EP0898762A1 - Systeme d'echange de donnees a communication par contacts ou sans contact entre une borne et des objets portatifs - Google Patents

Systeme d'echange de donnees a communication par contacts ou sans contact entre une borne et des objets portatifs

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Publication number
EP0898762A1
EP0898762A1 EP97951297A EP97951297A EP0898762A1 EP 0898762 A1 EP0898762 A1 EP 0898762A1 EP 97951297 A EP97951297 A EP 97951297A EP 97951297 A EP97951297 A EP 97951297A EP 0898762 A1 EP0898762 A1 EP 0898762A1
Authority
EP
European Patent Office
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portable object
signal
circuit
terminal
clock
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP97951297A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Frédéric WEHOWSKI
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Regie Autonome des Transports Parisiens
Original Assignee
Innovatron Industries SA
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Filing date
Publication date
Application filed by Innovatron Industries SA filed Critical Innovatron Industries SA
Publication of EP0898762A1 publication Critical patent/EP0898762A1/fr
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • G06K—GRAPHICAL DATA READING; PRESENTATION OF DATA; RECORD CARRIERS; HANDLING RECORD CARRIERS
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    • G06K7/10316—Methods or arrangements for sensing record carriers, e.g. for reading patterns by electromagnetic radiation, e.g. optical sensing; by corpuscular radiation sensing by radiation using wavelengths larger than 0.1 mm, e.g. radio-waves or microwaves using at least one antenna particularly designed for interrogating the wireless record carriers
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    • G—PHYSICS
    • G07—CHECKING-DEVICES
    • G07B—TICKET-ISSUING APPARATUS; FARE-REGISTERING APPARATUS; FRANKING APPARATUS
    • G07B15/00—Arrangements or apparatus for collecting fares, tolls or entrance fees at one or more control points
    • G—PHYSICS
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    • G07C9/00—Individual registration on entry or exit
    • G07C9/20—Individual registration on entry or exit involving the use of a pass
    • G07C9/28—Individual registration on entry or exit involving the use of a pass the pass enabling tracking or indicating presence

Definitions

  • the invention relates to contactless communication techniques between a portable object and a terminal.
  • each user is provided with a portable object of the "contactless card” or “contactless badge” type, which is an object capable of exchanging information with a fixed (or possibly mobile) "terminal". approaching the badge of the latter so as to allow a non-galvanic mutual coupling ("terminal" will be the term used in the present description to designate the data transmitter / receiver terminal able to cooperate with portable objects).
  • this coupling is carried out by varying a magnetic field produced by an induction coil (technique naked under the name of "induction process").
  • the terminal includes an inductive circuit excited by an alternating signal which produces an alternating magnetic field in the surrounding space.
  • the portable object in this space detects this field and return modulates the load of the portable object coupled to the terminal; this variation is detected by the terminal, thus establishing the bidirectional communication sought.
  • EP-A-0 424 726 describes such a mixed card capable of communication with or without contact. In this card, communication is established selectively via contact pads or via coils, depending on the presence of an electrical voltage on the pads or on the coils.
  • a disadvantage of this system is that piloting as a function of the presence of a voltage proves difficult to apply in practice.
  • the appearance of parasites can disturb its operation.
  • a parasitic depletion of the supply voltage to the contacts may cause the accidental selection of the communication channel by coil and activation of a shunt regulator, wherein while circulating an excessive current when it is put in parallel with the power contacts.
  • This system is also unsuitable for selecting the starting and operating conditions of the processing circuit, the disappearance of the contact power supply causing a parasitic starting. Selection at start-up based on information from the comparison of the two power sources presents the difficulty of locking the selection at the right time under all power-up conditions.
  • One of the aims of the present invention is to propose another way of detecting the communication mode to be used and to control various functions of the portable object accordingly.
  • the portable object of the invention is of the general type disclosed by EP-A-0,424,726 cited above, namely having a plurality of electrical contacts for communication galvanically with a terminal of a first type having itself a plurality of homologous electrical contacts, as well as a coil for contactless communication with a terminal of a second type emitting a modulated electromagnetic field transmitting data.
  • the data transmitted by the terminal being clocked by a clock signal, it comprises clock detector means for modifying the operation of the portable object as a function of the presence or of the absence of a clock signal in the received signal.
  • these means clock detectors detect the clock signal in the signal picked up by the coil.
  • the portable object in contactless communication mode, is remotely powered by the electromagnetic field received by the coil and the clock signal, and then includes rectifying and filtering means to obtain a DC supply voltage. for the object in contactless communication mode from the electromagnetic field picked up by the coil, and the detector means receive as input the signal present between the coil and the rectification and filtering means (where its amplitude is the greatest) .
  • the clock signal can be extracted at the same place.
  • the clock can be defined by the frequency of the carrier received, divided into the means for extracting the clock.
  • the data itself is preferably extracted downstream from the rectification and filtering stage, so that the demodulation of the signal is more stable, in particular in the case of amplitude modulation.
  • Means for demodulating the signal picked up by the coil, so as to extract communication data therefrom in particular amplitude demodulating means operating on the signal delivered in exit from the rectification and filtering stages;
  • Means for transmitting data from the portable object to the terminal in contactless mode by modulating the load at the terminals of the coil advantageously, the modulation is then a modulation of a subcarrier produced by division of the fre- quency of the clock supplied by the detection means and / or the circuit is capable of two modes of operation in nominal consumption and low consumption , and means are provided for placing the circuit in low consumption mode before the data transmission means begin to operate said modulation;
  • the clock detector means can control communication and / or signal processing and / or data processing protocols received.
  • the signal presence / absence clock can be operated in several ways, for example by providing the signal in- HIBITION a regulator that stabilizes the DC voltage supply so that the controller operates that in contactless mode. The risk of inadvertent activation of this shunt regulator is eliminated. Also, this signal can be used in the development of the activation signal of the processing circuit and the selection of its clock signal. Finally, the communication and signal processing protocols can differ between the contact and contactless communication modes and the presence / absence of a clock can be used to control the protocols used.
  • an analog switch can be also provided for interrupting the li-, aison communications mode by contacts, thus allowing to avoid interpreting as parasites of the data appearing on the input (coil or contacts) unused.
  • a stabilizing stage comprising a shunt regulator element mounted in shunt between the supply terminals of the circuit to be supplied and associated with a resistive component connected in series in the circuit supply line, the shunt regulating element taking and deriving a variable fraction of the circuit supply current so that the resistive element and the shunt regulating element dissipate any additional energy not necessary for the operation of the circuit, so as to correlate, stabilize the supply voltage at the terminals of the circuit, limit the voltage excursion at the terminals of the element tuned upstream and prevent variations in the current consumed influence upstream on the amplitude of the signal to be demodulated.
  • means may be provided to inhibit selective tively and temporarily the operation of the shunt regulator, in particular in response to the detection of a type of communication via contacts.
  • the entire electronic circuit of the portable object with the exception of the winding of the tuned element, is very advantageously produced in integrated monolithic technology.
  • FIG. 1 is a block diagram of a system according to the invention, in its most general aspect, comprising a terminal and a tative Por- object in the field of this terminal.
  • FIG. 2 shows a particular embodiment of the portable object of FIG. 1.
  • FIG. 3 details the regulator circuit of the diagram in Figure 2.
  • FIG. 6 is a detailed example of an embodiment of the demodulator circuit of FIG. 5.
  • Figure 7 details the clock extractor circuit of the diagram in Figure 2.
  • Figure 8 is a series of timing diagrams explaining how the portable object is remotely powered and from which the clock signal is extracted.
  • Figure 9 is a series of timing diagrams explaining the transmission of information from the terminal to the object.
  • Figure 10 is a series of waveform diagrams explaining the transmission of information from the object to the terminal.
  • FIG. 11 shows the different switches operated in a mixed card between the two contact / contactless modes of operation.
  • the reference 100 designates a terminal, which can be coupled with a portable object 200 placed in its vicinity .
  • the terminal includes a transmission coil 102 which, associated with a capacitor such as 104, forms a tuned circuit 106 intended to generate a modulated magnetic induction field.
  • the tuning frequency of circuit 106 is for example 13.56 MHz, a value of course in no way limiting, this particular choice simply due to the fact that it corresponds to a value authorized by European standards for communication and remote power supply functions . In addition, this relatively high value makes it possible to design circuits with coils having few turns, therefore easy and inexpensive to produce.
  • the tuned circuit 106 is supplied from a high-frequency continuous wave oscillator 108 and, for modulation, from a mixer stage 108 controlled by the signals to be transmitted TXD from a digital circuit 112.
  • the operation of circuit 112 and in particular the sequencing of signals TXD, is clocked by a circuit 114 producing a clock signal CLK.
  • the reception stages which extract the data received RXD from the signal taken from the terminals of the coil 102, comprise a high-frequency demodulator circuit 116 as well as a sub-carrier demodulator circuit 118 when one has chosen, as is will indicate below, to use a subcarrier modulation in the portable object ⁇ terminal direction (this technique is of course in no way limiting, the modulation can also be done in baseband).
  • the portable object 200 includes a coil 202 co-operating with an electronic circuit 204 which advantageously is made of fully integrated monolithic technology so as to have an object of small dimensions, typically in the format "map credit ' '; the coil 202 is for example a printed coil and all of the circuits 204 are produced in the form of a specific integrated circuit (ASIC).
  • ASIC specific integrated circuit
  • the coil 202 forms with a capacitor 206 a resonant circuit 208 tuned to a given frequency (for example 13.56 MHz) allowing the bidirectional exchange of data with the terminal by the technique called "by induction" as well as the remote supply by the field magnetic picked up by the coil 202, that is to say the same coil as that used for the exchange of information.
  • a given frequency for example 13.56 MHz
  • the alternating voltage collected at the terminals of the tuned circuit 208 is applied to a single or full alternating rectifier stage 210, then to a filtering stage 212, to give a filtered rectified voltage b.
  • the portable object also includes a digital processing stage 214, typically made from a microprocessor, memories RAM, ROM and EPROM and interface circuits.
  • nant Downstream of the rectification 210 and filtering 212 stages are mounted in parallel a number of specific stages, including nant:
  • This stabilizer stage 216 can be a conventional type voltage stabilizer or, as a variant (but not limited to), a specific circuit which will be described below with reference to FIGS. 2 and 3. - a demodulator stage 218 receiving as input signal b and outputting a demodulated signal e applied to the RXD data input of digital circuit 214.
  • This demodulator can in particular be a demodulator with amplitude variation detection and / or with variable threshold, as will be explained in more detail below with reference to FIGS. 4, 5 and 6.
  • an extractor stage clock 220 receiving as input the signal collected at the terminals of the tuned circuit 208 and outputting a ç applied to the clock input CLK of the digital circuit signal 214.
  • the clock extractor stage of 220 can be placed either upstream of the rectification 210 and filtering stages 212, as illustrated, or downstream of these stages, that is to say operate on the signal b instead of the signal a; this latter variant is less advantageous, however, insofar as the clock extractor will then have to have greater sensitivity to compensate for the smoothing of the input signal by filtering.
  • a modulator stage 222 which operates, in itself known, by "charge modulation", a technique consisting in varying in a controlled manner the current consumed by the tuned circuit 208 situated in the surrounding magnetic field generated by the terminal.
  • This modulator circuit 222 comprises a resistive element 224 (added resistance or, in monolithic technology, MOS type component without grid acting as a resistance) in series with a switching element 226 (MOS transistor) controlled by the modulation signal f present on the TXD output of digital circuit 214.
  • the modulator stage 222 instead of being placed downstream of the rectification 210 and filtering 212 circuits, can also be placed upstream of these circuits, as illustrated at 222 ′ in FIG. 1, it is ie directly across the resonant circuit 208.
  • the general structure and proposed, wherein the demodulator stage 218 is located downstream of the recovery stages 210 and filter 212, has the advantage of being less sensitive to instantaneous variations in the signal. Indeed, in the case of a remotely powered portable object, the fact of operating the demodulation on a rectified and filtered signal to reduce the effects of the instantaneous power of the energy changes in a cycle of oscillation.
  • FIG. 2 a particular embodiment of the structure of Figure 1, which is in particular characterized by a particular structure given to the floor controller 216 which, as will be explained in more detail later, a floor type "shunt regulator" with a shunt component 228 for deriving a controlled manner the supply current of the digital circuit 214, therefore mounted in parallel between the terminals VCC and GND, combined with a 230 series resistive element placed in the VCC supply line upstream of the regulator component 228.
  • a floor type "shunt regulator” with a shunt component 228 for deriving a controlled manner the supply current of the digital circuit 214, therefore mounted in parallel between the terminals VCC and GND, combined with a 230 series resistive element placed in the VCC supply line upstream of the regulator component 228.
  • the shunt 228 can advantageously be a Zener diode or, preferably, a component or integrated functionally equivalent to a Zener diode, for example a component of the LM185 / LM2S5 / LM385 series from National Semiconductor Corporation, which is a component forming reference reference. voltage (fixed or adjustable voltage as appropriate), with a bias current of only 20 ⁇ A, a very low dynamic impedance and a range of operating currents from 20 ⁇ A to 20 mA.
  • Component 228 can also be a monolithic equivalent, integrated on the ASIC, of such a voltage reference component.
  • Figure 3 depicts one particular embodiment of this circuit 216 with a component of the type described above in which the voltage reference input 234 is biased to a predetermined value by a voltage divider 236, 238 connected between VCC and ground.
  • the resistive element 230 can be an added resistance or, advantageously, an integrated monolithic component, for example (as for the component 224) an MOS element acting as a resistance.
  • a switching component such as a MOS transistor 240, which is maintained by passing normal func- tioning by applying a signal INH / to its gate.
  • This transistor can be switched to the off state by applying a simple INH control signal (in particular a software command from the computing circuit 214) which has the effect of inhibiting the operation of the shunt regulator, the circuit behaving then as if it had been omitted.
  • This possibility of inhibiting the shunt regulator can in particular be used when it is desired to supply the microprocessor with a high voltage without risk of destroying the regulator stage.
  • the amplitude demodulator stage 218 will now be described in more detail, with reference to FIGS. 4 to 6.
  • This demodulator amplitude is a circuit suitable for processing modulated signals with a low modulation depth.
  • the expression “shallow modulation depth” or “weak modulation” will be understood to mean a modulation whose rate is typically less than or equal to 50%, preferably less than 20%, the “rate” being defined as being the ratio
  • FIG. 4 illustrates a first possible variant embodiment, where the demodulator is an adaptive variable threshold demodulator.
  • the circuit comprises, after an optional low-pass filtering stage 242, a comparator 244, preferably with hysteresis, whose positive input receives the signal b to be demodulated (if necessary filtered by stage 242) and whose negative input receives this same signal b, but after crossing an RC stage 246, 248 acting as an integrator.
  • the comparison is thus made between, on the one hand, the instantaneous value of the signal and, on the other hand, an average value of this signal, constituting the variable comparison threshold.
  • FIG. 5 illustrates a second possible variant embodiment of the demodulator 218, which in this case is a demodulator sensitive to amplitude variations.
  • the signal b is applied to a stage CR 250, 252 acting as a differentiator.
  • the output signal is applied to the positive terminal of comparator 244 (here again preferably with hysteresis) whose negative input is connected to a fixed potential, for example ground.
  • the demodulator is sensitive to variations in the amplitude (due to the differentiating stage), independently of the average value of the signal; it is only the variations of this average value that the comparator detects.
  • FIG. 6 gives a more detailed example of an embodiment of such a demodulator circuit with detection of amplitude variations.
  • the low-pass filter 242 consisting of the resistor 252 and the capacitor 254
  • the series capacitor 250 acting as a differentiator in combination with the resistors 256 to 264.
  • the signal thus differentiated is applied to two symmetrical comparators 244, 266 of which the outputs act on two flip-flops 268, 270 mounted in a flip-flop so as to produce two symmetrical signals RXD and RXD / shaped appropriately.
  • FIG. 7 illustrates an exemplary embodiment of the extractor and clock detector circuit 220.
  • This circuit receives as input a signal taken from the terminals of the resonant circuit 208 and applied to the differential inputs of a hysteresis comparator 272 which supplies the clock signal CLK.
  • the clock signal is also applied to two inputs of an EXCLUSIVE OR gate 274 directly on one of the inputs, and through an RC circuit 276, 278 on the other input.
  • This RC circuit which introduces a delay in the transmission of the received signal, is chosen with a time constant of the order of l / 4f CLK (c K e ing the clock frequency generated by the circuit 114 of the terminal 100).
  • the output signal from gate 274 is then averaged by an RC circuit 280, 282 whose time constant is much greater than l / 2.f CLK (preferably of the order of l / f L ⁇ ) and then applied to one of the inputs of a comparator 284 for comparison with a fixed threshold S.
  • the clock signal CLK allows the appropriate timing of the digital processing circuit 214, while the output of the comparator 284 gives a signal PRSCLK indicative of the presence or not of a clock signal.
  • the PRSCLK signal presence / absence of the clock signal is advantageously used to signal to the digital circuit that the object is in a "contactless” type environment and decide on corresponding actions such as selection of the appropriate communication protocol, activation of the shunt regulator, PRSCLK being used to produce INH / (see description above with reference to figure 3), etc.
  • FIG. 11 presents in detail the various switches which are thus automatically operated between the "contactless” and “contactless” modes.
  • Contacts 286 are the CLK (clock), GND (ground), I / O (data), VCC (power) and RST / (reset) contacts of ISO 7816-3, which will be referred to for more details.
  • the various switches 288 to 296 are all represented in the "contact" position (referenced '0'), default position, their toggle- ment to the "contactless” position (referenced 1 ') being controlled by the signal PRSCLK delivered by the circuit 220, revealing the presence of a clock signal coming from the rectifying and filtering means.
  • the extraction of a clock signal is also particularly advantageous when it is desired to achieve a modulation not in baseband but modulated subcarrier as the subcarrier can easily be generated by dividing the clock frequency.
  • the digital circuit 214 then adds the subcarrier thus generated to the data to be transmitted to produce the signal TXD applied to the charge modulator circuit 222.
  • the tuned circuit 208 captures part of the magnetic energy produced by the terminal.
  • the corresponding alternating signal a illustrated in FIG. 8, is rectified by block 210 and filtered by capacitor 212, to give a filtered rectified voltage b illustrated in FIG. 8.
  • a rectified and filtered voltage is thus obtained having a peak voltage of the order of 8.5 V.
  • the amplitude of the voltage a, and therefore of the voltage sion b very much depends on the distance between object and terminal, the amplitude being all the more important as the object is near the terminal.
  • the regulator stage 216 intervenes to compensate for these variations, by delivering to the digital circuit 214 a stable voltage, typically of the order of 3 V (timing diagram d of FIG. 8).
  • the voltage in b when one is far enough from the terminal, almost at the range limit, the voltage in b will be fairly close to the required value of 3 V, the voltage drop between b and d will be low, the current passing through the shunt 228 will also be very weak and almost all of the current delivered by the supply circuit will be used to supply the digital circuit 214. It will be noted that, in this case, the current flowing through shunt 228 may be as low as a few microamps only (minimum bias current).
  • the voltage in b will be high, the potential difference between b and d will also be significant (several volts), and the current passing through the shunt 228 will be high, the element resistive 230 and the shunt 228 dissipating the excess energy.
  • the shunt regulator stage provides several advantages within the framework of the circuit that has been described.
  • the capacitor 206 of the tuned circuit 208 is an element produced in integrated monolithic technology, since the risks of breakdown due to overvoltages are thus avoided. Indeed, given the geometric constraints of the integrated circuit, it is not possible to produce capacitors having high breakdown voltages. Or the digital circuit 214, which is built around a microprocessor, requires for its power supply a relatively large power, so a level field magnetically that high enough, which could create overvoltages in the tuned circuit if the indicated precautions were not taken.
  • the shunt regulator has the effect of equalizing instantaneous variations in the supply current of the digital circuit (the consumption of such a circuit is indeed not constant) and to avoid their repercussions on the functioning of the other organs of the circuit, for communication both from the object to the terminal and from the terminal to the object; in fact, undesirable variations in current or voltage could introduce modulation or demodulation errors.
  • the design of the circuit makes it possible to avoid any waste of energy, since the current in shunt 228 is practically zero. Thus, all the available energy captured by the tuned circuit can be used to operate the digital circuit.
  • the clock extractor circuit 220 makes it possible to transform the alternating signal picked up at the terminals of the tuned circuit 208 into a series workshop of perfectly calibrated clock pulses.
  • the terminal modulates the amplitude of the magnetic field it produces.
  • the information sent is binary, this modulation amounts to decrease by a predetermined amount, for example 10%, the signal amplitude.
  • a predetermined amount for example 10%
  • the signal amplitude Such a reduction corresponds for example to the transmission of a logical '0', the maximum amplitude for a remaining the logic: see Figure 9 is the timing diagram of the signal picked up by the tuned circuit 208.
  • the object to the terminal is performed by load variation, that is to say controlled variation of the current consumed by the tuned circuit 208.
  • the resistive element 224 is selectively switched by the component 226, the resistance being for example switched when the object wants to send a logical '0', not switched for a logical '0'.
  • the resistor When the resistor is switched, that is to say for a logic '0', the voltage a decreases due to the additional load.
  • the resistance value is of course chosen so that this voltage drop nevertheless makes it possible to maintain a correct supply of the digital circuit.
  • This can for example be achieved by the microprocessor program of the digital circuit which, before starting to send data to the terminal, will place the transmission routine in RAM (whose access consumes little energy) and disconnect the EPROM memory (access to which requires significantly higher energy).
  • the digital circuit goes into "low consumption” mode to have a large reserve of current, which will be consumed in the modulation resistance for sending messages to the terminal.

Abstract

L'objet portatif (200) comporte une pluralité de contacts électriques pour la communication par voie galvanique avec une borne d'un premier type comportant elle-même une pluralité de contacts électriques homologues, ainsi qu'une bobine (102) pour la communication sans contact avec une borne d'un second type (100) émettant un champ électromagnétique modulé transmettant des données. Les données transmises par la borne sont cadencées par un signal d'horloge, et l'objet portatif comprend des moyens détecteurs d'horloge (220) pour modifier le fonctionnement de l'objet portatif en fonction de la présence ou de l'absence d'un signal d'horloge (CLK) dans le signal reçu, notamment dans le signal capté par la bobine. Ces moyens peuvent notamment piloter des protocoles de communication et/ou de traitement des signaux et/ou de traitement des données reçues, et des moyens interrupteurs de la liaison entre les contacts électriques et d'autres circuits de l'objet portatif.

Description

Système d'échange de données à communication par contacts ou sans contact entre une borne et des objets portatifs
L'invention concerne les techniques de communication sans contact entre un objet portatif et une borne.
L'échange de données sans contact est bien connu ; parmi les applications de cette technique, on trouve — de façon non limitative — le contrôle d'accès, le paiement électronique (applications du type "porte- monnaie électronique") et le télépéage, par exemple pour l'accès et le péage des transports en commun.
Dans ce dernier exemple, chaque usager est muni d'un objet portatif du type "carte sans contact" ou "badge sans contact", qui est un objet susceptible d'échanger les informations avec une "borne" fixe (ou éventuellement mobile) en approchant le badge de cette dernière de manière à permettre un couplage mutuel non galvanique ("borne" sera le terme utilisé dans la présente description pour désigner le terminal émetteur/ récepteur de données apte à coopérer avec les objets portatifs).
Plus précisément, ce couplage est réalisé en faisant varier un champ magnétique produit par une bobine d'induction (technique con- nue sous le nom de "procédé par induction"). La borne comporte à cet effet un circuit inductif excité par un signal alternatif qui produit dans l'espace environnant un champ magnétique alternatif. L'objet portatif se trouvant dans cet espace détecte ce champ et module en retour la charge de l'objet portatif couplé à la borne ; cette variation est détectée par la borne, établissant ainsi la communication bidirectionnelle recherchée.
Par ailleurs, il existe un parc important de bornes à contact électriques qui communiquent par voie galvanique avec les objets portatifs existants, notamment ceux couramment désignés "cartes à puce". Pour cette raison, entre autres, il est intéressant de disposer d'objets portatifs capables de communiquer avec des bornes indifféremment par voie galvanique (par contacts) ou υar voie non galvanique (sans contact). Le EP-A-0 424 726 décrit une telle carte mixte capable de commu- nication avec ou sans contact. Dans cette carte, la communication est établie de façon sélective via des plots de contact ou via des bobines, en fonction de la présence d'une tension électrique sur les plots ou sur les bobines.
Un inconvénient de ce système, cependant, est que le pilotage en fonction de la présence d'une tension s'avère malaisé à appliquer dans la pratique. En particulier, l'apparition de parasites peut en perturber le fonctionnement. Ainsi, une diminution parasitaire de la tension d'alimentation aux contacts peut provoquer la sélection intempestive de la voie de communication par bobine et l'activation d'un régulateur shunt, dans lequel circule alors un courant excessif quand il est mis en parallèle sur les contacts d'alimentation. Ce système est également inadapté à la sélection des conditions de démarrage et de fonctionnement du circuit de traitement, la disparition de l'alimentation par contact entraînant un démarrage parasite. La sélection au démarrage en fonction de l'information issue de la comparaison des deux sources d'alimentation présente la difficulté d'effectuer le verrouillage de la sélection au bon moment dans toutes les conditions de mise sous tension.
L'un des buts de la présente invention est de proposer une autre manière de détecter le mode de communication à employer et de piloter en conséquence différentes fonctions de l'objet portatif. L'objet portatif de l'invention est du type général exposé par le EP- A-0 424 726 précité, à savoir comportant une pluralité de contacts électriques pour la communication par voie galvanique avec une borne d'un premier type comportant elle-même une pluralité de contacts électri- ques homologues, ainsi qu'une bobine pour la communication sans contact avec une borne d'une second type émettant un champ électromagnétique modulé transmettant des données.
Il est caractérisé en ce que, les données transmises par la borne étant cadencées par un signal d'horloge, il comprend des moyens détec- teurs d'horloge pour modifier le fonctionnement de l'objet portatif en fonction de la présence ou de l'absence d'un signal d'horloge dans le signal reçu.
De préférence, ces moyens détecteurs d'horloge détectent le signal d'horloge dans le signal capté par la bobine. De préférence également, en mode de communication sans contact, l'objet portatif est téléalimenté par le champ électromagnétique reçu par la bobine et le signal d'horloge, et comporte alors des moyens de redressement et de filtrage pour obtenir une tension continue d'alimentation pour l'objet en mode de communication sans contact à partir du champ électromagnétique capté par la bobine, et les moyens détecteurs reçoivent en entrée le signal présent entre la bobine et les moyens de redressement et de filtrage (où son amplitude est la plus importante).
Le signal d'horloge peut être extrait au même endroit. Notamment, l'horloge peut être définie par la fréquence de la porteuse reçue, divisée dans les moyens d'extraction de l'horloge.
Ceci autorise une détection plus sensible mais aussi plus fiable de la présence du signal d'horloge. Les données elles-mêmes sont de préférence extraites en aval de l'étage de redressement et de filtrage, de sorte que la démodulation du signal est plus stable, notamment en cas de modulation d'amplitude.
Selon diverses caractéristiques subsidiaires avantageuses, il est prévu :
— des moyens pour démoduler le signal capté par la bobine, de manière à en extraire des données de communication, notamment des moyens démodulateurs d'amplitude opérant sur le signal délivré en sortie des étages de redressement et de filtrage ;
— en aval des moyens de redressement et de filtrage, des moyens régulateurs pour stabiliser la tension continue, ainsi que des moyens d'inhibition sélective des moyens régulateurs, pilotés par les moyens détecteurs d'horloge ;
— des moyens de transmission de données de l'objet portatif vers la borne en mode sans contact par modulation de la charge aux bornes de la bobine ; avantageusement, la modulation est alors une modulation d'une sous-porteuse produite par division de la fré- quence d'horloge délivrée par les moyens détecteurs et/ou le circuit est susceptible de deux modes de fonctionnement, en consommation nominale et en basse consommation, et il est prévu des moyens pour placer en mode basse consommation le circuit avant que les moyens d'émission de données ne commencent à opérer ladite mo- dulation ;
Les moyens détecteurs d'horloge peuvent piloter des protocoles de communication et/ou de traitement des signaux et/ou de traitement des données reçues. Ainsi, le signal de présence/absence d'horloge peut être exploité de plusieurs façons, par exemple en fournissant le signal d'in- hibition d'un régulateur qui stabilise la tension continue d'alimentation, pour que le régulateur ne fonctionne qu'en mode sans contact. Le risque d'activation intempestive de ce régulateur shunt est éliminé. Aussi, ce signal peut être utilisé dans l'élaboration du signal d'activation du circuit de traitement et la sélection de son signal d'horloge. Enfin, les protocoles de communication et de traitement des signaux peuvent différer entre les modes de communication avec ou sans contact et la présence/absence d'horloge peut servir pour piloter les protocoles utilisés.
Enfin, il peut être souhaitable de prévoir des moyens interrupteurs de la liaison entre des contacts électriques et d'autres circuits de l'objet portatif, pilotés par les moyens détecteurs d'horloge de manière à interrompre ladite liaison lorsque l'objet portatif communique par voie sans contact. Ceci permet d'éviter des tentatives de fraude par captation et déchiffrement des signaux qui, autrement, apparaîtraient sur les con- tacts, qui sont accessibles dans ce mode de communication. Utilement, un interrupteur analogue peut être prévu aussi pour interrompre la li-, aison en mode de communication par contacts, ceci permettant d'éviter d'interpréter comme données des parasites apparaissant sur l'entrée (bobine ou contacts) non utilisée. Dans une forme de réalisation avantageuse d'un objet portatif téléalimenté en mode sans contact, il est prévu en aval des étages de redressement et de filtrage un étage stabilisateur comportant un élément régulateur shunt monté en dérivation entre les bornes d'alimentation du circuit à alimenter et associé à un composant résistif monté en série dans la ligne d'alimentation du circuit, l'élément régulateur shunt prélevant et dérivant une fraction variable du courant d'alimentation du circuit de sorte que l'élément résistif et l'élément régulateur shunt dissipent le surcroît éventuel d'énergie non nécessaire au fonctionnement du circuit, de manière à, corrélativement, stabiliser la tension d'alimen- tation aux bornes du circuit, limiter l'excursion de tension aux bornes de l'élément accordé en amont et empêcher que les variations du courant consommé n'influent en amont sur l'amplitude du signal à démoduler.
En particulier, des moyens peuvent être prévus pour inhiber sélec- tivement et temporairement le fonctionnement du régulateur shunt, notamment en réponse à la détection d'un type de communication par contacts.
Enfin, l'ensemble du circuit électronique de l'objet portatif, à l'exception du bobinage de l'élément accordé, est très avantageusement réalisé en technologie monolithique intégrée.
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On va maintenant décrire en détail un exemple de réalisation de l'invention, en référence aux dessins annexés sur lesquels les mêmes références numériques désignent des éléments identiques ou fonction- nellement semblables.
La figure 1 est un schéma par blocs d'un système selon l'invention, dans son aspect le plus général, comportant une borne et un objet por- tatif dans le champ de cette borne. La figure 2 montre une réalisation particulière de l'objet portatif de la figure 1.
La figure 3 détaille le circuit régulateur du schéma de la figure 2.
Les figures 4 et 5 détaillent, dans deux variantes possibles, le cir- cuit démodulateur du schéma de la figure 2.
La figure 6 est un exemple détaillé de réalisation du circuit démodulateur de la figure 5.
La figure 7 détaille le circuit extracteur d'horloge du schéma de la figure 2. La figure 8 est une série de chronogrammes expliquant la manière dont l'objet portatif est téléalimenté et dont on extrait le signal d'horloge.
La figure 9 est une série de chronogrammes explicitant la transmission d'informations de la borne vers l'objet. La figure 10 est une série de chronogrammes explicitant la transmission d'informations de l'objet vers la borne.
La figure 11 présente les différentes commutations opérées dans une carte mixte entre les deux modes de fonctionnement par contacts/ sans contact. 0
On va exposer un exemple de mise en oeuvre du système de l'invention en référence au schéma de la figure 1. Sur ce schéma, la référence 100 désigne une borne, qui peut être couplée avec un objet porta- tif 200 placé à son voisinage.
La borne comporte une bobine d'émission 102 qui, associée à un condensateur tel que 104, forme un circuit accordé 106 destiné à engendrer un champ d'induction magnétique modulé. La fréquence d'accord du circuit 106 est par exemple de 13,56 MHz, valeur bien entendu aucunement limitative, ce choix particulier tenant simplement au fait qu'elle correspond à une valeur autorisée par les normes européennes pour des fonctions de communication et de téléalimentation. En outre, cette valeur relativement élevée permet de concevoir des circuits avec des bobines possédant peu de spires, donc faciles et peu coûteuses à réaliser. Le circuit accordé 106 est alimenté à partir d'un oscillateur haute fréquence à onde entretenue 108 et, pour la modulation, d'un étage mélangeur 108 piloté par les signaux à émettre TXD issus d'un circuit numérique 112. Le fonctionnement du circuit 112, et notamment le sé- quencement des signaux TXD, est cadencé par un circuit 114 produisant un signal d'horloge CLK.
Les étages de réception, qui extraient les données reçues RXD du signal prélevé aux bornes de la bobine 102, comportent un circuit démodulateur haute fréquence 116 ainsi qu'un circuit démodulateur de sous-porteuse 118 lorsque l'on a choisi, comme on l'indiquera plus bas, d'utiliser une modulation de sous-porteuse dans le sens objet portatif → borne (cette technique n'étant bien entendu aucunement limitative, la modulation pouvant également se faire en bande de base).
L'objet portatif 200, quant à lui, comporte une bobine 202 coopé- rant avec un circuit électronique 204 qui, avantageusement, est réalisé en technologie monolithique entièrement intégrée de manière à disposer d'un objet de petites dimensions, typiquement au format "carte de crédit'' ; la bobine 202 est par exemple une bobine imprimée et l'ensemble des circuits 204 est réalisé sous forme d'un circuit intégré spécifique (ASIC).
La bobine 202 forme avec un condensateur 206 un circuit résonnant 208 accordé sur une fréquence donnée (par exemple 13,56 MHz) permettant l'échange bidirectionnel de données avec la borne par la technique dite "par induction" ainsi que la téléalimentation par le champ magnétique capté par la bobine 202, c'est-à-dire la même bobine que celle servant à l'échange d'informations.
La tension alternative a recueillie aux bornes du circuit accordé 208 est appliquée à un étage redresseur simple ou double alternance 210, puis à un étage de filtrage 212, pour donner une tension redressée filtrée b.
L'objet portatif comporte également un étage de traitement numérique 214, typiquement réalisé à partir d'un microprocesseur, de mémoires RAM, ROM et EPROM et de circuits d'interfaçage.
En aval des étages de redressement 210 et de filtrage 212 sont montés en parallèle un certain nombre d'étages spécifiques, compre- nant :
— un étage régulateur 216, stabilisateur de tension, délivrant en sortie une tension continue, redressée, filtrée et stabilisée d, appliquée notamment à la borne d'alimentation positive VCC du circuit numé- rique 214, dont l'autre borne d'alimentation est la masse GND.
Cet étage stabilisateur 216 peut être un stabilisateur de tension de type classique ou, en variante (mais de façon non limitative), un circuit spécifique qui sera décrit par la suite en référence aux figures 2 et 3. — un étage démodulateur 218 recevant en entrée le signal b et délivrant en sortie un signal e démodulé appliqué à l'entrée de données RXD du circuit numérique 214.
Ce démodulateur peut notamment être un démodulateur à détection de variation d'amplitude et/ou à seuil variable, comme on l'ex- pliquera plus en détail ci-après en référence aux figures 4, 5 et 6.
— un étage extracteur d'horloge 220. recevant en entrée le signal a recueilli aux bornes du circuit accordé 208 et délivrant en sortie un signal ç appliqué à l'entrée d'horloge CLK du circuit numérique 214. L'étage extracteur d'horloge 220 peut être placé soit en amont des étages de redressement 210 et de filtrage 212, comme illustré, soit en aval de ces étages, c'est-à-dire opérer sur le signal b au lieu du signal a ; cette dernière variante est cependant moins avantageuse, dans la mesure où l'extracteur d'horloge devra alors présenter une plus grande sensibilité pour compenser le lissage du signal intro- duic par le filtrage.
— un étage modulateur 222 qui opère, de manière en elle-même connue, par "modulation de charge", technique consistant à faire varier de manière contrôlée le courant consommé par le circuit accordé 208 situé dans le champ magnétique environnant engendré par la borne.
Ce circuit modulateur 222 comporte un élément résistif 224 (résistance rapportée ou, en technologie monolithique, composant de type MOS sans grille faisant office de résistance) en série avec un élément de commutation 226 (transistor MOS) commandé par le signal de modulation f présent sur la sortie TXD du circuit numérique 214. En variante, l'étage modulateur 222, au lieu d'être placé en aval des circuits de redressement 210 et de filtrage 212, peut être également placé en amont de ces circuits, comme illustré en 222' sur la figure 1 , c'est-à-dire directement aux bornes du circuit résonnant 208.
La structure générale ainsi proposée, où l'étage démodulateur 218 est situé en aval des étages de redressement 210 et de filtrage 212, présente l'avantage d'être moins sensible aux variations instantanées du signal. En effet, dans le cas d'un objet portatif téléalimenté, le fait d'opérer la démodulation sur un signal redressé et filtré permet de réduire les effets des variations instantanées de l'énergie d'alimentation au cours d'un cycle de l'oscillation.
Cet aspect sera mieux compris lorsque l'on exposera le fonction- nement détaillé du démodulateur, en référence notamment aux chronogrammes de la figure 8.
On va maintenant décrire, en référence à la figure 2, une mise en oeuvre particulière de la structure de la figure 1 , qui est notamment caractérisée par une structure particulière donnée à l'étage régulateur 216 qui est, comme on l'expliquera plus en détail par la suite, un étage de type "régulateur shunt" avec un composant shunt 228 servant à dériver de manière contrôlée le courant d'alimentation du circuit numérique 214, donc monté en dérivation entre les bornes VCC et la masse GND, combiné à un élément résistif série 230 placé dans la ligne d'ali- mentation VCC en amont du composant régulateur 228.
Le shunt 228 peut être avantageusement une diode Zener ou, de préférence, un composant rapporté ou intégré fonctionnellement équivalent à une diode Zener, par exemple un composant de la série LM185/LM2S5/LM385 de National Semiconductor Corporation, qui est un composant formant référence de tension (tension fixe ou ajustable selon le cas), avec un courant de polarisation de 20 μA seulement, une très faible impédance dynamique et une plage de courants de fonctionnement allant de 20μA à 20 mA. Le composant 228 peut également être un équivalent monolithique, intégré sur l'ASIC, d'un tel composant de référence de tension. La figure 3 décrit une réalisation particulière de ce circuit 216, avec un composant du type décrit ci-dessus dont l'entrée de référence de tension 234 est polarisée à une valeur prédéterminée par un pont diviseur 236, 238 monté entre VCC et la masse. L'élément résistif 230 peut être une résistance rapportée ou, avantageusement, un composant monolithique intégré, par exemple (comme pour le composant 224) un élément MOS faisant office de résistance.
On prévoit en outre, avantageusement, un composant de commutation, tel qu'un transistor MOS 240, qui est maintenu passant en fonc- tionnement normal par application d'un signal INH/ sur sa grille. On peut faire basculer ce transistor à l'état bloqué par application d'un simple signal de commande INH (notamment une commande logicielle issue du circuit de calcul 214) qui a pour effet d'inhiber le fonctionnement du régulateur shunt, le circuit se comportant alors comme si celui-ci avait été omis.
Cette possibilité d'inhibition du régulateur shunt peut notamment être utilisée lorsque l'on souhaite alimenter le microprocesseur sous une tension élevée sans risque de détruire l'étage régulateur.
Ce cas se présente notamment pour les besoins d'un test, ou lors- ue l'on est en présence d'un objet portatif mixte pouvant être utilisé au choix en mode "sans contact" (avec mise en service du régulateur) ou en mode "avec contacts" (avec inhibition du régulateur), la tension d'alimentation régulée étant dans ce dernier cas directement appliquée sur l'un des contacts de l'objet portatif sans qu'il soit besoin de procéder à une régulation spécifique, comme dans le cas de la téléalimentation.
On va maintenant décrite plus en détail l'étage démodulateur d'amplitude 218, en référence aux figures 4 à 6.
Ce démodulateur d'amplitude est un circuit apte à traiter des signaux modulés avec une faible profondeur de modulation. On entendra par "faible profondeur de modulation" ou "faible modulation" une modulation dont le taux est typiquement inférieur ou égal à 50 %, de préférence inférieur à 20 %, le "taux" étant défini comme étant le ratio
(A max -A mi •rr )/(A max +A m • )" des niveaux maximal A_ max et minimal A_ mi.n de l'amplitude du signal considéré. En effet, dans le contexte particulier d'un objet portatif téléali- mente, il est avantageux, compte tenu des contraintes énergétiques, d'utiliser un taux de modulation faible afin de pouvoir disposer de suffisamment d'énergie pendant la période où la modulation est à l'état bas, puisque, du fait de la modulation en amplitude, le niveau d'énergie instantané fourni à l'objet portatif varie directement avec le niveau de la modulation.
La figure 4 illustre une première variante de réalisation possible, où le démodulateur est un démodulateur à seuil variable, adaptatif. Le circuit comporte, après un étage de filtrage passe-bas optionnel 242, un comparateur 244, de préférence à hystérésis, dont l'entrée positive reçoit le signal b à démoduler (le cas échéant filtré par l'étage 242) et dont l'entrée négative reçoit ce même signal b, mais après traversée d'un étage RC 246, 248 faisant office d'intégrateur. La comparaison se fait ainsi entre, d'une part, la valeur instantanée du signal et, d'autre part, une valeur moyenne de ce signal, constituant le seuil de comparaison variable.
La figure 5 illustre une seconde variante possible de réalisation du démodulateur 218, qui est dans ce cas un démodulateur sensible aux variations d'amplitude. Après un étage de filtrage passe-bas optionnel 242, le signal b est appliqué à un étage CR 250, 252 faisant office de différentiateur. Le signal en sortie est appliquée à la borne positive du comparateur 244 (ici encore de préférence à hystérésis) dont l'entrée négative est reliée à un potentiel fixe, par exemple la masse. Dans ce cas, le démodulateur est sensible aux variations de l'amplitude (du fait de l'étage dérivateur), indépendamment de la valeur moyenne du signal ; ce ne sont que les variations de cette valeur moyenne que détecte le comparateur.
La figure 6 donne un exemple plus détaillé de réalisation d'un tel circuit démodulateur à détection des variations d'amplitude. Outre le filtre passe-bas 242 constitué de la résistance 252 et du condensateur 254, on trouve le condensateur série 250 faisant fonction de dérivateur en combinaison avec les résistances 256 à 264. Le signal ainsi différencié est appliqué à deux comparateurs symétriques 244, 266 dont les sorties agissent sur deux bascules 268, 270 montées en flip-flop de ma- nière à produire deux signaux symétriques RXD et RXD/ mis en forme de façon appropriée.
La figure 7 illustre un exemple de réalisation du circuit extracteur et détecteur d'horloge 220.
Ce circuit reçoit en entrée un signal prélevé aux bornes du circuit résonnant 208 et appliqué aux entrées différentielles d'un comparateur à hystérésis 272 qui fournit le signal d'horloge CLK. Le signal d'horloge est appliqué également aux deux entrées d'une porte OU EXCLUSIF 274, directement sur l'une des entrées, et via un circuit RC 276, 278 sur l'autre entrée. Ce circuit RC, qui introduit un retard sur la transmis- sion du signal capté, est choisi avec une constante de temps de l'ordre de l/4fCLK ( c K é ant la fréquence d'horloge générée par le circuit 114 de la borne 100). Le signal de sortie de la porte 274 est ensuite moyenne par un circuit RC 280, 282 dont la constante de temps est très supérieure à l/2.fCLK (de préférence de l'ordre de l/f L κ) puis appliqué à l'une des entrées d'un comparateur 284 pour comparaison avec un seuil fixe S.
Le signal d'horloge CLK permet le cadencement approprié du circuit numérique de traitement 214, tandis que la sortie du comparateur 284 donne un signal PRSCLK indicatif de la présence ou non d'un signal d'horloge.
Dans le cas d'une carte mixte apte à fonctionner indifféremment en mode "sans contact" ou en mode "par contacts", le signal PRSCLK de présence/absence du signal d'horloge est avantageusement utilisé pour signaler au circuit numérique que l'objet portatif se trouve dans un en- vironnement de type "sans contact" et décider des actions correspondantes telles que sélection du protocole de communication approprié, activation du régulateur shunt, PRSCLK étant utilisé pour produire INH/ (voir description ci-dessus en référence à la figure 3), etc.
La figure 11 présente en détail les diverses commutations qui sont ainsi opérées automatiquement entre les modes "sans contact" et "par contacts". Les contacts 286 sont les contacts CLK (horloge), GND (masse), I/O (données), VCC (alimentation) et RST/ (remise à zéro) de la norme ISO 7816-3, à laquelle on se reportera pour de plus amples détails. Les divers interrupteurs 288 à 296 sont tous représentés en po- sition "par contacts" (référencée '0'), position par défaut, leur bascule- ment vers la position "sans contact" (référencée 1 ') étant commandée par le signal PRSCLK délivré par le circuit 220, révélant la présence d'un signal d'horloge issu des moyens de redressement et de filtrage. L'extraction d'un signal d'horloge est également particulièrement avantageuse lorsque l'on souhaite réaliser une modulation non pas en bande de base, mais en modulation de sous-porteuse, car la sous-porteuse peut être aisément générée par division de la fréquence d'horloge. Le circuit numérique 214 adjoint alors la sous-porteuse ainsi générée aux données à transmettre pour produire le signal TXD appliqué au circuit modulateur de charge 222.
Dans une variante, il est possible de détecter la présence du signal d'horloge sur le plot de contact CLK, plutôt que dans le signal venant de la bobine (donc de l'extracteur d'horloge 220). Ceci permet d'inverser le fonctionnement des baεculeurs 288 à 296 et d'ajouter un détecteur de présence d'horloge avec le plot de contact CLK comme entrée, en fournissant le signal PRSCLK à la place de l'extracteur 220.
Cette variante présente cependant quelques inconvénients. Ainsi, si la communication en mode avec contacts se fait en conformité avec la norme ISO 7816-3, le signal d'horloge n'apparaît qu'après l'apparition de tensions sur d'autres plots de contact, et des mesures adéquates peuvent être rendues nécessaires pour éviter que le régulateur shunt (prévu pour la téléalimentation par la bobine) ne charge excessivement VCC au démarrage d'une communication avec contacts.
On va maintenant décrire le fonctionnement de l'objet portatif, en référence aux chronogrammes des figures 8 à 10.
On va tout d'abord expliquer, en référence aux chronogrammes de la figure 8, la manière dont l'objet est alimenté et dont il récupère le signal d horloge.
Le circuit accordé 208 capte une partie de l'énergie magnétique produite par la borne. Le signal alternatif a correspondant, illustré sur la figure 8, est redressé par le bloc 210 et filtré par le condensateur 212, pour donner une tension redressée filtrée b illustrée sur la figure 8. Pour un signal alternatif a avec une tension crête de 10 N, on obtient ainsi une tension redressée et filtrée ayant une tension crête de l'ordre de 8,5 V. Bien entendu, l'amplitude de la tension a, et donc de la ten- sion b, dépend beaucoup de la distance entre objet et borne, l'amplitude étant d'autant plus importante que l'objet est près de la borne. L'étage régulateur 216 intervient pour compenser ces variations, en délivrant au circuit numérique 214 une tension stable, typiquement de l'ordre de 3 V (chronogramme d de la figure 8).
Ainsi, lorsque l'on se trouve assez loin de la borne, presque en limite de portée, la tension en b sera assez proche de la valeur requise de 3 V, la chute de tension entre b et d sera faible, le courant traversant le shunt 228 sera également très faible et la quasi-totalité du courant délivré par le circuit d'alimentation servira à alimenter le circuit numérique 214. On notera que, dans ce cas, le courant qui traverse le shunt 228 peut être aussi faible que quelques microampères seulement (courant minimum de polarisation).
En revanche, lorsque l'objet est très proche de la borne, la tension en b sera élevée, la différence de potentiel entre b et d sera également importante (plusieurs volts), et le courant traversant le shunt 228 sera élevé, l'élément résistif 230 et le shunt 228 dissipant alors l'énergie en excès.
Outre le rôle purement électrique de stabilisation de l'alimentation du circuit numérique 214, l'étage régulateur shunt procure plusieurs a- vantages dans le cadre du circuit que l'on a décrit.
En premier lieu, il permet de limiter l'excursion de tension en b., donc en a, lorsque l'objet est proche de la borne, du fait de la faible charge qui est présentée en aval du circuit accordé 208 : du fait du cou- rant important circulant dans le shunt 228, la puissance recueillie non indispensable au fonctionnement du circuit numérique 214 est entièrement dissipée en chaleur.
Ceci est particulièrement intéressant lorsque le condensateur 206 du circuit accordé 208 est un élément réalisé en technologie monolithi- que intégrée, car on évite ainsi les risques de claquage dus à des surtensions. En effet, compte tenu des contraintes géométriques du circuit intégré, il n'est pas possible de réaliser des condensateurs présentant des tensions de claquage élevées. Or le circuit numérique 214, qui est bâti autour d'un microprocesseur, nécessite pour son alimentation une puissance relativement importante, donc un niveau de champ magnéti- que assez élevé, qui pourrait créer des surtensions dans le circuit accordé si les précautions indiquées n'étaient pas prises.
En second lieu, comme on l'expliquera plus en détail par la suite, le régulateur shunt a pour effet d'égaliser les variations instantanées du courant d'alimentation du circuit numérique (la consommation d'un tel circuit n'est en effet pas constante) et d'éviter leurs répercussions sur le fonctionnement des autres organes du circuit, pour la communication aussi bien de l'objet vers la borne que de la borne vers l'objet ; en effet, des variations indésirables de courant ou de tension pourraient intro- duire des erreurs de modulation ou de démodulation.
Enfin, dans le cas où l'objet est en limite de portée de la borne, et où il ne reçoit donc de la borne qu'un signal juste suffisant pour alimenter le circuit numérique, la conception du circuit permet d'éviter tout gaspillage d'énergie, puisque le courant dans le shunt 228 est pratique- ment nul. Ainsi, toute l'énergie disponible captée par le circuit accordé peut être utilisée pour faire fonctionner le circuit numérique.
En ce qui concerne le signal d'horloge, le circuit extracteur d'horloge 220 permet de transformer le signal alternatif a capté aux bornes du circuit accordé 208 en une série ç d'impulsions d'horloge parfaite- ment calibrées.
On va maintenant décrire la manière dont les informations sont transmises de la borne vers l'objet, en référence aux chronogrammes de la figure 9.
Pour transmettre des informations à l'objet, la borne module en amplitude le champ magnétique qu'elle produit. Les informations envoyées étant binaires, cette modulation se résume à diminuer d'une quantité prédéterminée, par exemple de 10 %, l'amplitude du signal. Une telle diminution correspond par exemple à l'envoi d'un '0' logique, l'amplitude restant maximale pour un l ' logique : voir sur la figure 9 le chronogramme a du signal capté par le circuit accordé 208.
Ceci se traduit après redressement et filtrage, en b. par une diminution de l'amplitude du signal redressé et filtré. Cette diminution d'amplitude est détectée par le démodulateur d'amplitude 218, qui fournit en sortie le signal logique e appliqué au circuit numérique. On notera que la diminution d'amplitude résultant de la modula- tion du signal envoyé par la borne est sans effet sur l'extracteur d'horloge (signal ç) et sur la tension d'alimentation fournie au circuit numérique (signal d).
Si des techniques autres que la modulation d'amplitude étaient employées dans le sens borne → objet, par exemple une modulation de phase comme cela est enseigné par de nombreux documents de l'art antérieur, le type de modulation serait sans incidence directe sur le fonctionnement du circuit régulateur de l'invention ; toutefois, ce circuit est particulièrement avantageux dans le cas d'une modulation d'amplitude puisque, comme on l'a expliqué, il permet de pallier parfaitement les inconvénients divers liés au choix de cette technique.
On va maintenant expliquer la manière dont les informations sont transmises, en retour, de l'objet vers la borne, en référence aux chronogrammes de la figure 10. Comme on l'a indiqué plus haut, dans le mode de réalisation illustré on procède par variation de charge, c'est-à-dire variation contrôlée du courant consommé par le circuit accordé 208. À cet effet, on commute sélectivement, par le composant 226, l'élément résistif 224, la résistance étant par exemple commutée lorsque l'objet veut envoyer un '0' logique, et non commutée pour un 'l' logique.
Lorsque la résistance est commutée, c'est-à-dire pour un '0' logique, la tension a diminue du fait de la charge supplémentaire. La valeur de la résistance est bien entendu choisie pour que cette chute de tension permette néanmoins de conserver une alimentation correcte du circuit numérique.
On peut, cependant, se trouver confronté à une difficulté lorsque l'on est en limite de portée de la borne. En effet, dans ce cas, le courant qu'il faut dériver dans l'élément résistif 224 pour engendrer la modulation peut être encore trop élevé pour que le circuit numérique puisse continuer à fonctionner convenablement.
Dans ce cas, on prévoit avantageusement, avant que l'objet ne commence à envoyer des informations vers la borne, de placer le circuit numérique dans un mode "basse consommation" afin de pouvoir consommer plus de courant dans l'élément résistif 224 sans menacer l'alimen- tation du circuit numérique. Ceci peut être par exemple réalisé par le programme du microprocesseur du circuit numérique qui, avant de commencer à envoyer des données vers la borne, va placer la routine d'émission en RAM (dont l'accès consomme peu d'énergie) et débrancher la mémoire EPROM (dont l'accès exige une énergie notablement supérieure). En d'autres termes, le circuit numérique se met en mode "basse consommation" pour disposer d'une réserve importante de courant, qui va être consommée dans la résistance de modulation pour l'envoi des messages vers la borne.
De plus, si l'on peut faire passer un courant de modulation plus im- portant dans l'élément résistif 224 (en choisissant une valeur de résistance plus faible) la modulation sera mieux vue côté borne, ce qui permettra de se contenter, pour la borne, de moyens de détection moins élaborés efou de disposer d'un meilleur rapport signal bruit.
Il est possible, toujours dans le sens objet → borne, d'utiliser d'au- très types de modulations ou des variantes, par exemple, comme indiqué plus haut, la modulation d'une sous-porteuse qui pilote la variation de charge au lieu d'une modulation de la charge directement par le signal à transmettre.

Claims

REVENDICATIONS
1. Un objet portatif (200) comportant une pluralité de contacts électriques (286) pour la communication par voie galvanique avec une bor- ne d'un premier type comportant elle-même une pluralité de contacts électriques homologues, ainsi qu'une bobine (102) pour la communication sans contact avec une borne d'une second type (100) émettant un champ électromagnétique modulé transmettant des données, caractérisé en ce que, les données transmises par la borne étant caden- cées par un signal d'horloge, il comprend des moyens détecteurs d'horloge (220) pour modifier le fonctionnement de l'objet portatif en fonction de la présence ou de l'absence d'un signal d horloge dans le signal reçu.
2. L'objet portatif de la revendication 1 , dans lequel les moyens dé- tecteurs d'horloge (220) détectent le signal d'horloge (CLK) dans le signal capté par la bobine.
3. L'objet portatif de la revendication 2, comprenant des moyens de redressement et de filtrage (210, 212) pour obtenir une tension conti- nue d'alimentation (d) pour l'objet en mode de communication sans contact à partir du champ électromagnétique capté par la bobine, et dans lequel les moyens détecteurs reçoivent en entrée le signal présent entre la bobine et les moyens de redressement et de filtrage.
4. L'objet portatif de la revendication 2, comprenant des moyens
(218) pour démoduler le signal capté par la bobine, de manière à en extraire des données de communication.
5. L'objet portatif des revendications 3 et 4 prises en combinaison, dans lequel les moyens démodulateurs sont des moyens démodulateurs d'amplitude (218) opérant sur le signal (b) délivré en sortie des étages de redressement et de filtrage (210, 212).
6. L'objet portatif de l'une des revendications 3 à 5, comprenant, en aval des moyens de redressement et de filtrage, des moyens régulateurs (216) pour stabiliser la tension continue, ainsi que des moyens d'inhibition sélective des moyens régulateurs, pilotés par les moyens détecteurs d'horloge.
7. L'objet portatif de l'une des revendications 1 à 6, comprenant des moyens (222) de transmission de données de l'objet portatif vers la borne en mode sans contact par modulation de la charge aux bornes de la bobine.
8. L'objet portatif de la revendication 7, dans lequel la modulation opérée par les moyens de transmission de données est une modulation d'une sous-porteuse produite par division de la fréquence d'horloge délivrée par les moyens détecteurs.
9. L'objet portatif de l'une des revendications 7 ou 8, dans lequel le circuit est susceptible de deux modes de fonctionnement, en consommation nominale et en basse consommation, et il est prévu des moyens pour placer en mode basse consommation le circuit avant que les moyens d'émission de données ne commencent à opérer ladite modula- tion.
10. L'objet portatif de l'une des revendications 1 à 9, dans lequel les moyens détecteurs d'horloge pilotent des protocoles de communication et/ou de traitement des signaux et/ou de traitement des données reçues.
11. L'objet portatif de l'une des revendications 1 à 10, comprenant en outre des moyens (288-296) interrupteurs de la liaison entre des contacts électriques (286) et d'autres circuits de l'objet portatif, pilotés par les moyens détecteurs d'horloge de manière à interrompre ladite liaison lorsque l'objet portatif communique par voie sans contact.
12. L'objet portatif de l'une des revendications 3 à 11 , comprenant en outre, en aval des étages de redressement et de filtrage (210, 212), un étage stabilisateur (216) comportant un élément régulateur shunt (228) monté en dérivation entre les bornes d'alimentation (VCC, GXD) du circuit à alimenter et associé à un composant résistif (230) monté en série dans la ligne d'alimentation du circuit, l'élément régulateur shunt prélevant et dérivant une fraction variable du courant d'alimentation du circuit de sorte que l'élément résistif et l'élément régulateur shunt dissipent le surcroît éventuel d'énergie non nécessaire au fonctionnement du circuit, de manière à, corrélativement, stabiliser la tension d'alimentation (d) aux bornes du circuit, limiter l'excursion de tension (a) aux bornes de l'élément accordé en amont et empêcher que les variations du courant consommé n'influent en amont sur l'amplitude du si- gnal à démoduler.
13. L'objet portatif de la revendication 12, comprenant des moyens (240) pour inhiber sélectivement et temporairement le fonctionnement du régulateur shunt.
14. L'objet portatif des revendications 12 et 13 prises en combinaison, dans lequel l'inhibition sélective et temporaire du fonctionnement du régulateur shunt est opérée en réponse à la détection d'un type de communication par contacts.
15. L'objet portatif de l'une des revendications 1 à 14. dans lequel l'ensemble du circuit électronique (202, 204), à l'exception du bobinage (202) de l'élément accordé, est réalisé en technologie monolithique intégrée.
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