EP0165144B1 - Système de chronométrie électronique de haute résolution - Google Patents

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EP0165144B1
EP0165144B1 EP85400976A EP85400976A EP0165144B1 EP 0165144 B1 EP0165144 B1 EP 0165144B1 EP 85400976 A EP85400976 A EP 85400976A EP 85400976 A EP85400976 A EP 85400976A EP 0165144 B1 EP0165144 B1 EP 0165144B1
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EP
European Patent Office
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duration
values
clock
instant
parameter
Prior art date
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Expired
Application number
EP85400976A
Other languages
German (de)
English (en)
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EP0165144A1 (fr
Inventor
Gilbert Charles
Assad Assadoullah
Jean-Marie Bernet
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Thales SA
Original Assignee
Thomson CSF SA
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Filing date
Publication date
Application filed by Thomson CSF SA filed Critical Thomson CSF SA
Publication of EP0165144A1 publication Critical patent/EP0165144A1/fr
Application granted granted Critical
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Expired legal-status Critical Current

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Classifications

    • G—PHYSICS
    • G04—HOROLOGY
    • G04F—TIME-INTERVAL MEASURING
    • G04F10/00—Apparatus for measuring unknown time intervals by electric means
    • G04F10/10—Apparatus for measuring unknown time intervals by electric means by measuring electric or magnetic quantities changing in proportion to time

Definitions

  • the present invention relates to an electronic chronometry system including the time measurement method and the corresponding chronometer apparatus.
  • the invention is addressed, in this technical field, to measurement systems having a high resolution, better than 100 picoseconds.
  • Electronic chronometers for non-repetitive phenomena which measure the time interval between a start pulse and a stop pulse, very often proceed by counting the periods of a clock with a well-known frequency.
  • this time base circuit is formed using a quartz oscillator of high stability compensated in temperature.
  • the time T to be measured is then equal to N ⁇ T at ⁇ ⁇ / 2 meadows, T being the clock period, N being the number present in the counter which is started by the start pulse and stopped by the pulse stop.
  • the stop pulse causes this linear variation to block.
  • the quantification of time can be done in several possible ways.
  • One of the most used is the multiplication of time t by a factor K, the time Kt being measured by the method already mentioned of clock counting.
  • the starting pulse causes the start of a voltage in the form of a ramp V (t) which is stopped, after a time T1, by the first clock pulse which follows.
  • the phase between the starting pulse and the clock being a priori arbitrary, the time T1 will be between 0 and ⁇ .
  • the voltage V (T1) is then converted into the form of an expanded time as indicated above and is digitized (time expansion and analog-digital conversion).
  • the stop pulse in turn causes a ramp to start; like the start pulse, it is stopped by the first clock pulse which follows after a time T2.
  • the stop pulse only blocks the main counter after taking this same clock pulse into account.
  • the counter indicates N.
  • the measured time is then given by: ⁇ being the clock period, T1 * and T2 * then being the quantized values of T1 and T2.
  • the quantum is equal to ⁇ / K.
  • the ramp stops are produced on the second pulse following (or on the second edge of given direction, said active edge, by a clock signal formed by pulses of a certain width). Verniers work in a time domain between ⁇ and 2 ⁇ . The principle of measurement remains unchanged.
  • documents EP-A-0 092 676 and FR-A-2 437 648 disclose high-precision electronic chronometry systems comprising fine counting means, coarse counting means and means for compensating the measured.
  • An object of the invention is to overcome the above limitations by using a method which makes it possible to compensate for the defects resulting from the non-linearity of the ramp and, in so doing, to correct the measurement; the resolution reached is less than 50 picoseconds.
  • an electronic chronometry system using, for measuring a duration T between a start instant t1 and a stop instant t2, fine counting means of the vernier ramp type with time expansion to measure the duration T1 between the instant t1 and a subsequent edge of a clock signal and the duration T2 between the instant t2 and a subsequent edge of the clock, and large counting means for counting the number N of clock periods of duration between said edges.
  • the system is characterized in that it further comprises means for compensating for errors of non-linearity of the ramp in order to determine, in magnitude and in sign, whatever the duration T to be measured, the corrective term to be applied for obtaining the corrected measurement, said corrective term being determined during a calibration cycle as a function of the parameters T1 and (T1-T2) measured;
  • these compensation means include a management and calculation processor circuit and a programmable delay generator circuit for producing local signals at variable start and stop times to vary the parameters T1 and possibly T1-T2 so as to traverse a clock period, these compensation means producing a local starting signal whose phase with respect to the reference clock signal is random.
  • the main means constituting the system appear on the functional diagram of FIG. 1. They already include, according to the aforementioned prior art, a time base circuit called clock 1 to produce a clock signal SH, a main counter circuit 2 for perform the rough measurement, and ramp circuits 3 and 4 to perform the fine measurement.
  • a time base circuit called clock 1 to produce a clock signal SH
  • main counter circuit 2 for perform the rough measurement
  • ramp circuits 3 and 4 to perform the fine measurement.
  • FIG. 2 shows the corresponding essential signals: a clock signal SH of determined stable period ⁇ , the pulses S1 and S2 which represent the start and stop times of the duration T to be measured, and the ramps SR1 and SR2 of duration T1 and T2 respectively.
  • the duration T is given by N ⁇ + (T1-T2), N being the large counting and Tt and T2 the fine values obtained with temporal expansion.
  • the falling edge of the clock SH is the active edge.
  • the values N, T1 and T2 obtained are transmitted in digital form to a management and calculation processor 5 which may consist of a microprocessor with associated read and write memories and interface circuits.
  • Circuit 5 calculates the time phase AT of duration T with respect to the clock signal, this phase being constituted by the value (T1-T2) representing the fine measurement which exceeds the integer number N of clock periods.
  • the other circuits shown are constituted by a programmable delay generator 6 and a communication circuit 7 and are used to perform the calibration.
  • the processor circuit 5 controls the generator 6 to produce local signals S10 and S20, and the switch 7 to transmit these signals to the verniers 3 and 4 in place of the actual measurement signals S1 and S2.
  • the programming of circuit 5 is made to control at least one series of measurements with a constant delay (t2-t1) between signals S10 and S20 and by varying the start time each time, that is to say the time phase of S10, with respect to the clock SH.
  • the constant delay is produced by the circuit 6 by means, for example, of an assembly of temperature compensated delay lines.
  • a complete calibration cycle will include several series of measurements so as to also cover the delay variation range by modifying its value from one series of measurements to the next.
  • Figure 4 is a diagram corresponding to the previous one but transposed to the time T m measured by the vernier as a function of the real time T ⁇ .
  • the difference in charge dV variable as a function of the operating point and therefore of the parameter T1 which corresponds to the time phase of time t 1 is replaced there by the time difference on the measurement of T1, (and of T2 for the other vernier).
  • the shape of the variation in Tm is similar to that of the ramp.
  • a series of measurements is produced with (t 2 ⁇ t 1 ) equal to a constant value of R by varying the phase t, to traverse the range 0- ⁇ in a uniform manner.
  • the number of samples per slice is equal, or substantially, and the average value Tmj of these samples is determined which will characterize this slice.
  • a distribution of P average values Tm1 to TmP is thus obtained for the P slices Tr1 to TrP as shown in FIG. 6, each of them distant from the theoretical linear response value by a quantity dt, with corresponding dtp equal to the average value of the dt deviations for the tranche in question.
  • L be the number of measurement series; we denote by R1, R2, ... R k , ... R L the L values of R used.
  • R1, R2, ... R k the L values of R used.
  • the delay generator 6 can be equipped with delay devices connected in series to give the successive steps ⁇ / L.
  • the table in figure 9 shows the values finally memorized in the random access memories of the processor 5.
  • T1m measured by the starting vernier 3 indicates the section j to be assigned, to which now corresponds either 1 but L values dm 1d to dm Lj as a function of the phase ⁇ T of the time T to be measured.
  • the corresponding calculated value T 1m ⁇ T 2m defines the channel k to be affected and it is therefore possible to extract the corrective term dm kj to apply for the measurement and obtain the corrected quantity which corresponds very substantially to the real quantity of T.
  • the range 0 ⁇ ⁇ will be covered by a maximum of 400 distinct values of T1 and therefore of the variable phase t.
  • the range 0- T divided into 20 slices of 500 ps, i.e. distinct values measurable by slice we can decide to carry out, for example, 800 measurements per channel (series of measurements at constant R) to produce with a distribution substantially uniform 40 values per range, giving a 2/1 probability of producing the different measurable values.
  • the complete calibration cycle will include 8000 measurements for the case considered.
  • these measurements are preferably triggered randomly in order to regularly cover the range of variation and reveal an almost continuous spectrum of the variation of T lm as a function of T1.
  • the number of slices will be quantitatively determined, depending on whether one is able to carry out a greater or lesser number of measurements and as a function of the fineness of the correction to which one wishes to achieve.
  • Random triggering of the measurement can be produced in various ways; one of them consists in producing at the microprocessor a second local clock of frequency different from that very stable SH delivered by the circuit 1, the frequencies being chosen in an irrational ratio, so that the phase presented by the front active of this local clock vis-à-vis that of reference SH is arbitrary, practically changing value each time.
  • This local clock thus gives successive T1 values varying randomly.
  • the processor circuit 5 will have to temporarily store the values T1 and T2 measured by the verniers before proceeding to a classification in ascending order of the values T1 measured to then determine the means T1 mj slice by slice. Care should be taken to ensure that the values T1 and T2 of the same measurement are followed during these operations so as to find in each slice ( Figure 7) the values (T1 T2), called ⁇ R m , measured and corresponding to the T1 m values of this section so that the determination of mean deviation dmj retains all its meaning.
  • the proposed chronometry apparatus puts into practice the process which has just been described using the processor circuit 5 programmed to perform the various calculations and to control during the calibration the switching of the switches 7 to connect the outputs S10 and S20 of the generator 6 on the vernier circuits in place of the inputs S1 and S2; it also controls the generator circuit 6 to produce the desired series of measurements.
  • Circuit 6 produces a start pulse S10 and a stop pulse S20 whose delay, relative to the start pulse, is low noise (that is to say practically without fluctuations) and is programmable over a space of time substantially equal to T.
  • the vernier circuit 3 comprises a threshold comparator 31 which produces reshaping of the input pulse S1 or S10; the following circuit 32 is a flip-flop whose state change will control through a gate circuit 33 and a diode 34 the linear charge of the capacitor 35.
  • the clock signal SH then controls, via the circuit 36 consisting of rocker circuits and via the gate circuit 37 followed by the diode 38, the discharge of the capacitor 35.
  • the circuits 39 and 40 represent amplifiers.
  • the start of the charge and the end of the discharge are determined respectively to obtain the desired expansion coefficient, for example 400 T1, thanks to the threshold comparator 41 at the output which causes the circuit 32 to return to the initial position.
  • the counter 42 measures the total duration of charge and discharge and this information, measured in number of clock periods SH is transferred to the processor 5 which calculates the corresponding duration T1.
  • the stop vernier 4 is similarly constructed to allow T2 to be calculated.
  • the processor circuit 5 is represented in a conventional structure with a microprocessor 51, input 52 and output interface circuits 53, read-only memories 54 and read-only memories 55 and the control buses C, of addressing A and of data D.
  • a microprocessor 51 input 52 and output interface circuits 53, read-only memories 54 and read-only memories 55 and the control buses C, of addressing A and of data D.
  • random access memories 55 an organization corresponding to that of FIG. 9 has been considered with L address lines according to the channel and P address columns according to the section, to store the different measurement differences dm kj .
  • processor 5 The programming of processor 5 is made to accomplish the various successive phases of the method which has been previously described. This technique responds to known, relatively simple measurements, which do not require the software to be reported here in more detail. The result of the measurement after correction is transmitted to an annex 10 operating unit.

Description

  • La présente invention concerne un système de chronométrie électronique englobant le procédé de mesure de temps et l'appareil chronomètre correspondant. L'invention s'adresse, dans ce domaine technique, aux systèmes de mesure présentant une résolution importante, meilleure que 100 picosecondes.
  • Les chronomètres électroniques pour phénomènes non répétitifs, qui mesurent l'intervalle de temps entre une impulsion de départ et une impulsion d'arrêt, procèdent très souvent par comptage de périodes d'une horloge à fréquence bien connue. En général, ce circuit de base de temps est constitué à l'aide d'un oscillateur à quartz de haute stabilité compensé en température. Le temps T à mesurer est alors égal à N· T à ±τ/2 prés, T étant la période d'horloge, N étant le nombre présent dans le compteur qui est déclenché par l'impulsion de départ et arrêté par l'impulsion d'arrêt.
  • Lorsque l'on veut une résolution de mesure de l'ordre de quelques centaines de picosecondes, ou moins, la résolution temporelle des compteurs électroniques n'est plus suffisante, et l'on utilise généralement la technique de la conversion temps-amplitude. L'impulsion de départ provoque le démarrage d'une dent de scie ou rampe qui s'exprime par une tension de la forme V = kT où k est une constante. L'impulsion d'arrêt provoque le blocage de cette variation linéaire.
  • La quantification du temps peut se faire de plusieurs manières possibles. L'une des plus usitées est la multiplication du temps t par un facteur K, le temps Kt étant mesuré par la méthode déjà évoquée du comptage d'horloge.
  • Pour obtenir ce coefficient de multiplication, la rampe est réalisée par la charge d'une capacité C par un courant constant 1 (V = It/C, tension aux bornes de la capacité). Celle-ci est ensuite déchargée par un courant également constant et de la valeur i bien déterminée donné par i = 1/(K-1) ce qui donne une durée globale Kt pour la charge plus la décharge. On produit ainsi une expansion par K du temps de charge pour la mesure, la résolution étant égale alors à T/K.
  • Il est certain que la précision relative du chro- nométre à rampe, pour des temps importants, est inférieure à celle des chronomètres à comptage. Aussi, lorsque l'on doit mesurer des temps longs avec une quantification de l'ordre de quelques centaines de picosecondes ou moins, procède-ton par association d'un comptage de périodes d'horloge, dit comptage principal, et de verniers à rampe. Cette technique est décrite notamment dans l'article de Ronald NUTT intitulé «Digital Time Intervalometer», paru dans The Review of Scientific Instruments volume 39, Number 9, de septembre 1968, pages 1342-1345. Le processus que l'on rappelle succintement est le suivant:
  • L'impulsion de départ provoque le démarrage d'une tension en forme de rampe V (t) qui est arrêtée, au bout d'un temps T1, par la première impulsion d'horloge qui suit.
  • La phase entre l'impulsion de départ et l'horloge étant a priori quelconque, le temps T1 sera compris entre 0 et τ.
  • La tension V (T1) est ensuite convertie sous la forme d'un temps dilaté comme indiqué précédemment et est numérisée (expansion de temps et conversion analogique-numérique).
  • L'impulsion d'arrêt provoque à son tour le démarrage d'une rampe; comme l'impulsion de départ, elle est arrêtée par la première impulsion d'horloge qui suit au bout d'un temps T2. L'impulsion d'arrêt ne bloque le compteur principal qu'après la prise en compte de cette même impulsion d'horloge. Le compteur indique N. Le temps mesuré est alors donné par:
    Figure imgb0001
    τ étant la pérode d'horloge, T1* et T2* étant alors les valeurs quantifiées de T1 et T2. Dans le cas du vernier à rampe avec expansion de temps et utilisation de l'horloge principale, le quantum est égal à τ/K.
  • Pour éviter des incertitudes résultant des coïncidences fortuites des instants départ et arrêt avec l'horloge, et éviter les cas d'ambiguïté correspondants, les arrêts de rampe sont produits sur la deuxième impulsion qui suit (ou sur le deuxième front de sens donné, dit front actif, par un signal d'horloge formé d'impulsions d'une certaine largeur). Les verniers travaillent ainsi dans un domaine de temps compris entre τ et 2τ. Le principe de la mesure demeure inchangé.
  • Lorsque l'on veut obtenir des résolutions temporelles très fines, le caractère de linéarité de la dent de scie, et de la numérisation associée, prend une grande importance et il n'est guère possible de descendre au-dessous d'une centaine de picosecondes.
  • Par ailleurs, on connaît par les documents EP-A-0 092 676 et FR-A-2 437 648 des systèmes de chronométrie électronique de haute précision comprenant des moyens de comptage fin, des moyens de comptage gros et des moyens de compensation de la mesure.
  • On connaît, en outre, du document Instruments and Experimental Techniques, vol. 24, no 1, pp. 78-83, 1981 de Denbnovetskii et al. un dispositif d'interpolation d'intervalle de temps utilisant un calculateur électronique.
  • Un but de l'invention est de s'affranchir des limitations ci-dessus en utilisant un procédé qui permet de compenser les défauts résultants de la non-linéarité de rampe et, ce faisant, de corriger la mesure; la résolution atteinte est inférieure à 50 picosecondes.
  • Suivant un objet de l'invention, ce but a pu être atteint en fondant le procédé sur les remarques suivantes:
    • - l'erreur de mesure due à la non-linéarité des rampes porte sur le terme (T1-T2) dans l'expression de T, correspondant à la mesure fine des verniers. Ce terme varie dans la plage 0 à τ d'une période d'horloge (au-delà, il constitue un incrément qui est pris en compte par le comptage gros) et représente la phase temporelle de la durée T par rapport à l'horloge. Pour une durée T donnée, la valeur de cette phase temporelle va varier en fonction de celle de l'instant de départ t1 étant donné, a priori, que l'écart de rampe varie d'un point de fonctionnement à un autre;
    • - en conséquence, si l'on fait varier durant un cycle d'étalonnage l'instant de départ t1 dans sa plage de variation égale à la période T d'horloge, tout en gardant constant l'intervalle de temps entre cet instant et celui d'arrêt t2, on peut produire une série de mesures entachées chacune de l'erreur de mesure liée à la phase de départ t1 (la précision de l'étalonnage est fonction du nombre de valeurs sélectionnées dans la plage considérée). On peut ainsi dresser un tableau donnant l'erreur de mesure en fonction du paramètre T1 mesuré par la rampe. Pour s'affranchir des variations liées au deuxième paramètre T2 dans l'expression (T1-T2), on effectuera de préférence plusieurs séries de mesures en faisant varier la durée T en sorte que sa phase parcourt également la plage 0-τ. En relevant ensuite les résultats de mesure en fonction de T1 et de (T1-T2) on peut ainsi dresser un tableau à deux entrées et corriger toute mesure de T du terme d'erreur qui lui correspond.
  • Conformément à la présente invention, il est proposé de réaliser un système de chronométrie électronique utilisant, pour mesurer une durée T entre un instant de départ t1 et un instant d'arrêt t2, des moyens de comptage fin du type vernier à rampe avec expansion temporelle pour mesurer la durée T1 entre l'instant t1 et un front ultérieur d'un signal d'horloge et la durée T2 entre l'instant t2 et un front ultérieur d'horloge, et des moyens de comptage gros pour compter le nombre N de périodes d'horloge de durée entre lesdits fronts. Le système est caractérisé en ce qu'il comporte, en outre, des moyens de compensation des erreurs de non-linéarité de rampe pour déterminer, en grandeur et en signe, quelle que soit la durée T à mesurer, le terme correctif à appliquer pour obtenir la mesure corrigée, ledit terme correctif étant déterminé au cours d'un cycle d'étalonnage en fonction des paramètres T1 et (T1-T2) mesurés; ces moyens de compensation comportent un circuit processeur de gestion et de calcul et un circuit générateur de retard programmable pour produire des signaux locaux à des instants de départ et d'arrêt variables pour faire varier les paramètres T1 et éventuellement T1-T2 de manière à parcourir une période d'horloge, ces moyens de compensation produisant un signal local de départ dont la phase par rapport au signal d'horloge de référence est aléatoire.
  • Les particularités et avantages de la présente invention apparaîtront dans la description qui suit; des exemples de réalisations et d'applications sont donnés à l'aide des figures annexées qui représentent:
    • - la figure 1, un diagramme général d'un système de chronométrie électronique conforme à l'invention;
    • - la figure 2, des formes d'ondes relatives au fonctionnement du système selon la figure 1;
    • - les figures 3 à 8 des courbes de variation illustrant le procédé mis en oeuvre pour compenser les erreurs de mesure résultant de la non-linéarité des circuits verniers à rampe;
    • - la figure 9, les relevés d'étalonnage effectués conformément à l'invention pour déterminer un tableau des valeurs de compensation; et
    • - la figure 10, un schéma d'un exemple de réalisation d'un système de chronométrie selon l'invention.
  • Les moyens principaux constituant le système apparaissent sur le diagramme fonctionnel de la figure 1. Ils comprennent déjà, selon la technique antérieure précitée, un circuit de base de temps dit horloge 1 pour produire un signal d'horloge SH, un circuit compteur principal 2 pour effectuer la mesure grossière, et des circuits verniers à rampe 3 et 4 pour effectuer la mesure fine.
  • La figure 2 montre les signaux essentiels correspondants: un signal d'horloge SH de période stable déterminés τ, les impulsions S1 et S2 qui représentent l'instant de départ et celui d'arrêt de la durée T à mesurer, et les rampes SR1 et SR2 de durée T1 et T2 respectivement. La durée T est donnée par Nτ+(T1-T2), N étant le comptage gros etTt et T2 les valeurs fines obtenues avec expansion temporelle. Dans l'exemple représenté, le front descendant de l'horloge SH est le front actif.
  • Conformément à l'invention, les valeurs N, T1 et T2 obtenues sont transmises sous forme numérique à un processeur de gestion et de calcul 5 qui peut consister en un microprocesseur avec des mémoires vives et mortes associées et des circuits d'interface. Le circuit 5 calcule la phase temporelle AT de la durée T par rapport au signal d'horloge, cette phase étant constituée par la valeur (T1-T2) représentant la mesure fine qui excède le nombre entier N de périodes d'horloge.
  • Les autres circuits représentés sont constitués par un générateur de retard programmable 6 et un circuit de communication 7 et sont utilisés pour faire l'étalonnage.
  • A cet effet, le circuit processeur 5 commande le générateur 6 pour produire des signaux locaux S10 et S20, et le commutateur 7 pour transmettre ces signaux vers les verniers 3 et 4 à la place des signaux S1 et S2 de mesure proprement dits. La programmation du circuit 5 est faite pour commander au moins une série de mesures avec un retard (t2-t1) constant entre les signaux S10 et S20 et en faisant varier à chaque fois l'instant de départ, c'est-à-dire la phase temporelle de S10, par rapport à l'horloge SH. Le retard constant, avec une très grande précision, est produit par le circuit 6 au moyen, par exemple, d'un montage de lignes à retard compensées en température. Un cycle d'étalonnage complet comportera plusieurs séries de mesures de manière à parcourir également la plage de variation du retard en modifiant sa valeur d'une série de mesures à la suivante.
  • Le procédé de mesure mis en oeuvre par ce montage va maintenant être mis en évidence à l'aide des figures 3 à 9. Sur la figure 3 on a voulu représenter l'écart de rampe par rapport à une variation linéaire idéale. A l'instant t1 +T1 où cesse la charge dans le circuit du vernier départ, ici considéré, on s'écarte de la valeur VM qui serait obtenue pour une réponse linéaire, d'une quantité dV positive dans le cas considéré VB = VM+dV. La valeur dV varie généralement d'un point à un autre, elle peut être positive ou négative (par exemple en N), la variation est d'autant plus faible que les points sont voisins. La courbe de réponse représentée est donnée à titre d'exemple.
  • La figure 4 est un diagramme correspondant au précédent mais transposé au temps Tm mesuré par le vernier en fonction du temps réel Tµ. L'écart de charge dV variable en fonction du point de fonctionnement et donc du paramètre T1 qui correspond à la phase temporelle de l'instant t1, s'y trouve remplacé par l'écart temporel sur la mesure de T1, (et de T2 pour l'autre vernier). Le temps mesuré est de la forme Tm = TR+dt ou dt à un signe correspondant à celui de dV et une amplitude proportionnelle à celle de dV. L'allure de la variation de Tm est semblable à celle de la rampe. On note que τ étant la plage de variation de T1 ( et de T2), l'écart dt s'annule pour TR = 0 et TR = T, points extrêmes ou Tm = TR. La courbe Tm se répète donc pour du temps à mesurer mo- dulo τ, c'est-à-dire de période τ.
  • Durant l'étalonnage on produit une série de mesures avec (t2 ―t1) égal à une valeur constante de R en faisant varier la phase t, pour parcourir la plage 0-τ de manière uniforme. On peut pour cela considérer un nombre déterminé et suffisant d'échantillons de valeurs régulièrement réparties dans la plage 0-τ. De préférence, on considère la plage 0-T découpée en P tranches, de largeur τ/P chacune et comportant chacune plusieurs échantillons comme représenté sur la figure 5 pour une tranche Trj d'ordre j quelconque. Le nombre d'échantillons par tranche est égal, ou sensiblement, et on détermine la valeur moyenne Tmj de ces échantillons qui caractérisera cette tranche. On obtient ainsi une répartition de P valeurs moyennes Tm1 à TmP pour les P tranches Tr1 à TrP comme représenté sur la figure 6, chacune d'elle distante de la valeur théorique de réponse linéaire d'une quantité dt, à dtp correspondante égale à la valeur moyenne des écarts dt pour la tranche en question.
  • Les valeurs moyennes Tm1 à Tmp précitées sont calculées pour le paramètre T1 mesuré. Pa- rallélement, pour chaque valeur T1m donnée par le vernier départ, le vernier arrêt fournit une valeur T2 mesurée, appelée similairement T2m. La valeur de comptage fin (T1m―T2m) correspond donc à la valeur théorique (T1-T2) entachée de l'erreur de mesure dm. En posant T1m=T1+dt1 et T2m= T2+dt2, l'erreur de mesure dm est égale à dt1-dt2. Compte tenu que la série de mesures d'étalonnage est faite à T = R constante, la relation: Tm = Nτ+(T1―T2)+dm = R+dm montre que: (T1-T2) est constant et égal à R―Nτ = AR (N étant le comptage gros pour la valeur R). Ainsi pour chaque mesure, le processeur 5 calcule la valeur (T1m T2m) = ARm = △R+dm et pour chaque tranche la valeur moyenne mj qui est égale à la valeur AR constante augmentée de la moyenne dmj de la tranche considérée (figure 7). Si l'on considère maintenant les P valeurs moyennes m calculées pour les P tranches, on peut considérer que la valeur moyenne ΔRm de celles-ci définie par:
    • (ΔRm1 +ΔRm2+ ... +ΔRmj+ ... +ΔRmP) x 1/P est égale, ou sensiblement à la valeur réelle ΔR (figure 8) compte tenu que les écarts dmj sont faibles, de signes les uns positifs, les autres négatifs, et d'amplitude variable de sorte que leur valeur moyenne est, sinon nulle, du moins très faible. La différence entre cette valeur moyenne globale Δ Rm calculée et chaque valeur moyenne ΔRmj de tranche représente ainsi l'écart moyen dmj de la tranche considérée.
  • On obtient donc, en examinant les résultats traduits par les figures 6 et 8 d'une part, P valeur moyenne Tmj du paramètre T1 couvrant la plage 0―τ en P tranches d'amplitude τ/P et d'autre part, P valeurs moyennes dmj donnant le terme correctif correspondant à appliquer à la mesure. En conséquence, pour une mesure d'un temps T la valeur Tm1 mesurée par le vernier départ, définit dans quelle tranche on se situe et un tableau mémorisé donnant dmj en fonction de Tmj permet d'extraire le terme correctif dmj à appliquer.
  • On se rend bien compte que cette seule série de mesures s'applique bien si la durée T à mesurer est égale ou proche de la valeur R d'étalonnage. Plus l'écart entre T à mesurer et R croît et plus les valeurs d'écart dm calculées risquent de ne plus correspondre aux vraies valeurs d'écarts à appliquer. Pour s'affranchir de ces limitations causées par la variation de t2―t1 et donc de la phase ΔT = T1-T2 de T dans la plage 0 à τ, on effectue plusieurs séries de mesures d'étalonnage identiques à celles précitées mais en changeant à chaque fois la valeur R pour couvrir la plage 0―τ et avoir ainsi le terme correctif dm, à appliquer, quelle que soit ΔT et donc la durée T à mesurer.
  • Soit L le nombre de séries de mesure; on désignera par R1, R2, ... Rk, ... RL les L valeurs de R utilisées. Pour avoir une répartition uniforme, on considérera la plage 0―τ divisée régulièrement en L tranches qu'on appelle «canaux» (pour les différencier des «tranches» relatives à T1, chacune de largeur τ/L, chaque valeur Rk étant telle que A Rk est au milieu de la tranche correspondante allant de (k-1)T/L à kT/L, c'est-à-dire △Rk = (k-1) τ/L+τ/ 2L sensiblement. Pour cela, le générateur de retard 6 peut être équipé de dispositifs de retard connecté en série pour donner les échelons τ/L successifs. Le tableau figure 9 montre les valeurs finalement mémorisées dans les mémoires vives du processeur 5.
  • On se rend bien compte que la valeur T1m mesurée par le vernier départ 3 indique la tranche j à affecter, à laquelle correspond maintenant non plus 1 mais L valeurs dm1j à dmLj en fonction de la phase ΔT du temps T à mesurer. La valeur calculée T1m―T2m correspondante définit le canal k à affecter et l'on peut dès lors extraire le terme correctif dm kj à appliquer pour la mesure et obtenir la grandeur corrigée qui correspond très sensiblement à la grandeur réelle de T.
  • A titre d'exemple d'ordre pratique, avec une horloge de période T = 10 ns et des verniers de coefficient d'expansion K = 400, le quantum de mesure fine est donné par τIK = 25 ps, constituant le temps minimal envisageable entre les échantillons lors du cycle d'étalonnage. Dans ces mêmes conditions, la plage 0―τ sera couverte par un maximum de 400 valeurs distinctes de T1 et donc de la phase t, variable. En considérant la plage 0-T divisée en 20 tranches de 500 ps, soit valeurs distinctes mesurables par tranche, on peut décider d'effectuer, par exemple, 800 mesures par canal (série de mesures à R constant) pour produire avec une répartition sensiblement uniforme 40 valeurs par tranche, soit une probabilité de 2/1 de produire les différentes valeurs mesurables. Avec 10 canaux espacés de 1 ns de l'un au suivant, le cycle complet d'étalonnage comportera 8000 mesures pour le cas envisagé. Pour obtenir la répartition uniforme des échantillons dans les tranches, on procède, de préférence à un déclenchement aléatoire de ces mesures afin de couvrir régulièrement la plage de variation et re- veler un spectre quasi continu de la variation de Tlm en fonction de T1. Naturellement, le nombre de tranches sera quantitativement déterminé, selon que l'on est à même de procéder à un plus ou moins grand nombre de mesures et en fonction de la finesse de la correction à laquelle on veut aboutir. Le déclenchement aléatoire de la mesure peut être produit de diverses façons; l'une d'elles, consiste à produire au niveau du microprocesseur une deuxième horloge locale de fréquence différente de celle SH très stable délivrée par le circuit 1, les fréquences étant choisies dans un rapport irrationnel, de sorte que la phase présentée par le front actif de cette horloge locale vis-à-vis de celle SH de référence est quelconque, changeant pratiquement de valeur à chaque fois. Cette horloge locale donne ainsi des valeurs T1 successives variant de façon aléatoire.
  • On notera dans le cas d'un déclenchement aléatoire que le circuit processeur 5 devra stocker provisoirement les valeurs T1 et T2 mesurées par les verniers avant de procéder à un classement par ordre croissant des valeurs T1 mesurées pour déterminer ensuite les moyennes T1 mj tranche par tranche. Il y aura lieu de veiller à bien faire suivre les valeurs T1 et T2 d'une même mesure au cours de ces opérations de façon à trouver dans chaque tranche (figure 7) les valeurs (T1 T2), dites △Rm, mesurées et correspondant aux valeurs T1m de cette tranche pour que la détermination d'écart moyen dmj conserve tout son sens.
  • L'appareil de chronométrie proposé met en pratique le procédé qui vient d'être décrit à l'aide du circuit processeur 5 programmé pour effectuer les différents calculs et pour commander lors de l'étalonnage le basculement des commutateurs 7 pour brancher les sorties S10 et S20 du générateur 6 sur les circuits verniers à la place des entrées S1 et S2; il commande également le circuit générateur 6 pour produire la série de mesures désirée. Le circuit 6 produit une impulsion départ S10 et une impulsion arrêt S20 dont le retard, par rapport à l'impulsion départ, est à faible bruit (c'est-à-dire pratiquement sans fluctuations) et est programmable sur un espace de temps sensiblement égal à T.
  • En se reportant à la figure 10, apparaît un schéma de réalisation du système qui montre plus en détail un circuit vernier à rampe et le processeur. Le circuit vernier 3 comporte un comparateur à seuil 31 qui produit une remise en forme de l'impulsion S1 ou S10 d'entrée; le circuit suivant 32 est une bascule bistable dont le changement d'état va commander à travers un circuit porte 33 et une diode 34 la charge linéaire du condensateur 35. Le signal d'horloge SH commande ensuite, via le circuit 36 constitué de circuits basculeurs et via le circuit porte 37 suivi de la diode 38, la décharge du condensateur 35. Les circuits 39 et 40 représentent des amplificateurs. Le début de la charge et la fin de la décharge sont respectivement déterminés pour obtenir le coefficient d'expansion désiré, par exemple 400 T1, grâce au comparateur à seuil 41 en sortie qui fait rebascu- ler le circuit 32 en position initiale. Le compteur 42 effectue la mesure de la durée totale de charge et de décharge et cette information, mesurée en nombre de périodes d'horloge SH est transférée au processeur 5 qui calcule la durée T1 correspondante. Le vernier arrêt 4 est constitué de manière semblable pour permettre de calculer T2.
  • Le circuit processeur 5 est représenté selon une structure conventionnelle avec un microprocesseur 51, des circuits d'interface d'entrée 52 et de sortie 53, des mémoires mortes 54 et vives 55 et les bus de commande C, d'adressage A et de données D. Dans l'organisation des mémoires vives 55 on a considéré une organisation correspondant à celle de la figure 9 à L lignes d'adressage selon le canal et P colonnes d'adressage selon la tranche, pour stocker les différents écarts de mesure dm kj.
  • La programmation du processeur 5 est faite pour accomplir les différentes phases successives du procédé qui a été précédemment décrit. Cette technique répond à des mesures connues, relativement simple ne nécessitant pas de rapporter ici plus en détail le logiciel. Le résultat de la mesure après correction est transmis vers une unité annexe 10 d'exploitation.

Claims (6)

1. Système de chronométrie électronique utilisant, pour mesurer une durée T entre un instant de départ t, et un instant d'arrêt t2, des moyens de comptage fin du type vernier à rampe avec expansion temporelle pour mesurer la durée T1 entre l'instant t, et un front ultérieur d'un signal d'horloge et la durée T2 entre l'instant t2 et un front ultérieur d'horloge, et des moyens de comptage gros pour compter le nombre N de périodes d'horloge de durée T entre lesdits fronts, le système étant caractérisé en ce qu'il comporte, en outre, des moyens de compensation des erreurs de non-linéarité de rampe pour déterminer, en grandeur et en signe, quelle que soit la durée T à mesurer, le terme correctif (dm) à appliquer pour obtenir la valeur corrigée (Nτ+T1―T2+dm), ledit terme correctif étant déterminé au cours d'un cycle d'étalonnage en fonction des paramètres T1 et (T1-T2) mesurés, les moyens de compensation comportant un circuit processeur de gestion et de calcul (5) et un circuit générateur de retard programmable (6) pour produire des signaux locaux (S10-S20) à des instants de départ et d'arrêt variables, pour faire varier les paramètres T1 et éventuellement T1-T2 de manière à parcourir une période d'horloge, les moyens de compensation produisant un signal local de départ dont la phase par rapport au signal d'horloge (SH) de référence est aléatoire.
2. Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de gestion et de calcul soient programmés de manière à commander le générateur de retard pour effectuer l'étalonnage selon au moins une série de mesures avec une durée (R) constante entre lesdits signaux locaux (S10, S20) et en modifiant à chaque fois l'instant de départ (t,) pour parcourir la plage de variation du paramètre T1 selon une répartition régulière de valeurs distinctes.
3. Système selon la revendication 2, caractérisé en ce que la plage de variation de T1 est découpée en P tranches de durée τ/P, et pour chacune d'elles on calcule d'une part, la valeur moyenne (TTmj) des valeurs T1 mesurées tombant dans cette tranche et d'autre part, la valeur moyenne (ARmj) des valeurs (T1-T2) correspondantes, le calcul comportant ensuite celui de la valeur moyenne (ΔR m) des P valeurs moyennes (ΔR m1, à ΔR mR) du paramètre (T1-T2) et de l'écart respectif correspondant (dmj = ΔR mj―△R) correspondant au terme correctif à appliquer, tranche par tranche, en fonction de T1.
4. Système selon la revendication 3, caractérisé en ce que l'étalonnage comporte plusieurs séries de mesures, en nombre L, pour déterminer L canaux couvrant régulièrement la plage T de variation du paramètre (T1-T2) en utilisant L valeurs successives de la durée T = R constante entre lesdits signaux locaux, de manière à produire un incrément τ/L à chaque fois et déterminer le terme correctif à appliquer (dm kj) en fonction à la fois de la valeur de T1 et de (T1-T2).
5. Système selon la revendication 4, caractérisé en ce que les moyens de gestion et de calcul (5) comportent des moyens de stockage (55) pour mémoriser les différentes valeurs du terme correctif à appliquer (dm kj) selon un tableau à double entrée, d'une part en fonction du paramètre T1 distribué selon P tranches, d'autre part, en fonction du paramètre (T1-T2) distribué selon L canaux.
6. Système selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que les moyens de compensation comportent, en outre, des circuits de commutation (7) pour connecter les entrées des circuits verniers (3, 4) au générateur de retard (6) durant l'étalonnage, pour transmettre aux verniers les deux signaux locaux (S10, S20).
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