichte Steuerschaltung S schaltet den Spulenstrom jeweils immer dann ab, wenn der Maximalwert Imax erreicht ist. Im Falle der hohen Eingangsspannung nach Figur 3 ergibt sich dabei ein niedriger Stromeffektivwert Ieffl der gleich dem Stromwert ist, den die Schaltung nach Figur 1 liefert. Sinkt jedoch die Eingangsspannung, wie Figur 2 veranschaulicht, sind nach dem Erreichen des Stromwerts Imax (Kurve I1 in Figur 2) jeweils nur kurze Zeiten für das Abklingen des Stroms vorhanden, so dass sich insgesamt ein erhöhter Effektivwert Eeff1 ergibt. Dies vermeidet die erfindungsgemäße Schaltung nach Figur 1.
  • Zur weiteren Erläuterung, insbesondere der Steuerschaltung 4, wird auf die Figuren 4 und 5 verwiesen. Figur 4 veranschaulicht die Steuerschaltung 4 als Blockschaltbild. Es enthält einen Schaltungsblock 7 zur direkten Ansteuerung des Transistors T. der Schaltungsblock 7 weist einen Eingang 8 zum Einschalten des Transistors T und einen Eingang 9 zum Ausschalten des Transistors T auf. Sein Ausgang 11 ist mit dem Transistor T verbunden. Dem Eingang 8 ist eine Komparator- oder Triggerschaltung 12 vorgeschaltet, deren Eingang den Spannungsfühlereingang 6 der Steuerschaltung 4 bildet. Wenn die hier erfasste Eingangsspannung einen Mindestwert übersteigt, erhält der Schaltungsblock 7 einen Einschaltimpuls.
  • An den Stromfühlereingang 5 ist ebenfalls eine Triggerschaltung 14 angeschlossen, die an ihrem Ausgang einen Impuls liefert, wenn die von dem Stromfühlerwiderstand R erzeugte Spannung größer als ein Schwellwert ist. An die Triggerschaltung 14 ist eine Zeitschaltung 15 angeschlossen, die eine festgelegte Verzögerungszeit ablaufen lässt bis sie das an dem Eingang erhaltene Signal an ihren Ausgang überträgt, der mit dem Eingang 9 verbunden ist. Die Zeitschaltung 15 weist einen Steuereingang 16 auf, der mit dem Spannungsfühlereingang 6 verbunden ist. Die an dem Steuereingang 16 anliegende Spannung bestimmt die Verzögerungszeit der Zeitschaltung 15 in der in Figur 6 veranschaulichten Weise. Je größer die anliegende Spannung ist desto kleiner ist die von der Zeitschaltung 15 festgelegte Verzögerungszeit. Der Zusammenhang kann, wie Figur 6 veranschaulicht, linear sein. Die Triggerschaltungen 12, 14 bilden gemeinsam eine Einschalteinrichtung für den Transistor T und die Zeitschaltung 15. Die Triggerschaltung 14 ist die Einschalteinrichtung für die Zeitschaltung 15.
  • Figur 5 zeigt die schaltungstechnische Realisierung des Schaltungsblocks 7 der Triggerschaltungen 12, 14 und der Zeitschaltung 15. Im Einzelnen:
  • Der Schaltungsblock 7 wird durch ein RS-Flipflop gebildet, dessen Setzeingang E (Eingang 8) mit dem Ausgang eines Operationsverstärkers verbunden ist, der zu der Triggerschaltung 12 gehört. Der invertierende Eingang desselben greift über einen Spannungsteiler R1, R2 eine Referenzspannung ab. Diese vergleicht er mit einer aus der Spannung UN über einen Spannungsteiler R3, R4 abgeleiteten Spannung, die an seinem nicht invertierenden Eingang anliegt. Sobald die Spannung an dem nicht invertierenden Eingang die Spannung an dem invertierenden Eingang unterschreitet wird der Ausgang des Operationsverstärkers Masse oder negativ und es wird ein Setzsignal an den Eingang 8 des Schaltungsblocks 7 geliefert. Auf diese Weise wird in der Nähe des Nulldurchgangs der Spannung UN ein Signal erzeugt, das an dem Ausgang 11 positiv ansteht und den Transistor T aufsteuert.
  • Der Stromfühlereingang 5 wird durch den nicht invertierenden Eingang eines weiteren Operationsverstärkers gebildet, der den Kern der Triggerschaltung 14 bildet. Sein negativer Eingang liegt an dem Spannungsteilerpunkt des aus den Widerständen R1, R2 gebildeten Spannungsteilers. Sein positiver Eingang ist mit dem Widerstand R verbunden und bildet den Stromfühlereingang. Sobald die Spannung an dem Widerstand R größer ist als die an dem Spannungsteilerpunkt wird der Ausgang des Operationsverstärkers positiv.
  • Die Zeitschaltung 15 wird durch einen Kondensator C gebildet, der über einen Widerstand Rz mit der Spannung UN verbunden ist. Eine in Flussrichtung gepolte Diode D1 verbindet den Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand Rz und dem Kondensator C mit dem Ausgang des Operationsverstärkers der Triggerschaltung 14. Außerdem ist hier ein Triggerblock 17 angeschlossen, dessen Ausgang den Ausgang der Zeitschaltung 15 bildet und mit dem Eingang 9 verbunden ist.
  • Ist der Strom durch den Widerstand R gering, so dass der Spannungsabfall kleiner als das Potential an dem Spannungsteilerpunkt des Spannungsteilers R1/R2 ist, fließt der über den Widerstand RZ kommende Strom über die Diode D1 in den Ausgang der Triggerschaltung 14. Sobald die Spannung an dem Stromfühlerwiderstand R jedoch größer wird als an dem Spannungsteilerpunkt R1/R2 wird der Ausgang der Triggerschaltung 14 positiv und die Diode D1 sperrt. Es wird nun der Kondensator geladen. Nach einer Ladezeit, die von der Größe des durch den Widerstand RZ fließenden Ladestrom abhängt, wird eine Spannung erreicht, die den nachfolgenden Triggerblock 17 kippen lässt und über den Schaltungsblock 7 den Transistor T abschaltet. Je größer die Spannung UN ist desto schneller wird der Kondensator C aufgeladen, d.h. desto kürzer wird die von der Zeitschaltung 15 vorgegebene Zeit Δt1 bzw. Δt2.
  • Eine abgewandelte Bauform der Steuerschaltung 4 ist insoweit möglich, als diese ohne Stromerfassungseinrichtung auskommen kann. Beispielsweise kann die Zeitschaltung von dem Einschaltimpuls des RS-Flipflops gestartet werden, wodurch dann die Ladezeit der Spule L vollständig und allein von der Zeitschaltung 15 festgelegt wird. Ebenso ist in einer weiteren Abwandlung der Steuerschaltung gemäß Figur 1 die Möglichkeit vorgesehen, ohne Zeitschaltung auszukommen. Dies wird erreicht, indem der Schwellwert den die Triggerschaltung 14 erhält und der normalerweise den Strom festlegt, bei dem die Zeitschaltung 15 gestartet werden soll, betriebsspannungsabhängig variabel festgelegt wird. Dies kann erfolgen, indem der invertierende Eingang der Triggerschaltung 14 an einen Spannungsteiler angeschlossen wird, der an den Ausgang der Gleichrichterschaltung G angeschlossen ist. Dadurch kann der Stromspitzenwert, bei dem die Abschaltung des Transistors T erfolgt, proportional zur Spannung festgelegt werden, um somit ein Abfallen des Spulenstroms bei höheren Spannungen bzw. eine zu große Zunahme des Spulenstroms bei niedrigeren Spannungen zu vermeiden.
  • Eine Ansteuereinrichtung für eine Magnetspule weist eine Ansteuerschaltung auf, die sowohl den Augenblickswert der Spannung, mit der die Spule beaufschlagt wird, als auch den Augenblickswert des Spulenladestroms überwacht. Erreicht dieser einen Schwellwert wird eine Zeitschaltung 15 gestartet, deren Zeitverzögerung von der anliegenden Spannung UN beeinflusst wird. Je größer die Spannung ist desto geringer ist die Zeitverzögerung der Zeitschaltung 15. Die Steuerschaltung 4 schaltet den Spulenladestrom ab sobald die von der Zeitschaltung vorgegebene Verzögerungszeit abgelaufen ist. Der Spulenstrom kommutiert nun auf eine Freilaufdiode. Die Steuerschaltung 4 schaltet den Spulenladestrom über den Transistor T erst in der Nähe des Nulldurchgangs der Versorgungsspannung überein. Durch geeignete Abstimmung der Abhängigkeit der Zeitverzögerung von der Versorgungsspannung lässt sich erreichen, dass die Magnetspule in äußerst weiten Grenzen der Versorgungsspannung mit einem immer gleichen Strom, insbesondere mit einem konstanten Effektivwert beaufschlagt wird.

Claims (14)

  1. Ansteuereinrichtung für eine Magnetspule (L),
       mit einer Spannungsquelle, an die die Magnetspule (L) angeschlossen ist,
       mit einem gesteuerten Schalter (3), der die Magnetspule (L) mit der Spannungsquelle verbindet,
       mit einer Einschalteinrichtung (12, 14), die ein Startsignal erzeugt und den gesteuerten Schalter (3) einschaltet,
       mit einer Zeitschaltung (15), die mit der Einschalteinrichtung (14) verbunden ist und den Schalter (3) steuert und die eine Zeitverzögerung (Δt1) zwischen Empfang des Startsignals und der Signalweitergabe zu dem Schalter (3) festlegt, wobei die Zeitverzögerung (Δt1) von der Größe der von der Spannungsquelle gelieferten Spannung abhängig ist.
  2. Ansteuereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Einschalteinrichtung (12, 14) mit einer Stromerfassungseinrichtung (R) verbunden ist, die mit der Magnetspule (L) verbunden ist und die ein Signal erzeugt, das den von der Spannungsquelle in die Magnetspule (L) gelieferten Strom kennzeichnet.
  3. Ansteuereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Einschalteinrichtung (12, 14) einen Schwellwertschalter (14) aufweist, der mit der Stromerfassungseinrichtung (R) verbunden ist, um ein Startsignal zu liefern, wenn der erfasste Strom einen Schwellwert (Is)übersteigt.
  4. Ansteuereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Spannungsquelle eine pulsierende Gleichspannung liefert.
  5. Ansteuereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Magnetspule (L) eine Freilaufdiode (D) parallel geschaltet ist.
  6. Ansteuereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Stromerfassungseinrichtung (R) durch einen Stromfühlerwiderstand gebildet ist, der zu der Magnetspule (L) in Reihe liegt.
  7. Ansteuereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass dem gesteuerten Schalter (3) eine Ansteuerschaltung (7) zugeordnet ist, um diesen zu definierten Zeitpunkten ein- und auszuschalten.
  8. Ansteuereinrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (4) eine Spannungsfühlerschaltung (12) enthält, um ein Einschaltsignal an den gesteuerten Schalter (3) zu liefern, sobald die wellige Spannung der Spannungsquelle einen Schwellwert übersteigt.
  9. Ansteuereinrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Zeitschaltung (15) mit der Ansteuerschaltung (7) verbunden ist, um ein Abschaltsignal an diese zu liefern.
  10. Ansteuereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Spannungsabhängigkeit der Zeitschaltung so festgelegt ist, dass die Zunahme Spannung eine Abnahme der Zeitverzögerung derart bewirkt, dass der Effektivwert des Spulenstroms konstant bleibt.
  11. Ansteuereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Zunahme der Spannung der Abnahme der Zeitverzögerung proportional ist.
  12. Ansteuereinrichtung für eine Magnetspule (L),
       mit einer Spannungsquelle, an die die Magnetspule (L) angeschlossen ist und die eine pulsierende Gleichspannung mit regelmäßigen Spannungsminima abgibt,
       mit einem gesteuerten Schalter (3), der die Magnetspule (L) mit der Spannungsquelle verbindet,
       mit einer Stromerfassungseinrichtung (R) verbunden ist, die mit der Magnetspule (L) verbunden ist und die ein Signal erzeugt, das den von der Spannungsquelle in die Magnetspule (L) gelieferten Strom kennzeichnet,
       mit einer Steuereinrichtung (4), die den gesteuerten Schalter (3) synchron zu den Spannungsminima einschalt und die den gesteuerten Schalter (3) ausschaltet, wenn das von der Stromerfassungseinrichtung (R) gelieferte Signal einen Maximalwert (Imax) überschreitet, wobei der Maximalwert (Imax) von der Größe der von der Spannungsquelle gelieferten Spannung abhängig ist.
  13. Verfahren zum Versorgen einer Magnetspule mit Strom, bei dem die Magnetspule über einen gesteuerten Schalter mit Spannung beaufschlagt wird und bei dem eine von der Ladespannung abhängige Zeitverzögerung bestimmt wird, nach deren Ablauf der Spulenladestrom abgeschaltet wird.
  14. Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass der Spulenladestrom erfasst wird und dass die Magnetspule um die spannungsabhängige Zeitverzögerung nachdem der Spulenladestrom einen Schwellwert erreicht hat, verzögert abgeschaltet wird.
EP03020543A 2002-09-25 2003-09-17 Ansteuereinrichtung für eine Magnetspule Withdrawn EP1403885A3 (de)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE10244522 2002-09-25
DE2002144522 DE10244522B4 (de) 2002-09-25 2002-09-25 Ansteuereinrichtung für eine Magnetspule

Publications (2)

Publication Number Publication Date
EP1403885A2 true EP1403885A2 (de) 2004-03-31
EP1403885A3 EP1403885A3 (de) 2007-05-02

Family

ID=31969540

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EP03020543A Withdrawn EP1403885A3 (de) 2002-09-25 2003-09-17 Ansteuereinrichtung für eine Magnetspule

Country Status (2)

Country Link
EP (1) EP1403885A3 (de)
DE (1) DE10244522B4 (de)

Cited By (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2006084520A1 (de) * 2005-02-14 2006-08-17 Robert Bosch Gmbh Verfahren und schaltungsanordnung zur erfassung des stromes eines durch pulsweitenmodulation gesteuerten elektromotors
US9074770B2 (en) 2011-12-15 2015-07-07 Honeywell International Inc. Gas valve with electronic valve proving system
US9645584B2 (en) 2014-09-17 2017-05-09 Honeywell International Inc. Gas valve with electronic health monitoring
US9657946B2 (en) 2012-09-15 2017-05-23 Honeywell International Inc. Burner control system
US9683674B2 (en) 2013-10-29 2017-06-20 Honeywell Technologies Sarl Regulating device
US9835265B2 (en) 2011-12-15 2017-12-05 Honeywell International Inc. Valve with actuator diagnostics
US9841122B2 (en) 2014-09-09 2017-12-12 Honeywell International Inc. Gas valve with electronic valve proving system
US9846440B2 (en) 2011-12-15 2017-12-19 Honeywell International Inc. Valve controller configured to estimate fuel comsumption
US9851103B2 (en) 2011-12-15 2017-12-26 Honeywell International Inc. Gas valve with overpressure diagnostics
US9995486B2 (en) 2011-12-15 2018-06-12 Honeywell International Inc. Gas valve with high/low gas pressure detection
US10024439B2 (en) 2013-12-16 2018-07-17 Honeywell International Inc. Valve over-travel mechanism
US10422531B2 (en) 2012-09-15 2019-09-24 Honeywell International Inc. System and approach for controlling a combustion chamber
US10503181B2 (en) 2016-01-13 2019-12-10 Honeywell International Inc. Pressure regulator
US10564062B2 (en) 2016-10-19 2020-02-18 Honeywell International Inc. Human-machine interface for gas valve
US10697815B2 (en) 2018-06-09 2020-06-30 Honeywell International Inc. System and methods for mitigating condensation in a sensor module
US10697632B2 (en) 2011-12-15 2020-06-30 Honeywell International Inc. Gas valve with communication link
US11073281B2 (en) 2017-12-29 2021-07-27 Honeywell International Inc. Closed-loop programming and control of a combustion appliance

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8905063B2 (en) 2011-12-15 2014-12-09 Honeywell International Inc. Gas valve with fuel rate monitor
US8899264B2 (en) 2011-12-15 2014-12-02 Honeywell International Inc. Gas valve with electronic proof of closure system
US8839815B2 (en) 2011-12-15 2014-09-23 Honeywell International Inc. Gas valve with electronic cycle counter
US8947242B2 (en) 2011-12-15 2015-02-03 Honeywell International Inc. Gas valve with valve leakage test

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2127186A (en) * 1982-09-10 1984-04-04 Bosch Gmbh Robert Pulsed regulation of current flow in coil circuit
US4523251A (en) * 1981-10-13 1985-06-11 Erwin Sick Gmbh Optik-Elektronik Electronic apparatus comprising an input stage with a binary output connected to a relay control circuit

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3832817A1 (de) * 1988-09-28 1990-03-29 Honeywell Bv Gleichstromgespeiste steuerschaltung fuer ein magnetventil
DE4140586C2 (de) * 1991-12-10 1995-12-21 Clark Equipment Co N D Ges D S Verfahren und Steuereinrichtung zur Steuerung des Stroms durch eine Magnetspule
DE19711768B4 (de) * 1997-03-21 2007-04-05 Bosch Rexroth Aktiengesellschaft Elektromagnetischer Stellantrieb

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4523251A (en) * 1981-10-13 1985-06-11 Erwin Sick Gmbh Optik-Elektronik Electronic apparatus comprising an input stage with a binary output connected to a relay control circuit
GB2127186A (en) * 1982-09-10 1984-04-04 Bosch Gmbh Robert Pulsed regulation of current flow in coil circuit

Cited By (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2006084520A1 (de) * 2005-02-14 2006-08-17 Robert Bosch Gmbh Verfahren und schaltungsanordnung zur erfassung des stromes eines durch pulsweitenmodulation gesteuerten elektromotors
US9995486B2 (en) 2011-12-15 2018-06-12 Honeywell International Inc. Gas valve with high/low gas pressure detection
US9835265B2 (en) 2011-12-15 2017-12-05 Honeywell International Inc. Valve with actuator diagnostics
US10851993B2 (en) 2011-12-15 2020-12-01 Honeywell International Inc. Gas valve with overpressure diagnostics
US9846440B2 (en) 2011-12-15 2017-12-19 Honeywell International Inc. Valve controller configured to estimate fuel comsumption
US9851103B2 (en) 2011-12-15 2017-12-26 Honeywell International Inc. Gas valve with overpressure diagnostics
US9074770B2 (en) 2011-12-15 2015-07-07 Honeywell International Inc. Gas valve with electronic valve proving system
US10697632B2 (en) 2011-12-15 2020-06-30 Honeywell International Inc. Gas valve with communication link
US11421875B2 (en) 2012-09-15 2022-08-23 Honeywell International Inc. Burner control system
US9657946B2 (en) 2012-09-15 2017-05-23 Honeywell International Inc. Burner control system
US10422531B2 (en) 2012-09-15 2019-09-24 Honeywell International Inc. System and approach for controlling a combustion chamber
US9683674B2 (en) 2013-10-29 2017-06-20 Honeywell Technologies Sarl Regulating device
US10215291B2 (en) 2013-10-29 2019-02-26 Honeywell International Inc. Regulating device
US10024439B2 (en) 2013-12-16 2018-07-17 Honeywell International Inc. Valve over-travel mechanism
US9841122B2 (en) 2014-09-09 2017-12-12 Honeywell International Inc. Gas valve with electronic valve proving system
US10203049B2 (en) 2014-09-17 2019-02-12 Honeywell International Inc. Gas valve with electronic health monitoring
US9645584B2 (en) 2014-09-17 2017-05-09 Honeywell International Inc. Gas valve with electronic health monitoring
US10503181B2 (en) 2016-01-13 2019-12-10 Honeywell International Inc. Pressure regulator
US10564062B2 (en) 2016-10-19 2020-02-18 Honeywell International Inc. Human-machine interface for gas valve
US11073281B2 (en) 2017-12-29 2021-07-27 Honeywell International Inc. Closed-loop programming and control of a combustion appliance
US10697815B2 (en) 2018-06-09 2020-06-30 Honeywell International Inc. System and methods for mitigating condensation in a sensor module

Also Published As

Publication number Publication date
EP1403885A3 (de) 2007-05-02
DE10244522B4 (de) 2005-06-30
DE10244522A1 (de) 2004-04-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP1403885A2 (de) Ansteuereinrichtung für eine Magnetspule
DE10355670B4 (de) Verfahren zur Ansteuerung eines Schalters in einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung und Ansteuerschaltung
EP0136968A2 (de) Schaltungsanordnung zur Speisung eines Elektromagneten mit einem Anzugsstrom und einem nachfolgenden Haltestrom
DE10002147A1 (de) Spannungskonverter
DE19524963A1 (de) Schaltnetzteil mit B-Steuerung
EP1211794A2 (de) Verfahren zur Regulierung des Ausgangsstroms und/oder der Ausgangsspannung eines Schaltnetzteils
EP0637118B1 (de) Schaltungsanordnung zur Begrenzung des Einschaltstromes und der Ueberspannung eines elektronischen Vorschaltgerätes
DE2232625B2 (de) Geregelter Gleichspannungswandler
DE102004016927A1 (de) Verfahren zur Strom- und Spannungsregelung für ein Schaltnetzteil
DE3218583C2 (de) Schaltervorrichtung zum öffnen und Schließen eines elektrischen Stromkreises mit einer induktiven Last
DE4413546A1 (de) Gleichstrom-Steuerschaltung
DE2050219C3 (de) Einrichtung zur Steuerung eines Elektromagneten
DE3026147C2 (de) Geregelter fremdgetakteter Gleichspannungswandler
EP1276120B1 (de) Vorrichtung zur Ansteuerung eines Elektromagneten
EP0552406B1 (de) Verfahren zur Reduzierung des Einschaltstromstosses beim Betreiben einer induktivitätsbhafteten Last
DE4028471C2 (de)
DE3701395C2 (de)
DE2643940B2 (de) Ausgangsregler für einen Mikrowellenofen
AT505507B1 (de) Verfahren und vorrichtungen zur begrenzung der induktion im kern von wechselweise an eine gleichspannung geschalteten transformatoren
DE4011170A1 (de) Vorrichtung zur wechselstrom-einschaltbegrenzung
DE10143016A1 (de) Verfahren zur Regulierung des Ausgangsstroms und/oder der Ausgangsspannung eines Schaltnetzteils
WO2004034662A1 (de) Schaltungsanordnung zur galvaniisch getrennten signalübertragung
DE19516995A1 (de) Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines Schützes
DE19740016A1 (de) Schaltungsanordnung und Verfahren zum Betrieb einer Erregerspule einer elektromagnetisch betätigbaren, mechanischen Bremse eines Elektromotors
DE102007028083A1 (de) pi-Filter mit Begrenzung des Eingangsstroms

Legal Events

Date Code Title Description
PUAI Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: A2

Designated state(s): AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HU IE IT LI LU MC NL PT RO SE SI SK TR

AX Request for extension of the european patent

Extension state: AL LT LV MK

PUAL Search report despatched

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009013

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: A3

Designated state(s): AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HU IE IT LI LU MC NL PT RO SE SI SK TR

AX Request for extension of the european patent

Extension state: AL LT LV MK

17P Request for examination filed

Effective date: 20070717

AKX Designation fees paid

Designated state(s): DE FR GB IT

17Q First examination report despatched

Effective date: 20091028

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: THE APPLICATION IS DEEMED TO BE WITHDRAWN

18D Application deemed to be withdrawn

Effective date: 20150606