EP1299923A1 - Antenne planaire multibandes - Google Patents

Antenne planaire multibandes

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EP1299923A1
EP1299923A1 EP01954073A EP01954073A EP1299923A1 EP 1299923 A1 EP1299923 A1 EP 1299923A1 EP 01954073 A EP01954073 A EP 01954073A EP 01954073 A EP01954073 A EP 01954073A EP 1299923 A1 EP1299923 A1 EP 1299923A1
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EP
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slot
frequency
supply line
antenna according
slots
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EP01954073A
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Françoise Le Bolzer
Ali Louzir
Henri Fourdeux
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Thomson Licensing SAS
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Publication date
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    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/16—Resonant antennas with feed intermediate between the extremities of the antenna, e.g. centre-fed dipole
    • H01Q9/28—Conical, cylindrical, cage, strip, gauze, or like elements having an extended radiating surface; Elements comprising two conical surfaces having collinear axes and adjacent apices and fed by two-conductor transmission lines
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
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    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/20—Non-resonant leaky-waveguide or transmission-line antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/206—Microstrip transmission line antennas
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/10—Resonant slot antennas
    • H01Q13/106—Microstrip slot antennas
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    • H01Q5/00—Arrangements for simultaneous operation of antennas on two or more different wavebands, e.g. dual-band or multi-band arrangements
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    • H01Q5/342—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way for different propagation modes
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    • H01Q5/00—Arrangements for simultaneous operation of antennas on two or more different wavebands, e.g. dual-band or multi-band arrangements
    • H01Q5/40—Imbricated or interleaved structures; Combined or electromagnetically coupled arrangements, e.g. comprising two or more non-connected fed radiating elements
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    • H01Q9/0457—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna with particular feeding means electromagnetically coupled to the feed line
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    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/06—Details
    • H01Q9/065—Microstrip dipole antennas

Definitions

  • the present invention relates to a multiband and / or broadband planar antenna, more particularly an antenna suitable for mobile or domestic wireless networks.
  • the m represents the length of microstrip line necessary to make an adaptation to 50 ⁇ , W s and W m being respectively the width of the slot and the width of the microstrip line.
  • the present invention provides a new multiband and / or broadband planar antenna structure of simple and space-saving design.
  • the subject of the present invention is a planar antenna of the type comprising a first slot dimensioned to operate at a first frequency f1 and supplied by a supply line positioned so that the slot is in a short-circuit plane of the supply line, characterized in that it comprises at least one second slot dimensioned to operate at a second frequency f2, the second slot being supplied by said line power.
  • the second slot is in a short-circuit plane of the supply line.
  • this antenna has N slots, each dimensioned to operate at a frequency f s with i varying from 1 to N, each slot being supplied by said supply line so as to be in a short-circuit plane of the feeder.
  • the two slots are cotangent at one point, the supply line being located either at this point, or opposite this point where the two slots are concentric.
  • each slot is chosen so that the slot resonates at said frequency.
  • Each slot may be of identical shape or not, symmetrical with respect to a point.
  • each slot is circular or square.
  • the slot can be provided with means allowing the radiation of a circularly polarized wave. These means are constituted, for example, by notches. In this case, depending on the position of the supply line, a wave with right or left circular polarization will be generated.
  • FIG. 1 already described represents a schematic top view of a known annular slot antenna
  • Figure 2 is a curve giving the reflection coefficient as a function of the frequency in the case of an antenna as shown in Figure 1
  • Figure 3 is a schematic top view of a planar dual-frequency antenna according to this invention
  • FIG. 4 is a curve giving the reflection coefficient as a function of the frequency in the case of an antenna according to FIG. 3, FIG.
  • FIG 5 is a schematic top view of a planar tri-frequency antenna according to the present invention
  • Figures 6a to 6c are schematic top views of wideband planar antennas according to another embodiment of the present invention
  • Figure 7 shows different curves giving the bandwidth of the antennas of Figures 1, 3, 5 and 6 figures 8a, 8b and 8c schematically represent different forms of slot usable in the antennas of the present invention.
  • a dual-frequency antenna in accordance with the present invention comprises a first annular slot 10 whose radius R1 is chosen to operate at a first fundamental frequency f1. Therefore, the radius R1 is equal to ⁇ s1 / 2IT where ⁇ s1 is the wavelength in the slot 10.
  • the slot 10 has a width W S1 .
  • the antenna also includes a second annular slot 11 whose radius R2 is chosen to operate at a second fundamental frequency f2, the radius R2 being equal to ⁇ s2 / 2 ⁇ .
  • the length Im ' represents the line length necessary to adapt the Zant impedance which is approximately 300 ⁇ to 50 ⁇ .
  • This line has a width Wm.
  • the length of the line so that the slit is in a short-circuit plane is equal to k ⁇ m / 4 with ⁇ m the wavelength under the microstrip line at the frequency of defined operation for the slot and k an odd whole number.
  • the reflection coefficient of a structure as shown in FIG. 3 is shown with the following characteristics:
  • FIG 5 there is shown an embodiment operating in tribands.
  • three annular slots 21, 22, 23 operating at fundamental frequencies f1, f2, f3 are fed by the same microstrip line 20.
  • the slots are produced using the design rules given above.
  • the length l'm is used for the adaptation to 50 ⁇ .
  • FIGS. 6a and 6b there is shown another embodiment of a planar antenna according to the present invention.
  • the two annular slots R'1 and R'2 come to merge at one point. They are dimensioned to operate at neighboring frequencies.
  • the antenna has two annular slots R'1 and R'2 cotangent at point A.
  • the two slots R'1 and R'2 are supplied by a common line on the side of the point A.
  • the two slots are substantially in a short-circuit plane of the supply line and the lengths l'm and l'm 'are chosen such that l'm is equal to k ⁇ 'm / 4 where ⁇ 'm is the wavelength under the microstrip line and k an odd whole number and l'm' allows adaptation to 50 ⁇ .
  • the two annular slots are cotangent at point B and are supplied by a supply line on the side opposite to point B.
  • the lengths I "m2 and I" m1 are chosen so that the slots R'1 and R'2 are substantially in a short-circuit plane of the supply line.
  • the length l " ⁇ is chosen to carry out the adaptation to 50 ⁇ .
  • the two annular slots R'1 and R'2 are concentric. They are supplied by a common supply line in microstrip technology
  • the lengths Im1 and Im2 are chosen so that the slits R'1 and R'2 are close to a short-circuit plane of the line and Im 'allows adaptation to 50 ⁇ .
  • Table II Geometric and electromagnetic characteristics of the antennas It can be further increased by adding a third slot. We then obtain a band of the order of 9% against 6.55% for the slot alone. In all cases, the maximum band is obtained with the configuration of concentric slots. This topology however shows a parasitic resonance at 1 GHz below the operating frequency of the structure (see Figure 7). This is not the case for the configuration in nested slots which could then be preferred to the slots concentric according to the spectral constraints imposed by the application. From the point of view of radiation, the different topologies keep diagrams and yields conventionally obtained with a simple annular slot. Thus, the broadband nature of multi-slot structures has been validated on the new topologies described above. The radiation is not disturbed by the proposed arrangements.
  • the slot is constituted by a square 30 supplied by a line 31.
  • the slot 1 is circular. It is supplied by a line 2 and it radiates a linearly polarized wave.
  • the circular slot Y is provided with 1 "notches. It is supplied by a line 2.
  • the slot radiates a circular polarization which can be left or right depending on the positioning of the supply line. It is obvious to those skilled in the art that whatever the shape of the slit, it must comply with the design rules given above. In general, the slit must be symmetrical with respect to a point and present a length such that it radiates at the chosen fundamental frequency.
  • the present invention has been described with supply lines produced in microstrip technology, however the lines can be produced in coplanar technology.

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Description

ANTENNE PLANAIRE MULTIBANDES
La présente invention concerne une antenne planaire multibandes et/ou large bande, plus particulièrement une antenne adaptée aux réseaux sans fils mobiles ou domestiques.
Dans le cadre du déploiement des réseaux sans fils mobiles ou domestiques, la conception d'antennes est confrontée à un problème particulier qui découle des différentes fréquences allouées à ces réseaux. En effet, comme le montre la liste non-exhaustive ci-après, les technologies sans fils sont nombreuses et les fréquences sur lesquelles est réalisée leur exploitation le sont plus encore.
Ces 20 dernières années ont ainsi vu se mettre en place différents systèmes de téléphones mobiles portés sur des bandes de fréquences dépendant à la fois de l'opérateur et du pays d'exploitation. Plus récemment, on assiste au développement des réseaux domestiques sans fil avec, pour certaines technologies, une spécification toujours en cours et des bandes de fréquences qui diffèrent d'un continent à l'autre. Du point de vue de l'usager, cette multitude de bandes peut constituer un obstacle à l'obtention de leurs services dans la mesure où elle implique l'utilisation de dispositifs de connexion différents pour chaque réseau. C'est pourquoi la tendance actuelle du côté des constructeurs vise à réduire le parc des dispositifs en les rendant compatibles avec plusieurs technologies ou standards. C'est ainsi qu'on a vu apparaître, il y a maintenant quelques années, des téléphones bi-bandes qui assurent la connexion aussi bien au GSM 900 MHz qu'au DCS 1 ,8 GHz. D'autre part, la multiplication des standards dans le domaine des réseaux domestiques sans fils débouche sur une répartition des bandes de fréquences qui sont, soit très éloignées, soit adjacentes, suivant les standards que l'on considère.
Dans le futur, la demande de plus en plus importante de spectre de fréquences liée à l'explosion des débits numériques, d'une part, et à la rareté des fréquences d'autre part, donneront naissance à des équipements capables de fonctionner dans plusieurs bandes de fréquences et/ou sur une large bande de fréquences.
Par ailleurs, il serait intéressant de développer des équipements portables qui peuvent être utilisés comme un téléphone mobile quand on est à l'extérieur de chez soi et comme un équipement domestique faisant partie du réseau domestique quand on rentre chez soi, à savoir des équipements compatibles réseau cellulaire / réseau domestique.
Il apparaît alors nécessaire de développer des antennes fonctionnant sur plusieurs bandes de fréquences pour permettre cette compatibilité et qui soient de plus d'un encombrement réduit.
On connaît actuellement une antenne planaire constituée, comme représenté sur la figure 1 , d'une fente annulaire 1 fonctionnant à une fréquence f donnée. Cette fente annulaire 1 est alimentée par une ligne microruban 2. II est apparu, suite à des simulations et à des essais, que si la transition ligne microruban / fente rayonnante est réalisée de telle sorte que la fente se trouve dans un pian de court-circuit de ligne, c'est-à-dire dans la zone où les courants sont les plus importants, alors la fente annulaire présentera des résonances à tous les multiples impairs de cette fréquence, ceci contrairement à des structures de type « patch » alimentées par ligne pour lesquelles les résonances apparaissent tous les multiples pairs de la fréquence fondamentale. Ce fonctionnement justifie les règles de conception suivantes qui sont utilisées pour réaliser une antenne telle que représentée à la figure 1.
Dans ce cas, λs = 2ΠR
Im = λ 4
Zant. ≈ 300 Ω avec λs et λm les longueurs d'onde dans la fente et sous la ligne microruban et Zant l'impédance d'entrée de l'antenne. D'autre part, l'm représente la longueur de ligne microruban nécessaire pour réaliser une adaptation à 50 Ω, Ws et Wm étant respectivement la largeur de la fente et la largeur de la ligne microruban.
Ainsi, dans le cas d'une antenne du type de celle de la figure 1 réalisée sur un substrat « CHUKOH FLO » εr = 2,6 - tanδ = 0,002 - h = 0,8 mm - ep cuivre = 15 μm avec R = 7 mm, Ws = 0,25 mm, Im = 9,26 mm et fonctionnant à une fréquence fondamentale f de 5,8 GHz, on observe un fonctionnement en fréquences tel que représenté sur la figure 2. On observe donc une résonance à 5,8 GHz (f) puis une seconde résonance autour de 17 GHz à savoir à 3f, l'allure du coefficient de réflexion restant plate dans la région des 11 GHz.
Basée sur les propriétés décrites ci-dessus, la présente invention propose une nouvelle structure d'antenne planaire multibandes et/ou large bande de conception simple et peu encombrante.
Ainsi la présente invention, a pour objet une antenne planaire du type comportant une première fente dimensionnée pour fonctionner à une première fréquence fl et alimentée par une ligne d'alimentation positionnée de sorte que la fente se trouve dans un plan de court-circuit de la ligne d'alimentation, caractérisée en ce qu'elle comporte au moins une deuxième fente dimensionnée pour fonctionner à une deuxième fréquence f2, la deuxième fente étant alimentée par ladite ligne d'alimentation. Selon une caractéristique de l'invention permettant un fonctionnement en multibandes, la deuxième fente se trouve dans un plan de court-circuit de la ligne d'alimentation.
De préférence, cette antenne comporte N fentes, chacune dimensionnée pour fonctionner à une fréquence fs avec i variant de 1 à N, chaque fente étant alimentée par ladite ligne d'alimentation de manière à se trouver dans un plan de court-circuit de la ligne d'alimentation.
Selon une autre caractéristique de l'invention permettant un fonctionnement en large bande, les deux fentes sont cotangentes en un point, la ligne d'alimentation étant située soit au niveau de ce point, soit à l'opposé de ce point où les deux fentes sont concentriques.
Selon un mode de réalisation, la longueur de chaque fente est choisie pour que la fente résonne à ladite fréquence . Chaque fente peut être de forme identique ou non, symétrique par rapport à un point. De préférence, chaque fente est circulaire ou carrée. La fente peut être munie de moyens permettant le rayonnement d'une onde polarisée circulairement. Ces moyens sont constitués, par exemple, par des encoches. Dans ce cas, selon la position de la ligne d'alimentation, on générera une onde à polarisation circulaire droite ou gauche.
D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront à la lecture de la description de divers modes de réalisation, cette description étant faite avec référence aux dessins ci-annexés dans lesquels : figure 1 déjà décrite représente une vue de dessus schématique d'une antenne à fente annulaire connue, figure 2 est une courbe donnant le coefficient de réflexion en fonction de la fréquence dans le cas d'une antenne telle que représentée à la figure 1 , figure 3 est une vue de dessus schématique d'une antenne planaire bi-fréquences conforme à la présente invention, figure 4 est une courbe donnant le coefficient de réflexion en fonction de la fréquence dans le cas d'une antenne selon la figure 3, figure 5 est une vue de dessus schématique d'une antenne planaire tri-fréquences conforme à la présente invention, figures 6a à 6c sont des vues de dessus schématiques d'antennes planaires large-bande selon un autre mode de réalisation de la présente invention, figure 7 représente différentes courbes donnant la bande passante des antennes des figures 1, 3, 5 et 6 figures 8a, 8b et 8c représentent schématiquement différentes formes de fente utilisables dans les antennes de la présente invention.
Pour simplifier la description dans les figures, les mêmes éléments portent les mêmes références.
Comme représenté sur la figure 3, une antenne bi-fréquences conforme à la présente invention comporte une première fente annulaire 10 dont le rayon R1 est choisi pour fonctionner à une première fréquence fondamentale fl . De ce fait, le rayon R1 est égal à λs1/2IT où λs1 est la longueur d'onde dans la fente 10. La fente 10 présente une largeur WS1. L'antenne comporte aussi une deuxième fente annulaire 11 dont le rayon R2 est choisi pour fonctionner à une deuxième fréquence fondamentale f2, le rayon R2 étant égal à λs2/2π. Dans le mode de réalisation, on choisit f2 proche de 2f1 mais d'autres rapports peuvent être envisagés.
Conformément à la présente invention, les deux fentes annulaires
10 et 11 sont alimentées par une seule ligne microruban 12. Cette ligne microruban est placée de sorte que les fentes se trouvent dans un plan de court-circuit de la ligne d'alimentation. De ce fait, la ligne d'alimentation 12 déborde la fente 1 1 d'une longueur Im2 égale à k(λm2/4) et la fente 10 d'une longueur Im1 égale à k(3λm2/4) = k(λm1/4) où λm2 est la longueur d'onde sous la ligne microruban à la fréquence f2 et λm1 à la fréquence fl et k est un entier impair. D'autre part, la longueur Im' représente la longueur de ligne nécessaire pour adapter à 50Ω l'impédance Zant qui est d'environ 300Ω. Cette ligne présente une largeur Wm. De manière générale, la longueur de la ligne pour que la fente se trouve dans un plan de court-circuit est égale à kλm/4 avec λm la longueur d'onde sous la ligne microruban à la fréquence de fonctionnement définie pour la fente et k un nombre entier impair. Sur la figure 4, on a représenté le coefficient de réflexion d'une structure telle que représentée sur la figure 3 avec les caractéristiques suivantes :
R1 = 16,4 mm WS1 = 0,4 mm Im1 = 20 mm f1 = 2,4 GHz R2 = 7,4 mm WS2 = 0,4 mm Im2 = 9,25 mm f2 = 5,2 GHz
Dans ce cas, la ligne microruban présente une largeur Wm = 0,3 mm et une longueur l'm = 20 mm. L'ensemble a été réalisé sur un substrat R4003 (εr = 3,38, h = 0,81 mm).
Les résultats de la simulation obtenus avec la structure ci-dessus sont représentés sur la figure 4. On note ainsi le fonctionnement bi- fréquences de la nouvelle topologie avec une très bonne adaptation à 2,4 GHz (S1 1 = -22dB) et un S11 tout à fait correct à 5,2 GHz (S11 = -12dB). D'autre part, avec la structure ci-dessus, on observe ainsi que le rayonnement à 2,4 GHz est semblable à celui de la fente seule et parfaitement symétrique. A 5,2 GHz, on note une légère dissymétrie du rayonnement mais qui reste très limitée.
Sur la figure 5, on a représenté un mode de réalisation fonctionnant en tribandes. Dans ce cas, trois fentes annulaires 21 , 22, 23 fonctionnant à des fréquences fondamentales f1 , f2, f3 sont alimentées par une même ligne microruban 20. Les fentes sont réalisées en utilisant les règles de conception données ci-dessus. Ainsi le rayon de chaque fente annulaire est tel que Ri ( i= 1 ,2,3) =λsi/2Et où λsi est la longueur d'onde de chaque fente. De même, les plans de court-circuit sont positionnés de telle sorte que Im3= k(λ3/4), lm2=k(λ2/4) et lm1 =k(λ1//4) où λ1 , λ2, λ3 sont respectivement les longueurs d'onde sous la ligne microruban aux fréquences fl , f2 et f3 et où k est un entier impair. La longueur l'm est utilisée pour l'adaptation à 50Ω.
Sur les figures 6a, 6b et 6c, on a représenté un autre mode de réalisation d'une antenne planaire conforme à la présente invention. Dans le cas des figures 6a et 6b, les deux fentes annulaires R'1 et R'2 viennent se confondre en un point. Elles sont dimensionnées pour fonctionner à des fréquences voisines. Ainsi, comme représenté sur la figure 6a, l'antenne comporte deux fentes annulaires R'1 et R'2 cotangentes au point A.
Dans ce mode de réalisation, les deux fentes R'1 et R'2 sont alimentées par une ligne commune sur le côté du point A. Les deux fentes se trouvent sensiblement dans un plan de court-circuit de la ligne d'alimentation et les longueurs l'm et l'm' sont choisies de telle sorte que l'm égale à kλ'm/4 où λ'm est la longueur d'onde sous la ligne microruban et k un nombre entier impair et l'm' permet l'adaptation à 50Ω.
Selon le mode de réalisation de la figure 6b, les deux fentes annulaires sont cotangentes au point B et sont alimentées par une ligne d'alimentation du côté opposé au point B.
Dans ce cas, les longueurs I"m2 et I"m1 sont choisies pour que les fentes R'1 et R'2 se trouvent sensiblement dans un plan de court-circuit de la ligne d'alimentation. La longueur l"πï est choisie pour réaliser l'adaptation à 50Ω. Dans le cas de la figure 6c, les deux fentes annulaires R'1 et R'2 sont concentriques. Elles sont alimentées par une ligne d'alimentation commune en technologie microruban par exemple. Dans ce cas, les longueurs Im1 et Im2 sont choisies pour que les fentes R'1 et R'2 se trouvent proche d'un plan de court-circuit de la ligne et Im' permet l'adaptation à 50Ω. L'étude des différentes topologies décrites ci-dessus a été réalisée à l'aide d'un logiciel de simulation connu sous la référence IE3D. Dans tous les cas, la taille du plan de masse et du substrat est supposée infinie. Les caractéristiques géométriques des différentes configurations testées sont présentées dans le tableau ci-après. On note ainsi que l'utilisation des topologies multi-fentes s'accompagne d'une augmentation notable de la bande passante. Celle-ci passe en effet de 380MHz pour la fente simple, à 470MHz et 450MHz pour les structures doubles fentes concentriques et imbriquées.
Tableau II : Caractéristiques géométriques et électromagnétiques des antennes Elle peut être encore augmentée par addition d'une troisième fente. On obtient alors une bande de l'ordre de 9% contre 6,55% pour la fente seule. Dans tous les cas, le maximum de bande est obtenu avec la configuration de fentes concentriques. Cette topologie fait toutefois apparaître une résonance parasite à 1 GHz en dessous de la fréquence de fonctionnement de la structure (voir Figure 7). Ce n'est pas le cas pour la configuration en fentes imbriquées qui pourrait alors être préférée aux fentes concentriques suivant les contraintes spectrales imposées par l'application. Du point de vue du rayonnement, les différentes topologies conservent des diagrammes et des rendements classiquement obtenus avec une fente annulaire simple. Ainsi, le caractère large bande des structures multi-fentes a été validé sur les nouvelles topologies décrites ci-dessus. Le rayonnement n'est pas perturbé par les agencements proposés. La topologie la plus efficace en terme de bande correspond à une configuration de fentes concentriques. Cette dernière fait cependant apparaître une fréquence de résonance parasite. Ce n'est pas le cas pour la topologie multi-fentes imbriquées. Bien que celle-ci ne soit pas aussi large bande que la solution concentrique, elle permet tout de même d'obtenir des bandes de fréquences appréciables par rapport à la fente seule.
On décrira maintenant avec référence aux figures 8a,8b,8c, différents modes de réalisation des fentes. Sur la figure 8a, la fente est constituée par un carré 30 alimenté par une ligne 31. Sur la figure 8b, la fente 1 est circulaire. Elle est alimentée par une ligne 2 et elle rayonne une onde polarisée linéairement. Sur la figure 8c, la fente circulaire Y est munie d'encoches 1". Elle est alimentée par une ligne 2. Dans ce cas, la fente rayonne une polarisation circulaire qui peut être gauche ou droite suivant le positionnement de la ligne d'alimentation. Il est évident pour l'homme de l'art que quelle que soit la forme de la fente, elle doit respecter les règles de conception données ci-dessus. De manière générale, la fente doit être symétrique par rapport à un point et présenter une longueur telle qu'elle rayonne à la fréquence fondamentale choisie.
La présente invention a été décrite avec des lignes d'alimentation réalisées en technologie microruban, toutefois les lignes peuvent être réalisées en technologie coplanaire.

Claims

REVENDICATIONS
1 - Antenne planaire multibandes du type comportant une première fente (10) dimensionnée (R1 ,R'1) pour fonctionner à une première fréquence f1 et alimentée par une ligne d'alimentation (12) positionnée de sorte que la fente se trouve dans un plan de court-circuit de la ligne d'alimentation, caractérisée en ce qu'elle comporte au moins une deuxième fente (11) dimensionnée (R2,R'2) pour fonctionner à une deuxième fréquence f2, la deuxième fente étant alimentée par ladite ligne d'alimentation (12) (Im1 ,lm2 ; l'm ; I'm1 ,rm2).
2 - Antenne selon la revendication 1 , caractérisée en ce la deuxième fente est alimentée par la ligne d'alimentation de manière à se trouver dans un plan de court-circuit de la ligne d'alimentation.
3 - Antenne selon les revendications 1 et 2, caractérisée en ce qu'elle comporte N fentes (21 ,22,23), chacune dimensionnée pour fonctionner à une fréquence f; avec i variant de 1 à N, chaque fente étant alimentée par ladite ligne d'alimentation (20) de manière à se trouver dans un plan de court-circuit de la ligne d'alimentation.
4 - Antenne selon la revendication 1 , caractérisée en ce que les fentes (R'1, R'2) sont cotangentes en un point avec une alimentation située en ce point ou bien au point diamétralement opposé.
5 - Antenne selon la revendication 1 , caractérisée en ce que les fentes sont concentriques.
6 - Antenne selon les revendications 1 à 5, caractérisée en ce que la longueur de chaque fente est choisie pour que la fente résonne à ladite fréquence . 7 - Antenne selon la revendication 6, caractérisée en ce que chaque fente est de forme symétrique par rapport à un point.
8 - Antenne selon la revendication 7, caractérisée en ce que chaque fente est circulaire ou carrée 30).
9 - Antenne selon les revendications 7 et 8, caractérisée en ce que les fentes sont munies de moyens (1") permettant le rayonnement d'une onde polarisée circulairement.
10 - Antenne selon la revendication 9, caractérisée en ce que les moyens sont constitués par des encoches réalisées dans la fente.
11 - Antenne selon les revendications 1 à 10, caractérisée en ce que la ligne d'alimentation est une ligne microruban ou une ligne réalisée en technologie coplanaire.
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