EP0883202A2 - Vorrichtung zur Filterung von Hochfrequenzsignalen - Google Patents

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EP0883202A2
EP0883202A2 EP98105698A EP98105698A EP0883202A2 EP 0883202 A2 EP0883202 A2 EP 0883202A2 EP 98105698 A EP98105698 A EP 98105698A EP 98105698 A EP98105698 A EP 98105698A EP 0883202 A2 EP0883202 A2 EP 0883202A2
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
resonators
coupling
bandpass filter
ring
filter according
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP98105698A
Other languages
English (en)
French (fr)
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EP0883202A3 (de
Inventor
Arno Baumfalk
Heinz Chaloupka
Serguei Kolesov
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Robert Bosch GmbH
Original Assignee
Robert Bosch GmbH
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Filing date
Publication date
Application filed by Robert Bosch GmbH filed Critical Robert Bosch GmbH
Publication of EP0883202A2 publication Critical patent/EP0883202A2/de
Publication of EP0883202A3 publication Critical patent/EP0883202A3/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
    • H01P1/203—Strip line filters
    • H01P1/20327—Electromagnetic interstage coupling
    • H01P1/20354—Non-comb or non-interdigital filters
    • H01P1/20381—Special shape resonators
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P7/00—Resonators of the waveguide type
    • H01P7/08—Strip line resonators
    • H01P7/082—Microstripline resonators

Definitions

  • the invention relates to a high-performance bandpass filter, which consists of several superconducting planar resonators is formed and for use in high-frequency systems of communication and location technology is suitable.
  • Bandpass filters are used in high-frequency systems in the receiving branch z. B. as a preselection filter and in the form of a filter bank for frequency channeling (input multiplexer) used.
  • Such bandpass filters are usually built up from individual resonators, which are suitably coupled to one another and to the feed lines.
  • the function of the resonators in a bandpass structure is to store electromagnetic field energy as loss-free as possible.
  • the dissipation losses inevitably associated with energy storage in resonators can be quantitatively described using the so-called idle quality.
  • Dissipation losses degrade the frequency response of a bandpass filter compared to the ideal lossless bandpass filter in such a way that the insertion loss in the pass band is increased and the filter edges This degrading influence of the dissipation losses is stronger, the smaller the relative bandwidth of the filter and the steeper its filter edges.
  • resonators of high idling quality typically with Q 0 > If you consider filters of various designs made of normally conductive materials, e.g.
  • planar resonators made of high temperature superconductors in filters for
  • higher "operating capacities are subject to a physical limit in that the superconducting properties of materials known today degrade when the magnetic field strength of the high-frequency field on the surface of the superconducting film exceeds values of approximately 50 A / cm.
  • This effect is evident in the planar Conductor structures are particularly disadvantageous, since with current lines running parallel to the edges, due to the magnetic field displacement at the edges of the conductors, there is a local field increase of around a factor of 10.
  • the value of the maximum high-frequency magnetic field strength is proportional to the square root of the field energy stored in the resonator, whereby the proportionality factor depends on the shape of the resonator and the type of vibration, and the field energy stored per resonator is proportional to the throughput of the filter and the reciprocal of the relative bandwidth.
  • bandpass filters are used in an input or output multiplexer, these individual filters are assigned different pass frequency ranges, which in their entirety determine the operating frequency range of the multiplexer.
  • the typical relative bandwidth of a single filter is approximately 1%, while the entire operating frequency range is typically 20%. This means that for a filter with a passband at the lower end of the operating frequency range in the entire frequency range above this passband over a width of approximately 20%, no significant degradation of the blocking behavior may occur.
  • This frequency range is considered for the following discussions In an analogous manner, for a filter with a passband at the upper end of the operating frequency range, the frequency range below this passband must be free of disturbances in the blocking behavior over a width of approximately 20%.
  • TM010 vibration type desired for the operation of the filter is not the fundamental vibration type and therefore there are both undesired vibration types with resonance frequencies below and undesired vibration types with resonance frequencies above the resonance frequency of the TM010 vibration Vibration type lower resonance frequency is the TM210 vibration and the neighboring vibration type higher resonance frequency is TM310 vibration.
  • the mutual spacing of the resonance frequencies of these vibration types depends on some geometry parameters of the resonators.
  • the blocking behavior of a filter is degraded if the resonance frequency of an undesired vibration type is in the operating blocking range In the patent application DE 44 36 295 A1 there are no proposed solutions for this task.
  • the required resonance frequencies of the individual resonators as well as the required coupling factors between the individual resonators are obtained from the given filter specifications.
  • these setpoints are translated into geometry parameters of the structure ( Design values ") implemented.
  • the filter realized according to this design exhibits behavior which deviates from the desired frequency response due to apoximation in the theoretical modeling and due to manufacturing and material deviations. It is therefore necessary, in particular for filters with a relatively small bandwidth, that the filter contains tuning elements that allow for a subsequent fine adjustment ( Allow trimming ") of the filter parameters.
  • the invention has the technical object to provide a configuration for the planar superconducting resonators and the surrounding normally conductive housing, which allows a significant shift in the resonance frequencies of the undesired vibration types relative to the resonance frequency of the desired TM010 vibration and at the same time independent tuning of the resonance frequencies of each resonator and the coupling between the resonators. Furthermore, it is the object of the invention to provide coupling options between the connecting lines ( Toren ”) and the outer resonators of the filter, which do not significantly degrade the idle quality of the resonators.
  • the design value of the respective coupling factor resulting from the filter specifications is realized by a suitable choice of the distance d and the coupling hole radius r i , a reduction in the distance d has the same effect as an increase in the coupling hole radius r i and thus a degree of freedom is retained for further optimization.
  • the subsequent detunability of the coupling factor ( Trimming ") is achieved by introducing a low-loss dielectric insert into the coupling volume.
  • the coupling factor can be changed by lateral displacement of the dielectric insert relative to the coupling hole.
  • An essential part of the invention relates to the possibility of shifting the resonance frequencies of the undesired TM210 and TM310 vibrations relative to the frequency of the desired edge current-free TM010 vibration.
  • the resonance frequency of the undesired TM210 oscillation is below that of the undesired TM310 oscillation above the resonance frequency of the TM010 oscillation.
  • the distance between the resonance frequency of the TM210 oscillation and the resonance frequency of the desired oscillation can be increased from approx. 10% to approx. 25% , but the distance of the resonance frequency of the TM310 oscillation decreases from approx. 25% to almost 0%.
  • these four-circle filters can consist of two filter pairs arranged side by side are formed, with adjacent resonators be coupled by additional structures.
  • FIG. 1 shows a prior art (patent application DE 44 36 295 A1) corresponding superconducting individual resonator and housing. It consists of a single-crystalline substrate 1, for. B. from lanthanum aluminate or sapphire, on both sides of the superconducting conductor structures z. B. are applied from the high temperature superconductor YBa 2 Cu 3 O 7- ⁇ .
  • the upper conductor layer 2 is structured in a circle with a radius r a .
  • the lower conductor layer 3 has a circular recess (for the purpose of coupling with a second resonator arranged below it (not yet shown here) ( Coupling hole ”) with the radius r i .
  • the resonator is provided with a housing cover 4, which can have, for example, the cylindrical shape shown in FIG. 1 and consist of normally conductive material such as copper etc. can.
  • the TM 010 vibration type of Ring resonators are used to implement bandpass filters. With this type of vibration 2 (top) all current flow lines run in the radial direction. So there is none parallel current flow lines exist, there is also no through Current displacement effects caused current density increase at the edges. Compares such a superconducting resonator free of edge current with a edge-current resonator of approximately the same volume, it follows that by the Elimination of the edge currents means that the electromagnetic field energy is around 100 times higher can store without degradation of the superconducting properties.
  • the desired TM 010 vibration type with the resonance frequency f 010 dependent, among other things, on the two radii r a and r i there are further vibration types on the ring resonator with a current flow line distribution which differs from that of the desired vibration type.
  • the resonance frequencies of the undesired vibration types are also different from the resonance frequency of the desired TM010 vibration type.
  • a filter bank e.g. B. the filter bank of an output multiplexer, it is necessary that either the resonance frequencies of all unwanted vibration types are outside the operating frequency range or that it is at least ensured that these vibration types are not excited.
  • the invention described here includes a solution that allows one below explained design of the resonator and housing shape, the Resonance frequencies of the TM210 and the TM310 vibrations relative to the frequency of the desired vibration to vary within wide limits, so that in a filter bank with filters different pass frequency ranges in an operating frequency range up to typically 22% bandwidth in none of the filters an undesirable resonance occurs.
  • the starting point of the solution to be described is the dependence of the resonance frequencies on the radius ratio shown in FIG. It can be seen that with small coupling holes (r i / r a small ”) the resonance frequency of the TM310 vibration is about 25% above, whereas the resonance frequency of the TM210 is only about 12% below the resonance frequency of the desired vibration. When the coupling hole is enlarged, the resonance frequency of the TM310 vibration approaches that of the desired vibration more and more , while the resonance frequency of the TM210 oscillation becomes smaller and moves up to approx. 26%. So if the ratio of the radii could be varied between very small values from approx. 0.05 to approx.
  • a multiplexer with a bandwidth of approximately 22% could be realized by using resonators with a very small coupling hole for the filters in the lower frequency range and those with a relatively large coupling hole for filters in the upper frequency range, however, since the coupling holes to achieve sufficient coupling can not be chosen arbitrarily small to the neighboring resonators, this possibility is relative shift of the resonance frequencies alone is not sufficient.
  • the problem described above is solved by the special shape of the housing shown in FIG. 4.
  • the housing cover 1 is provided with a conical step ring 2 with the inner radius r G.
  • opposite edge currents are induced by the edge-parallel edge currents of the undesired TM210 and TM310 in the conical part of the wall near the edge, which currents act on the streamline distribution of these vibration types in such a way that the streamlines towards the interior of the resonators are shifted. This reduces the effective diameter of the ring for the TM210 and TM310 vibrations and thus the resonance frequency of these vibrations.
  • the essential parameters of the structure are the two radii r i and r a of the ring resonators, the distance between the resonators and the dimension of the conical step ring in the housing covers. These parameters can be obtained from the desired resonance frequencies and the desired coupling factor and from the requirement that the resonance frequencies of the unwanted vibrations be sufficiently spaced from the resonance frequency of the desired vibration. Regardless of this pre-dimensioning of the filter structure, there is generally a need to do the final fine tuning mechanically. A great advantage of the structure shown in Fig. 6 is that now that you can trim the resonance frequencies of the two individual resonators and the coupling factor almost independently.
  • the coupling factor between the resonators can e.g. B. change in that one into the coupling area 1 between the resonators from the side a dielectric Insert 3 introduces.
  • the coupling factor can be changed in the position of the coupling holes. The smaller the distance of the The center of the dielectric insert to the center of the coupling hole, the larger the Coupling factor.
  • the resonance frequencies of the two ring resonators can be independent influence each other by looking in the area between resonator and cover a tuning screw, preferably a dielectric tuning screw with low Introduces losses with different immersion depths.
  • Bandpasses that e.g. B. are used in output multiplexers of communications satellites, are typically constructed from 4 to 5 coupled resonators.
  • Fig. 7 shows in a schematic way the possible structure of a 4-circuit bandpass (4 resonators).
  • This 4-circuit bandpass is created by arranging 2 resonator pairs next to one another in accordance with FIG. 6.
  • the front gate in "is coupled to the ring resonator A via the coupling structure 1.
  • Ring resonator B is coupled to resonator A via the two coupling holes and the coupling volume 2. Details of this coupling between A and B can be found in FIG. 6. Coupling from resonator B to resonator C.
  • resonator C and D takes place, for example, via a capacitive Cross coupling "3.
  • the coupling between resonator C and D corresponds to that between A and B.
  • Resonator D is via the coupling structure 5 with the output gate out ".
  • the resonators A and B are also coupled, preferably via an inductive coupling 6.
  • an equivalent circuit diagram for such a bandpass filter is shown, the numbering of the equivalent circuit elements corresponds to the designation of the individual functional units in the upper part of FIG. 7.
  • FIG. 8 shows an example of a possible design of the coupling structures 1 and 5 from FIG. 7. These coupling structures take over the connection between the gates and the first or last resonator of the bandpass structure.
  • these coupling structures take over the connection between the gates and the first or last resonator of the bandpass structure.
  • the substrates of the ring resonator and the microstrip line can abut one another in the lateral direction, or, as shown in FIG. 8, one can be between the two substrates Gap "of width a exist.
  • the one shown in FIG. 8 is used to achieve sufficient coupling between the microstrip line and the ring resonator capacitive bridge ". It consists of a conductor track 4 on a substrate 3.
  • the substrate can be held via a housing part 5.
  • the conductor track 4 on the capacitive bridge can consist of a homogeneous conductor track piece and a widening piece, as shown in FIG. 8, However, the strength of the coupling can be changed by varying the distance b between the conductor track 4 of the capacitive bridge and the conductor tracks of the ring resonator 1 or by varying the distance a between the substrate of the ring resonator and the In order to avoid degradation of the idling quality of the resonator due to losses in the coupling structure, it is advantageous to manufacture the conductor track 4 of the capacitive bridge and the conductor track of the microstrip line from high-temperature superconductor material in addition to the conductor track of the ring resonator 1.
  • the coupling structure can also be shown on the same substrate as the ring resonator can be realized.
  • Upper and lower part of FIG. 9 show two possible embodiments of such a coupling structure.
  • the end of the microstrip line is one Fin "3 widened so that a slot capacitance 4 arises between the fin and the edge of the ring resonator.
  • the dimensions of the slot are chosen so that the coupling factor corresponds to the value belonging to the respective filter specifications.
  • Subsequent changes ( Trimming ") of the value of the coupling factor can be carried out with a dielectric screw 5 shown in FIG. 9 above.
  • the strip conductor 2 of the microstrip line can be galvanically connected to the edge of the ring resonator 1 in the manner shown in the lower part of FIG. 9.
  • a subsequent change ( Trimming ") of the coupling factor can be attached by moving one in the vicinity of the connection between the strip conductor and the resonator edge dielectric stamp "3 happen.
  • resonators arranged side by side a capacitive cross coupling (3 in Fig. 7). This can, as shown in Fig. 10, as capacitive bridge between the two resonators.
  • the capacitive bridge shown in FIG. 10 between 2 next to each other arranged resonators can be arranged in the case of a common substrate 11, in which the coupling structure between the two ring resonators 1 and 2 consists of a line segment 3 and two slot capacitors 4. Trim the Coupling is made possible via tuning screws 5.
  • an inductive coupling between resonator A and resonator D (6 in FIG. 7) is required to implement a quasi-elliptical frequency response (damping poles at finite frequencies) of a bandpass.
  • 12 shows a possible embodiment of such an inductive coupling.
  • the 180 0 phase rotation necessary compared to the capacitive coupling is realized by a meandering line piece of suitable length on a capacitive bridge.

Landscapes

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  • Electromagnetism (AREA)
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Abstract

Es wird ein planarer Ringresonator vorgeschlagen, der Leiterbahnen aus supraleitfähigem Material aufweist, wobei ein Gehäuse vorgesehen ist, das so ausgebildet ist, daß die Innenwand des Gehäuses vom Rand der Leiterbahnen einen geringeren Abstand aufweist als von der Mitte der Leiterbahnen. <IMAGE>

Description

Die Erfindung betrifft ein leistungstaugliches Bandpaßfilter, welches aus mehreren supraleitenden planaren Resonatoren gebildet wird und für den Einsatz in hochfrequenztechnischen Systemen der Kommunikations- und Ortungstechnik geeignet ist.
Beschreibung
Bandpaßfilter werden in hochfrequenztechnischen Systemen im Empfangszweig z. B. als Vorselekionsfilter und in Form einer Filterbank zur Frequenzkanalisierung (Eingangs-Multiplexer) eingesetzt. Im Sendezweig bilden sie z. B. die Elemente eines Ausgangs-Multiplexers, dessen Aufgabe die möglichst verlustfreie Zusammenführung der verstärkten Signale der verschiedenen Frequenzkänale auf eine gemeinsame Antenne ist.
Solche Bandpaßfilter werden meistens aus einzelnen Resonatoren aufgebaut, die untereinander und mit den Zuleitungen geeignet gekoppelt sind. Die Funktion der Resonatoren in einer Bandpaßstruktur besteht in der möglichst verlustfreien Speicherung elektromagnetischer Feldenergie. Die bei Resonatoren mit der Energiespeicherung unvermeidlich verknüpften Dissipationsverluste können quantitativ über die sogenannte Leerlaufgüte beschrieben werden. Dabei gibt die Leerlaufgüte Q0 eines Resonators das Verhältnis des Produkts aus der im Mittel gespeicherten Feldenergie W und der Kreis-Resonanzfrequenz ω0 zur dissipierten Leistung Pdiss gemäß Q 0 = ω 0 W | Pdiss an.
Dissipationsverluste degradieren den Frequenzgang eines Bandpaßfilters im Vergleich zum idealen verlustlosen Bandpaßfilter in der Weise, daß die Einfügungsdämpfung im Durchlaßbereich vergrößert wird und die Filterflanken
Figure 00020001
verschliffen" werden. Dieser degradierende Einfluß der Dissipationsverluste ist umso stärker, je kleiner die relative Bandbreite des Filters und je steiler seine Filterflanken sind. Damit werden für Filter mit hohen Anforderungen an die Flankensteilheit und die relative Bandbreite Resonatoren hoher Leerlaufgüte, typischerweise mit Q 0 > 10 000 benötigt. Betrachtet man Filter verschiedener Bauform aus normalleitenden Materialien, also z. B. Filter aus gekoppelten Hohlleitungsresonatoren, aus gekoppelten Koaxialleitungsresonatoren oder aus gekoppelten planaren Mikrostreifenleitungsresonatoren, so ergibt sich, daß die erzielbare Leerlaufgüte umso geringer ist, je kleiner die geometrischen Abmessungen der Resonatoren sind. Daher müssen Filter für hohe Anforderungen aus relativ großen Hohlleitungsresonatoren aufgebaut werden.
Es ist bekannt , daß durch Verwendung von gekühlten planaren Resonatorstrukturen mit Leiterbahnen aus Hochtemperatursupraleitern auf einkristallinen Substratmaterialien Resonatoren realisiert werden können, die bei einer Betriebstemperatur von ca. 60 bis 80 K Leerlaufgüten bis ca. 200 000 erreichen und dabei wesentlich kleinere geometrische Abmessungen als konventionelle Hohlleitungsresonatoren mit Leerlaufgüten von ca. 20 000 aufweisen.
Der Verwendung von planaren Resonatoren aus Hochtempeatursupraleitern in Filtern für höhere" Betriebsleistungen ist jedoch dadurch eine physikalische Grenze gesetzt, daß die supraleitenden Eigenschaften heute bekannter Materialien degradieren, wenn die magnetische Feldstärke des hochfrequenten Feldes an der Oberfläche des supraleitenden Films Werte von ca. 50 A/cm übersteigt. Dieser Effekt erweist sich bei den planaren Leiterstrukturen als besonders nachteilig, da es bei kantenparallel verlaufenden Stromlinien aufgrund der magnetischen Feldverdrängung an den Kanten der Leiter zu einer lokalen Feldüberhöhung etwa um den Faktor 10 kommt. Der Wert der maximalen Hochfrequenz-Magnetfeldstärke ist proportional zur Quadratwurzel aus der im Resonator gespeicherten Feldenergie, wobei der Propertionalitätsfaktor von der Resonatorform und dem Schwingungstyp abhängt. Weiterhin ist die pro Resonator gespeicherte Feldenergie proportional zur Durchgangsleistung des Filters und dem Kehrwert der relativen Bandbreite.
Bei Verwendung von supraleitenden planaren Resonatoren mit kantenparallelen Stromlinien in Filtern mit einer relativen Bandbreite in der Größenordnung von ca. 0,3 bis 2 % kann es aufgrund der oben beschriebenen Effekte bereits zu Degradationen der Filtereigenschaften kommen, wenn die Betriebsleistung einen Wert von ca. 0,2 bis 2 W überschreitet.
Eine Lösung dieses Problems des niedrigen Energiespeicherungsvermögens planarer Resonatoren aus Hochtemperatur-Supraleitern wurde im Rahmen der Erfindung nach Patentanmeldung DE 44 36 295 A1 angegeben. Die dort vorgeschlagene Lösung sieht die Verwendung kreisrunder Scheiben- oder Ringresonatoren vor, welche im TM010-Schwingungstyp angeregt werden. Da hierbei keine kantenparallelen Stromlinien auftreten, kann man in einem solchen Resonator im Vergleich zu Resonatoren gleichen Volumens aber mit kantenparallelen Strömen eine etwa um den Faktor 100 höhere elektromagnetische Feldenergie ohne Degradation speichern. Damit erreicht man mit solchen Resonatoren für Filter mit einer Bandbreite von ca. 0,3 bis 2 % Leistungsverträglichkeiten von mindestens 20 bis 200 W.
In der Patentanmeldung DE 44 36 295 A1 werden solche Resonatoren in der Form beschrieben, daß sie aus einem einkristallinen Substrat bestehen, auf das beidseitig supraleitende Dünnfilme aufgewachsen sind Weiter wird beschrieben, daß auf der einen Seite, hier als Vorderseite" bezeichnet, die supraleitfähige Schicht so strukturiert wird, daß nur eine kreisförmige Leiterfläche oder nur eine konzentrisch ringförmige Leiterfläche übrigbleibt. Auf der anderen Seite, hier als Rückseite" bezeichnet, bleibt die Leiterschicht bis zum Substratrand erhalten. Auf dieser Rückseite können jedoch gemäß der Patentanmeldung DE 44 36 295 A1 kreisrunde oder ringförmige Aussparungen in der Leiterschicht für Koppelzwecke vorgesehen werden. In der Patentanmeldung DE 44 36 295 A 1 wird auch erläutert, daß man aus teilweise übereinander und teilweise nebeneinander angeordneten Resonatoren ein Bandpaßfilter aufbauen kann.
Bei der Ausnutzung der mit der Patentanmeldung DE 44 36 295 A1 dokumentierten Erfindung zur Realisierung von Bandpaßfiltern in Ausgangsmultiplexern (z. B. für Kommunikationssatelliten) ergibt sich, daß an solche Filter bestimmte zusätzliche Anforderungen gestellt werden, deren Erfüllung zusätzlich zu den in DE 44 36 295 A1 angegebenen technischen Lösungen die Lösung weitererer technischer Aufgaben erfordert. Im folgenden werden zunächst diese in der Patentanmeldung DE 44 36 295 A1 nicht berücksichtigten Aufgabenstellungen erläutert und danach wird angegeben, wie diese zusätzlichen Aufgaben im Rahmen der hier beschriebenen (neuen) Erfindung auf eine deutlich über den bisherigen Stand der Technik herausragenden Weise gelöst werden.
Falls die Bandpaßfflter in einem Eingangs- oder Ausgangsmultiplexer eingesetzt werden, so sind diesen einzelnen Filtern verschiedene Durchlaßfrequenzbereiche zugeordnet, die in ihrer Gesamtheit den Betriebsfrequensbereich des Multiplexers bestimmen. Die typische relative Bandbreite eines einzelnen Filters beträgt ca. 1 % , während der gesamte Betriebsfrequenzbereich eine typische Breite von 20 % hat. Dies bedeutet, daß für ein Filter mit einem Durchlaßbereich am unteren Ende des Betriebsfrequenzbereichs im gesamten Frequenzbereich oberhalb dieses Durchlaßbereichs auf einer Breite von ca. 20 % keine wesentliche Degradation des Sperrverhaltens auftreten darf. Dieser Frequenzbereich sei für die folgenden Erörterungen als Betriebssperrbereich" bezeichnet. In analoger Weise muß für ein Filter mit einem Durchlaßbereich am oberen Ende des Betriebsfrequenzbereichs der Frequenzbereich unterhalb dieses Durchlaßbereichs auf einer Breite von ca. 20 % frei von Störungen des Sperrverhaltens sein.
Alle Resonatoren weisen neben dem erwünschten Schwingungstyp bei anderen Frequenzen weitere unerwünschte Schwingungstypen ( Störmoden") auf. Der hier für den Betrieb des Filters erwünschte kantenstromfreie TM010-Schwingungstyp steht nicht den Grundschwingungstyp dar und daher gibt es sowohl unerwünschte Schwingungstypen mit Resonanzfrequenzen unterhalb als auch unerwünschte Schwingungstypen mit Resonanzfrequenzen oberhalb der Resonanzfrequenz der TM010-Schwingung. Der im Frequenzbereich benachbarte Schwingungstyp niedrigerer Resonanzfrequenz ist die TM210-Schwingung und der benachbarte Schwingungstyp höherer Resonanzfrequenz die TM310-Schwingung. Der gegenseitige Abstand der Resonanzfrequenzen dieser Schwingungstypen hängt von einigen Geometrieparametern der Resonatoren ab. Das Sperrverhalten eines Filters wird degradiert, wenn die Resonanzfrequenz eines unerwünschten Schwingungstyps in den Betriebssperrbereich fallt. In der Patentanmeldung DE 44 36 295 A1 sind keine Lösungsvorschläge für diese Aufgabenstellung angegeben.
Bei der Realisierung von Bandpaßfiltern erhält man aus den gegebenen Filterspezifkationen die erforderlichen Resonanzfrequenzen der einzelnen Resonatoren sowie die erforderlichen Koppelfaktoren zwischen den einzelnen Resonatoren. Im Filterentwurf werden diese Sollwerte in Geometrieparameter der Struktur ( Design-Werte") umgesetzt. Das nach diesem Entwurf realisierte Filter weist jedoch aufgrund von Apoximationen in der theoretischen Modellierung und aufgrund von Fertigungs- und Materialabweichungen ein vom erwünschten Frequenzgang abweichendes Verhalten auf. Daher ist es insbesondere bei Filtern mit relativ kleiner Bandbreite erforderlich, daß das Filter Abstimmelemente enthält, welche eine nachträgliche Feinkorrektur ( Trimmung") der Filterparameter erlauben.
Es ist vorteilhaft, wenn die Resonanzfrequenzen der einzelnen Resonatoren parat voneinander trimmbar sind und wenn zusätzlich auch die Koppelfaktoren zwischen den Resonatoren auf mechanischem Wege verinderbar sind. Die in der Patentanmeldung DE 44 36 295 A1 vorgeschlagene Struktur von Bandpaßfiltern sieht vor, daß bei übereinander angeordneten planaren Resonatoren alle Vorderseiten der Resonatoren zur gleichen Seite ausgerichtet sind und jeweils die Vorderseite eines untenliegenden Resonators durch Koppellöcher oder Koppelringe in der Rückseite des darüberliegenden Resonators verkoppelt wird. Bringt man in die Volumenbereiche zwischen jeweils zwei Resonatoren dielektrische Abstimmschrauben oder sonstige dielektrische Einsätze ein, so wirkt eine Verschiebung dieser dielektrischen Einsätze gleichermaßen auf die Resonanzfrequenz des Resonators und den Koppelfaktor.
In der Patentanmeldung DE 44 36 295 A1werden die Kopplungen zwischen den Toren und den Resonatoren und die Kopplungen nebeneinder liegender Resonatoren über normalleitende Strukturen bewerkstelligt. Diese Art der Kopplung kann zu einer Degradation der Leerlaufgüte durch Dissipationsverluste in den Koppelelementen führen.
Im Hinblick auf diesen Stand der Technik stellt sich der Erfindung die technische Aufgabe, eine Konfiguration für die planaren supraleitenden Resonatoren und das umgebende normalleitende Gehäuse anzugeben, welche eine deutliche Verschiebung der Resonanzfrequenzen der unerwünschten Schwingungstypen relativ zur Resonanzfrequenz der erwünschten TM010-Schwingung erlaubt und gleichzeitig eine unabhängige Verstimmbarkeit der Resonanzfrequenzen jedes einzelnen Resonators und der Kopplung zwischen den Resonatoren ermöglicht. Weiterhin ist es die Aufgabe der Erfindung, Koppelmöglichkeiten zwischen den Anschlußleitungen ( Toren") und den äußeren Resonatoren des Filters zu schaffen, welche die Leerlaufgüte der Resonatoren nicht wesentlich degradieren.
Diese Aufgabe wird durch eine Konfiguration mit den Merkmalen des Anspruch 1 und der folgenden Ansprüche gelöst.
Erfindungsgemäß ist erkannt worden, daß eine weitgehendst von der Verstimmung der Resonanzfrequenzen unabhängige Verstimmung der Kopplung zwischen zwei Resonatoren dadurch ermöglicht wird, daß man bei übereinander angeordneten planaren Resonatoren, die mit einem supraleitfähigen Film beschichteten Rückseiten der Resonatoren einander zuwendet und bei einem gegenseitigen Abstand von ca. d = 0,5 bis 2 mm dieser Rückseiten von Leitermaterial freie kreisrunde Koppellöcher mit dem Radius ri einführt. Dadurch entstehen jeweils zwischen zwei übereinander angeordneten Resonatoren Vakuum-Zwischenräume ( Koppelvolumen"), in denen die durch die Koppellöcher durchgreifenden Streufelder zur Verkopplung der Resonatoren führen. Der sich aus den Filterspezifikationen ergebende Design-Wert des jeweiligen Koppelfaktors wird durch geeignete Wahl des Abstands d und des Koppellochradius ri realisiert, wobei eine Verkleinerung des Abstands d die gleiche Wirkung wie eine Vergrößerung des Koppellochradius ri hat und somit ein Freiheitsgrad zur weiteren Optimierung erhalten bleibt. Die nachträgliche Verstimmbarkeit des Koppelfaktors ( Trimmung") wird erreicht, indem man in das Koppelvolumen einen verlustarmen dielektrische Einsatz einbringt. Durch laterale Verschiebung des dielektrischen Einsatzes relativ zum Koppelloch läßt sich der Koppelfaktor verändern.
Zwischen den voneinander abgewandten Vorderseiten der Resonatoren mit den kreisförmigen hochtemperatursupraleitfähigen konzentrischen Flächen vom Radius ra und den normalleitenden Gehäuseteilen befinden sich Vakuum-Zwischenräume, welche von dem über den Rand der kreisförmigen Leiterfläche austretenden Streufeld erfüllt sind. Durch Einbringen dielektrischer Schrauben mechanisch veränderbarer Eintauchtiefe lassen sich somit die Resonanzfrequenzen der einzelnen Resonatoren ohne wesentliche Auswirkung auf die gegenseitige Verkopplung verstimmen.
Ein wesentlicher Teil der Erfindung betrifft die Möglichkeit zur Verschiebung der Resonanzfrequenzen der unerwünschten TM210- und TM310-Schwingung relativ zur Frequenz der erwünschten kantenstromfreien TM010-Schwingung. Die Resonanzfrequenz der unerwünschten TM210-Schwingung liegt unterhalb, die der unerwünschten TM310-Schwingung oberhalb der Resonanzfrequenz der TM010-Schwingung. Durch Vergrößerung des Radienverhältnisses ri/ra von ca. 0,1 auf Werte von ca. 0,4 , läßt sich der Abstand der Resonanzfrequenz der TM210-Schwingung zur Resonanzfrequenz der erwünschten Schwingung von ca. 10% auf ca. 25 % vergrößern, wobei sich jedoch der Abstand der Resonanzfrequenz der TM310-Schwingung von ca. 25 % auf nahezu 0 % verringert. Da, wie oben ausgeführt, bei der Realisierung eines gegebenen Werts des Koppelfaktors eine Vergrößerung des Koppellochs durch eine Vergrößerung des Abstands d kompensiert werden kann, erreicht man für Filter, deren Durchlaßbereich dicht an der oberen Grenze des Betriebsfrequenzbereichs liegt eine Störmodenfreiheit unterhalb des Durchlaßbereichs von bis zu ca. 22 %, wenn man relativ große Koppellöcher verwendet. Umgekehrt ist jedoch allein durch Veränderung des Koppellochradius die Erzielung eines ca. 22 % breiten störmodenfreien Frequenzbereichs oberhalb des Durchlaßbereichs von Filtern, deren Durchlaßbereich dicht an der unteren Grenze des Betriebsfrequenzbereichs liegt, nicht möglich. Dies liegt daran, daß eine Verringerung des Koppelochradius auf Werte unter ca. ri/ra = 0,12 so kleine Werte des Abstandes d (typischerweise < 0,2 mm) erfordern würde, daß in das so entstehende Koppelvolumen kein dielektrischer Einsatz mehr einbringbar wäre und/oder der Designwert der Kopplung gar nicht mehr realisierbar wäre. An dieser Stelle ist erfindungsgemäß erkannt worden, daß die Einführung eines kegelförmigen Stufenrings in dem der Vorderseite der Resonatoren gegenüberliegendem Teil des Gehäuses eine Verschiebung der Resonanzfrequenzen beider unerwünschter Schwingungstypen, also der TM210- und der TM310-Schwingung zu höheren Werten ermöglicht. Damit kann, insbesondere für Filter mit einem Durchlaßbereich dicht am unteren Rand des Berriebsfrequenzbereichs, trotz eines zur Erreichung typischer Werte des Koppelfaktors notwendigen Radienverhältnisses ri/ra > 0,12 ein störmodenfreier Bereich oberhalb des Durchlaßbereichs von ca. 22 % erzielt werden.
Um den Vorteil der beschriebenen Anordnung von Resonatorpaaren auch für 4-kreisige Filter mit quasielliptischem Verhalten zu erhalten, können diese vierkreisigen Filter aus zwei nebeneinander angeordneten Filterpaaren gebildet werden, wobei nebeneinander liegende Resonatoren durch zusätzliche Strukturen verkoppelt werden.
Zur Vermeidung einer Degradation der Leerlaufgüte durch Dissipationsverluste in den Koppelstrukturen zwischen jeweils dem ersten und letzten Resonator und den Anschlußleitungen sowie in den Koppelstrukturen für nebeneinander liegende Resonatoren können diese Strukturen ebenfalls unter Verwendung von Hochtemperatursupraleiter-Material realisiert werden. Hierzu wird erfindungsgemäß vorgeschlagen, die Anschlußleitungen als Mikrostreifenleitungen mit supraleitenden Leiterbahnen auszuführen, welche mit den Resonatoren entweder über eine kapazitive supraleitende Brücke oder eine supraleitende Struktur mit schlitzartigen Koppelkapazitäten oder galvanisch verkoppelt sind. Die Koppelstrukturen für nebeneinander liegende Resonatoren können ebenfalls über eine supraleitende kapazitive Brücke oder eine Anordnung mit Schlitzkapazitäten realisiert werden.
Nachstehend ist die Erfindung anhand von Zeichnungen dargestellt, welche jedoch nur Ausführungsbeispiele darstellen. Es zeigen
Fig.1
einen Querschnitt durch einen einzelnen supraleitenden Ringresonator mit normalleitendem Gehäuse;
Fig.2
die Stromflußlinien für den erwünschten TM 010-Schwingungstyp sowie die beiden unerwünschten Schwingungstypen TM 210 und TM 310;
Fig.3
die Resonanzfrequenzen f210 und f310 der unerwünschen Schwingungstypen relativ zur Resonanzfrequenz f010 des erwünschten Schwingungstyps in Abhängigkeit vom Radienverhältnis des Ringresonators;
Fig.4
die erfindungsgemäße Gestaltung des Resonatorgehäuses mit kegelförmigem Stufenring zur Beeinflussung der Resonanzfrequenzen der unerwünschten Schwingungstypen;
Fig.5
die Resonanzfrequenzen f210 und f310 der unerwünschen Schwingungstypen relativ zur Resonanzfrequenz f010 des erwünschten Schwingungstyps in Abhängigkeit vom Durchmesser des kegelförmigen Stufenrings;
Fig.6
den Querschnitt eines zweiltreisigen Bandpaßfilters bestehend aus 2 Ringresonatoren mit der erfindungsgemäßen mechanisch abstimmbaren Kopplung zwischen den beiden Resonatoren;
Fig.7
den prinzipiellen Aufbau eines vierkreisigen Bandpaßfilters mit quasielliptischer Frequenzcharakteristik aus 4 supraleitenden Ringresonatoren;
Fig.8
eine Möglichkeit zur Ankopplung der äußeren Resonatoren eines Bandpaßfilters an die Tore mit Hilfe von kapazitiven Brücken, gezeigt in Draufsicht und im Querschnitt;
Fig. 9
zwei zu Fig. 8 alternative Möglichkeiten zur Ankopplung der äußeren Resonatoren eines Bandpaßfilters an die Tore mit Hilfe von Schlitzkapazitäten (oben) und auf galvanischem Wege (unten);
Fig. 10
eine mögliche Gestaltung der Verkopplung zwischen zwei nebeneinader angeordneten Ringresonatoren über eine kapazitive Brücke;
Fig.11
eine zu Fig. 10 alternative Gestaltung der Verkopplung zwischen zwei nebeneinader angeordneten Ringresonatoren mit Hilfe von Schlitzkapazitäten;
Fig. 12
eine mögliche Gestaltung der Verkopplung zwischen zwei nebeneinander angeordneten Ringresonatoren mit 180 Grad Phasendrehung.
In Fig. 1 ist ein dem Stand der Technik (Patentanmeldung DE 44 36 295 A 1) entsprechender supraleitender Einzelresonator nebst Gehäuse dargestellt. Er besteht aus einem einkristallinen Substrat 1, z. B. aus Lanthanaluminat oder Saphir, auf das beidseitig supraleitende Leiterstrükturen z. B. aus dem Hochtemperatursupraleiter YBa2Cu3O7-δ aufgebracht sind. Die obere Leiterschicht 2 ist kreisförmig mit einem Radius ra strukturiert. Die untere Leiterschicht 3 hat zum Zwecke der Kopplung mit einem zweiten darunter angeordneten Resonator (hier noch nicht dargestellt) eine kreisförmige Aussparung ( Koppelloch") mit dem Radius ri. Zur elektromagnetischen Abschirmung des Resonators ist dieser mit einem Gehäusedeckel 4 versehen, der z. B. die in Fig. 1 gezeigte zylinderförmige Form haben kann und aus normalleitendem Material wie z. B. Kupfer etc. bestehen kann.
Gemäß der Patentanmeldung DE 44 36 295 A 1 wird der TM 010 -Schwingungstyp des Ringresonators zur Realisierung von Bandpaßfiltern eingesetzt. Bei diesem Schwingungstyp verlaufen entsprechend Fig. 2 (oben) alle Stromflußlinien in radialer Richtung. Da somit keine kantenparallelen Stromflußlinien existieren, kommt es auch nicht zu einer durch Stromverdrängungseffekte hervorgerufenen Stromdichteüberhöhung an den Kanten. Vergleicht man einen solchen kantenstromfreien supraleitenden Resonator mit einem kantenstrombehafteten Resonator etwa gleichen Volumens, so ergibt sich, daß man durch den Wegfall der Kantenströme eine etwa um den Faktor 100 höhere elektromagnetische Feldenergie ohne Degradation der supraleitenden Eigenschaften speichern kann.
Neben dem erwünschten TM 010- Schwingungstyp mit der u. a. von den beiden Radien ra und ri abhängigen Resonanzfrequenz f010 existieren auf dem Ringresonator weitere Schwingungstypen mit einer Stromflußlinien-Verteilung, die sich von der des erwünschten Schwingungstyps unterscheidet. Auch die Resonanzfrequenzen der unerwünschten Schwingungstypen sind von der Resonanzfrequenz des erwünschten TM010-Schwingungstyps verschieden. Für den störungsfreien Betrieb einer Filterbank, z. B. der Filterbank eines Ausgangsmultiplexers ist es notwendig, daß entweder die Resonanzfrequenzen aller unerwünschten Schwingungstypen außerhalb des Betriebsfrequenzbereichs liegen oder daß wenigstens sichergestellt ist, daß diese Schwingungstypen nicht angeregt werden. Da die Unterdrückung der Anregung kaum praktikabel ist, müssen alle Resonanzfrequenzen unerwünschter Schwingungstypen außerhalb des Betriebsfrequenzbereichs liegen. Im Fall des Ringresonators mit ri/ra < 0,4 ist der Schwingungstyp mit der gegenüber der TM010-Schwingung nächstniediigen Resonanzfrequenz die TM210-Schwingung und mit der nächsthöheren Resonanzfrequenz die TM310-Schwingung. Fig. 2 zeigt im unteren Teil die Stromflußlinien-Verteilung dieser Schwingungen.
Die hier beschriebene Erfindung beinhaltet eine Lösung, welche es erlaubt, durch eine weiter unten näher erläuterte Gestaltung der Resonator- und Gehäuseform, die Resonanzfrequenzen der TM210 und der TM310-Schwingungen relativ zur Frequenz der erwünschten Schwingung in weiten Grenzen zu variieren, so daß in einer Filterbank mit Filtern verschiedener Durchlaßfrequenzbereiche in einem Betriebsfrequenzbereich bis typischerweise 22 % Bandbreite in keinem der Filter eine unerwünschte Resonanz auftritt.
Ausgangspunkt der zu beschreibenden Lösung ist die in Fig.3 gezeigte Abhängigkeit der Resonanzfrequenzen vom Radienverhältnis. Man erkennt, daß bei kleinen Koppellöchern (ri/ra klein") die Resonanzfrequenz der TM310-Schwingung ca. 25 % oberhalb, dagegen die Resonanzfrequenz der TM210 nur etwa 12 % unterhalb der Resonanzfrequenz der erwünschten Schwingung liegt. Bei Vergrößerung des Koppellochs nähert sich die Resonanzfrequenz der TM310-Schwingung immer mehr derjenigen der erwünschten Schwingung, während die Resonanzfrequenz der TM210-Schwingung kleiner wird und sich bis zu ca. 26 % entfernt. Könnte man also das Verhältnis der Radien ohne Rücksicht auf andere Forderungen zwischen sehr kleinen Werten von ca. 0,05 bis zu etwa 0,4 variieren, so ließe sich ein Multiplexer mit einer Bandbreite von ca. 22 % realisieren, in dem man für die Filter im unteren Frequenzbereich Resonatoren mit einem sehr kleinen und für Filter im oberen Frequenzbereich solche mit relativ großem Koppelloch einsetzt. Da die Koppellöcher jedoch zur Erzielung ausreichender Kopplung zu den Nachbarresonatoren nicht beliebig klein gewählt werden können, ist diese Möglichkeit zur relativen Verschiebung der Resonanzfrequenzen allein nicht ausreichend.
Gemäß Anspruch 1 der Erfindung wird das oben beschriebene Problem durch die in Fig. 4 gezeigte besondere Formgebung des Gehäuses gelöst. In einer Abänderung der in Fig. 1 gezeigten Struktur wird der Gehäusedeckel 1 mit einem kegelförmigen Stufenring 2 mit dem Innenradius rG versehen. Wie im unteren Teil von Fig. 4 dargestellt wird, werden von den kantenparallelen Randströmen der unerwünschten TM210- und TM310 im kantennahen kegelförmigen Teil der Wand entgegegengesetzt gerichtete Ströme induziert, welche auf die Stromlinienverteilung dieser Schwingungstypen derartig zurückwirken, daß die Stromlinien in Richtung auf das Innere der Resonatoren verschoben werden. Damit wird der effektive Durchmesser des Rings für die TM210- und TM310-Schwingung kleiner und damit die Resonanzfrequenz dieser Schwingungen höher. Fig. 5 zeigt, wie die Resonanzfrequenzen der unerwünschten Schwingungen durch Vergrößerung des kegelförmigen Stufenrings , d. h. Vergrößerung des Maßes rG0-rG zu höheren Werten hin verschoben werden können. Kombiniert man die Möglichkeit dieser Resonanzfrequenzverschiebung durch den kegelförmigen Stufenring mit der oben beschrieben: Möglichkeit der Resonanzfrequezverschiebung durch Wahl des Verhältnisses in gewissen Grenzen (ri|ra )min <ri|ra <(ri|ra )max , so lassen sich Multiplexer mit einer Bandbreite von typischerweise bis zu 22 % realisieren. Da in der normalleitenden kegelförmigen Wand des Gehäuses im wesentlichen nur bei Anregung der Störmoden Ströme induziert werden, erhält man keine wesentliche Degradation der Leerlaufgüte des erwünschten Schwingungstyps.
Ein Bandpaßfilter kann aus mehreren miteinander elektromagnetisch gekoppelten Ringresonatoren aufgebaut werden. Fig. 6 zeigt die erfindungsgemäße Verkopplung zweier übereinander angeordneter Resonatoren. Hierbei werden die zwei supraleitenden Ringresonatoren derart in ein Gehäuse eingefügt, daß sich die beiden Koppellöcher in einem bestimmten Abstand d > 0 gegenüberstehen. Somit entsteht eine Struktur, in der folgende Bereiche unterschieden werden können:
  • ( a) die eigentlichen Resonatorbereiche, welche sich im Substratmaterial befinden und durch die supraleitenden Leiterflächen begrenzt werden. In diesen Volumenbereichen wird der bei weitem größte Anteil der elektromagnetischen Feldenergie gespeichert.
  • ( b) die beiden Vakuumbereiche zwischen den planaren Resonatoren und den normalleitenden Gehäusedeckeln. In diesen Bereichen befinden sich elektromagnetische Streufelder der Resonatoren.
  • ( c) den Koppelbereich" zwischen den beiden Ringresonatoren. In diesem Bereich befinden sich ebenfalls elektromagnetische Streufelder der Ringresonatoren. Über diese Streufelder kommt es zu einer Verkopplung der beiden Resonatoren.
    • Aus den jeweiligen Spezifikationen für das Bandpaßfilter folgen die notwendigen Resonanzfrequenzen der Ringresonatoren sowie der notwendige Wert für den Koppelfaktor" zwischen den Resonatoren. Die wesentlichen Parameter der Struktur sind die beiden Radien ri und ra der Ringresonatoren, der Abstand zwischen den Resonatoren sowie die Abmessung des kegelförmigen Stufenrings in den Gehäusedeckeln. Diese Parameter lassen sich aus den gewünschten Resonanzfrequenzen und dem gewünschten Koppelfaktor sowie aus der Forderung nach genügendem Abstand der Resonanzfrequenzen der unerwünschten Schwingungen von der Resonanzfrequenz der erwünschten Schwingung bestimmen. Ungeachtet dieser Vordimensionierung der Filterstruktur besteht im allgemeinen die Notwendigkeit, die endgültige Feinabstimmung auf mechanischem Wege vorzunehmen. Ein großer Vorteil der in Fig. 6 gezeigten Struktur besteht nun darin, daß man man die Resonanzfrequenzen der beiden Einzelresonatoren sowie den Koppelfaktor nahezu unabhängig voneinander trimmen kann.
    Der Koppelfaktor zwischen den Resonatoren läßt sich z. B. dadurch verändern, daß man in den Koppelbereich 1 zwischen den Resonatoren von der Seite einen dielektrischen Einsatz 3 einführt. Durch Veränderung der Position dieses dielektrischen Einsatzes relativ zur Position der Koppellöcher läßt sich der Koppelfaktor verändern. Je kleiner der Abstand des Zentrums des dielektrischen Einsatzes zum Zentrum des Koppellochs ist, desto größer wird der Koppelfaktor.
    Die Resonanzfrequenzen der beiden Ringresonatoren lassen sich unabhängig voneinander dadurch beeinflussen, indem man in den Bereich zwischen Resonator und Deckel eine Abstimmschraube, vorzugsweise eine dielektrische Abstimmschraube mit geringen Verlusten mit unterschiedlicher Eintauchtiefe einführt.
    Bandpässe, die z. B. in Ausgangsmultiplexern von Nachrichtensatelliten eingesetzt werden, sind typischerweise aus 4 bis 5 gekoppelten Resonatoren aufgebaut. Fig. 7 zeigt auf schematischem Wege den möglichen Aufbau eines 4-kreisigen Bandpasses (4 Resonatoren). Dieser 4-kreisige Bandpaß entsteht dadurch, daß 2 Resonatorpaare entprechend Fig. 6 nebeneinander angeordnet werden. In Fig. 7 sind einfachheitshalber Details der Gehäuseform nicht dargestellt. Das Eingangstor in" ist über die Koppelstruktur 1 mit dem Ringresonator A gekoppelt. Ringresonator B ist mit Resonator A über die beiden Koppellöcher und das Koppelvolumen 2 gekoppelt. Einzelheiten dieser Kopplung zwischen A und B sind Fig. 6 zu entnehmen. Kopplung von Resonator B zu Resonator C erfolgt z. B. über eine kapazitive Querkopplungen" 3. Die Kopplung zwischen Resonator C und D entspricht derjenigen zwischen A und B. Resonator D ist über die Koppelstruktur 5 mit dem Ausgangstor out" verbunden. Zur Erzielung eines quasielliptischen Frequenzgangs des Filters werden auch die Resonatoren A und B verkoppelt, vorzugsweise über eine induktive Kopplung 6. Im unteren Teil von Fig. 7 ist ein Ersatzschaltbild für einen derartigen Bandpaß gezeigt, wobei die Numerierung der Ersatzschaltbild-Elemente mit der Bezeichnung der einzelnen Funktionseinheiten im oberen Teil von Fig. 7 übereinstimmt.
    Fig. 8 zeigt beispielhaft eine mögliche Gestaltung der Koppelstrukturen 1 und 5 aus Fig. 7. Diese Koppelstrukturen übernehmen die Verbindung zwischen den Toren und dem ersten bzw. letzten Resonator der Bandpaßstruktur. In der in Fig. 8 beispielhaft gezeigten Ausgestaltung dieser Koppelstrukturen befindet sich neben dem Ringresonator 1 eine Mikrostreifenleitung 2. Die Substrate des Ringresonators und der Mikrostreifenleitung können in lateraler Richtung aneinander stoßen, oder zwischen den beiden Substraten kann, wie in Fig. 8 gezeigt, eine Lücke" der Breite a existieren. Zur Erzielung einer ausreichenden Kopplung zwischen der Mikrostreifenleitung und dem Ringresonator dient die in Fig. 8 gezeigte kapazitive Brücke". Sie besteht aus einer Leiterbahn 4 auf einem Substrat 3. Das Substrat kann über ein Gehäuseteil 5 gehalten werden. Die Leiterbahn 4 auf der kapazitiven Brücke kann wie in Fig. 8 gezeigt aus einem homogenen Leiterbahnstück und einem sich aufweitenden Stück bestehen, die Leiterbahn kann jedoch auch auf der vollen Länge homogen sein. Die Stärke der Kopplung kann durch Variation des Abstandes b zwischen der Leiterbahn 4 der kapazitiven Brücke und den Leiterbahnen des Ringresonators 1 verändert werden oder durch Variation des Abstandes a zwischen dem Substrat des Ringresonators und dem Substrat der Mikrostreilenleitung. Es ist vorteilhaft zur Vermeidung einer Degradation der Leerlaufgüte des Resonators durch Verluste in der Koppelstruktur neben der Leiterbahn des Ringresonators 1 auch die Leiterbahn 4 der kapazitiven Brücke und die Leiterbahn der Mikrostreifenleitung aus Hochtemperatur-Supraleiter-Material herzustellen.
    Alternativ zu Fig. 8 kann die Koppelstruktrur wie in Fig. 9 gezeigt auch auf dem gleichen Substrat wie der Ringresonator realisiert werden. Oberer und unterer Teil von Fig. 9 zeigen zwei mögliche Ausführungsformen einer solchen Koppelstruktur.
    Im oberen Teil ist das Ende der Mikrostreifenleitung zu einer Flosse" 3 aufgeweitet, so daß eine Schlitzkapazität 4 zwischen Flosse und dem Rand des Ringresonators entsteht. Die Dimensionen des Schlitzes werden so gewählt, daß der Koppelfaktor dem zu den jeweiligen Filterspezifikationen gehörenden Wert entspricht. Nachträgliche Veränderungen ( Trimmung") des Werts des Koppelfaktors können mit einer in Fig. 9 oben gezeigten dielektrischen Schraube 5 vorgenommen werden.
    Alternativ zu der im oberen Teil von Fig. 9 gezeigten Ausführung der Koppelstruktur kann der Streifenleiter 2 der Mikrostreifenteitung in der im unteren Teil von Fig. 9 gezeigten Weise mit dem Rand des Ringresonators 1 galvanisch verbunden werden. Eine nachträgliche Veränderung ( Trimmung") des Koppelfaktors kann durch Verschiebung eines in der Nähe der Verbindung zwischen Streifenleiter und Resonatorrand angebrachten dielektrischen Stempels" 3 geschehen.
    Wie in Fig. 7 gezeigt ist, benötigt man bei nebeneinander angeordneten Resonatoren eine kapazitive Querkopplung (3 in Fig. 7). Diese kann, wie in Fig. 10 gezeigt wird, als kapazitive Brücke zwischen den beiden Resonatoren ausgeführt werden.
    Alternativ zu der in Fig. 10 gezeigten kapazitiven Brücke zwischen 2 nebeneinander angeordneten Resonatoren läßt sich im Fall eines gemeinsamen Substrats eine Anordnung gemäß Fig. 11 verwenden, bei der die Koppelstruktur zwischen den beiden Ringresonatoren 1 und 2 aus einem Leitungssegment 3 und zwei Schlitzkapazitäten 4 besteht. Trimmung der Kopplung wird über Abstimmschrauben 5 ermöglicht.
    Wie in Fig. 7 gezeigt ist benötigt man zur Realisierung eines quasielliptischen Frequenzgangs (Dämpfungspole bei endlichen Frequenzen) eines Bandpasses eine induktive Überkopplung zwischen Resonator A und Resonator D (6 in Fig. 7). Fig. 12 zeigt eine mögliche Ausführungsform einer solchen induktiven Überkopplung. Hierbei wird die gegenüber der kapazitiven Kopplung notwendige 1800-Phasendrehung durch ein mäanderförmiges Leitungsstück geeigneter Länge auf einer kapazitiven Brücke realisiert.

    Claims (14)

    1. Planarer Ringresonator mit Leiterbahnen aus supraleitfähigem Material, insbesondere einem Hochtemperatursupraleiter, welcher in einem randstromfreien TM010-Schwingungstyp betrieben wird, mit einem Gehäuse, dadurch gekennzeichnet, daß das Gehäuse so ausgebildet ist, daß die Innenwand des Gehäuses vom Rand der Leiterbahnen einen geringeren Abstand aufweist als von der Mitte der Leiterbahnen.
    2. Planarer Ringresonator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß Abstimmelemente vorgesehen sind, die an der Innenwand des Gehäuses verschiebbar befestigt sind, daß Mittel vorgesehen sind, die Abstimmelemente an die Leiterbahnen anzunähern.
    3. Bandpaßfilter aus planaren Ringresonatoren mit Leiterbahnen aus hochtemperatursupraleitfähigem Material, welche in einem randstromfreien TM010-Schwingungstyp betrieben werden und teilweise übereinander und teilweise nebeneinander angeordnet werden, dadurch gekennzeichnet, daß Resonatoren in einer Struktur gemäß Fig. 6 so übereinander angeordnet werden und die Gehäusedeckel so gestaltet werden, daß Resonanzfrequenzen der Einzelresonatoren und Koppelfaktor zwischen den Resonatoren unabhängig voneinander verstimmbar (
      Figure 00150001
      trimmbar") werden und daß durch Wahl der Radienverhältnisse ra/ri der Ringresonatoren und des Radius rG des kegelförmigen Stufenrings im Gehäuse die Resonanzfrequenzen der unerwünschten Schwingungstypen relativ zur Resonanzfrequenz des erwünschten Schwingungstyps bis ca. 22 % verschoben werden können.
    4. Bandpaßfilter nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß übereinander angeordnete Ringresonatoren entsprechend Fig. 6 auf den einander zugewandten Seiten eine durchgehende Leiterbahn mit kreisförmigem zentrischen Koppelloch vom Radius ri aufweisen und auf der abgewandten Seite kreisscheibenförmige Leiterbahnen mit Radius ra, so daß zwischen den Resonatoren ein mit Streufeld erfülltes Koppelvolumen entsteht und der Koppelfaktor sowohl durch den Radius ri des Koppellochs als auch durch den Abstand zwischen den Rückseiten der beiden Resonatoren bestimmt wird.
    5. Bandpaßfilter nach einem oder mehreren der Ansprüche 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß durch Einbringen eines dielektrischen Einsatzes in das Koppelvolumen und Veränderung der Position dieses dielektrischen Einsatzes relativ zur Position der Koppellöcher der Koppelfaktor trimmbar ist.
    6. Bandpaßfilter nach einem oder mehreren der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß das normalleitende Gehäuse so gestaltet wird, daß den kreisförmigen Leiterbahnen der Resonatoren kegelförmige Stufenringe gegenüberstehen (Fig. 4) mit deren Hilfe die Resonanzfrequenzen der erwünschten TM210- und TM310-Schwingungstypen relativ zur Resonanzfrequenz des erwünschten TM010-Schwingungstyps erhöht werden können (Fig. 5) und somit durch Wahl des Radienverhältnisses am Ringresonator zusammen mit dem Radius rG des Stufenrings die Resonanzfrequenzen der unerwünschten Schwingungstypen in einen Bereich außerhalb des Betriebsfrequenzbereichs verschoben werden können.
    7. Bandpaßfilter nach einem oder mehreren der Ansprüche 3 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß durch Einbringen von dielektrischen Abstimmschrauben (5 in Fig. 6) in den Volumenbereich oberhalb der kreisförmigen Leiterbahnen der Ringresonatoren deren Resonanzfrequenzen weitgehend unabhängig von deren Verkopplung abstimmbar sind.
    8. Bandpaßfilter nach einem oder mehreren der Ansprüche 3 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß zur Realisierung einer vierkreisigen Version entsprechend Fig. 7 zwei Resonatorpaare entsprechend Fig. 6 nebeneinander angeordnet werden und die Resonatoren B und C kapazitiv und die Resonatoren A und D induktiv gekoppelt werden.
    9. Bandpaßfilter nach einem oder mehreren der Ansprüche 3 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß zur Vermeidung einer Degradation der Leerlaufgute die Anschlußleitung ( Tor") als supraleitende Mikrostreifenleitung ausgeführt wird und mit dem Ringresonator über eine kapazitive Brücke gemäß Fig. 7 verkoppelt wird.
    10. Bandpaßfilter nach einem oder mehreren der Ansprüche 3 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß zur Vermeidung der Degradation der Leerlaufgüte die Anschlußleitung ( Tor") als supraleitende Mikrostreifenleitung auf dem gleichen Substrat wie der Resonator ausgeführt wird und mit dem Ringresonator über Schlitzkapazitäten gemäß dem oberen Teil von Fig. 9 verkoppelt wird.
    11. Bandpaßfilter nach einem oder mehreren der Ansprüche 3 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß zur Vermeidung einer De gradation der Leerlaufgüte die Anschlußleitung ( Tor") als supraleitende Mikrostreifenleitung auf dem gleichen Substrat wie der Resonator ausgeführt wird und mit dem Ringresonator über eine galvanische Verbindung gemäß dem unteren Teil von Fig. 9 verkoppelt wird.
    12. Bandpaßfilter nach einem oder mehreren der Ansprüche 3 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Querkopplung (3) in der Anordnung nach Fig. 7 entsprechend Fig. 10 als kapazitive Brücke mit supraleitender Leiterbahn ausgeführt wird.
    13. Bandpaßfilter nach einem oder mehreren der Ansprüche 3 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Querkopplung (3) in der Anordnung nach Fig. 7 entsprechend Fig. 11 über Koppelschlitze ausgeführt wird.
    14. Bandpaßfilter nach einem oder mehreren der Ansprüche 3 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Querkopplung (6) in der Anordnung nach Fig. 7 entsprechend Fig. 12 als kapazitive Brücke mit einer mäanderförmigen Umwegleitung ausgeführt wird.
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    CHALOUPKA H ET AL: "SUPERCONDUCTING PLANAR DISK RESONATORS AND FILTERS WITH HIGH POWER HANDLING CAPABILITY" ELECTRONICS LETTERS, Bd. 32, Nr. 18, 29. August 1996 (1996-08-29), Seiten 1735-1737, XP000637862 ISSN: 0013-5194 *

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