JPH05215873A - 連続的時間補間装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【目的】２個のデジタル信号間の時間差を量子化するた
めのデジタル時間補間システム及び方法を提供する。 【構成】使用者信号及び基準発信器316の連続するゼロ
交差点間の時間差を測定しデジタル形式で表した補間装
置データを出力する。直交ハイブリッド305、同期装置3
04、追従保持(T&H)306、アナログ・デジタル変換器(ADC)
308、符号化回路312及び境界検出器310から成り、記憶し
た粗時間計数値及び精密時間値のスキュー補正のための
システムも含む。基準発信器316は、その周期の任意の与
えられた瞬間の唯一対の出力値を有する連続な２位相信
号であり、この基準発信器316を用いて変換を加速す
る。新規な境界検出案を用いることにより、従来同期装
置出力を直接測定することにより生じていた時間誤差を
回避する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、一般にデジタル信号に
関する時間測定システム及び方法に関するものであり、
とりわけ、デジタル信号に関するデジタル時間補間シス
テム及び方法に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１には、時間的に変動する使用者信号
１０４が示されている。使用者信号１０４の周波数は、
使用者信号１０４の連続した正のゼロ交差点（Ａ及びＣ
で表示）間における時間差を求めることによって決定す
ることができる。この時間差が、Ｘで示されている。

【０００３】使用者信号１０４の連続した正のゼロ交差
点間における時間差（すなわちＸ）は、従来、基準信号
１０２を用いることによって決定されている。すなわ
ち、使用者信号１０４の正のゼロ交差点（Ａで表示）
と、その直後の基準信号１０２の正のゼロ交差点（Ｂで
表示）間における時間差がまず量子化される。次に、使
用者信号１０４の次の正のゼロ交差点（Ｃで表示）と、
その直後の基準信号１０２の正のゼロ交差点（Ｄで表
示）間における時間差が量子化される。Ｙ及びＹ’を利
用して使用者信号１０４の連続したゼロ交差点間におけ
る時間差（すなわちＸ）を決定する技法については、周
知である。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】２つのデジタル信号
（基準信号１０２と使用者信号１０４のような）の間の
時間差は、デジタル時間補間技法を利用することによっ
て量子化される。現在、こうしたデジタル時間補間技法
が数多く存在する。

【０００５】例えばバーニヤ装置は、比較的低速の時間
・振幅／振幅・拡大時間変換器を利用して、「拡大時
間」の測定を行う。或いはまたバーニヤ主装置は、わず
かに期間の異なる２つのクロックを利用して、２つのチ
ャネルの位相が一致するまで期間数を計数することによ
って、拡大時間の測定を行う。しかし、バーニヤ装置は
時間分解能を高くすると、比例して変換時間も長くしな
ければならないので、欠陥がある。その結果、測定の間
の「不感時間」が増大する。

【０００６】不感時間は測定を行うことのできる速度に
制限を加えるので（計器の不感時間が補間に必要な時間
に正比例する場合もある）、不感時間を最小限に抑える
ことが重要である。

【０００７】始動可能なランプ補間装置は、トリガした
ランプを、非同期事象で始動させ、同期したクロック・
エッジで停止させる必要がある。しかし始動可能な補間
装置は、ジッタ、非線形性、及びリセット時間を導入す
ることになるので、欠陥がある。ジッタ及び非線形性は
分解能を制限する。リセット時間は不感時間の一因とな
る。

【０００８】多相クロック補間装置（リング発振器のよ
うな）は、多くの整合のとれた遅延を必要とする（少な
くとも分解素子毎に１つ）。多相クロック補間装置は、
Ｎの平方根倍にジッタが増大するので（ここでＮは能動
クロック遅延素子の数、ジッタは１つの遅延素子に含ま
れるジッタの量である）、欠陥がある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明は、２つのデジタ
ル信号間の時間差を量子化するためのデジタル時間補間
システム及び方法を目的とするものである。

【００１０】本発明は、使用者信号と基準発信器の連続
ゼロ交差点間における時間差を測定するものである。本
発明は、この時間差をデジタル形式で表した補間装置デ
ータを出力する。

【００１１】本発明には、直交位相ハイブリッド、同期
装置、追従保持要素（Ｔ＆Ｈ）、アナログ・デジタル変
換器（ＡＤＣ）、符号化回路、及び、境界検出器が含ま
れている。

【００１２】直交位相ハイブリッドは、基準発信器を２
つの信号に分割するものであり、この場合、信号は、互
いに９０度位相がずれることになる。Ｔ＆Ｈは、ある事
象が生じると、２つの信号のサンプリングを行う。事象
は、使用者信号のゼロ点交差時に発生する。ＡＤＣは、
サンプリングした信号をデジタル化する。符号化回路
は、デジタル化信号に従って精密な時間値を発生する。

【００１３】同期装置は、基準発信器を測定して、事象
信号と同期させる。境界検出器は、記録された粗時間計
数値を量子化する。

【００１４】本発明には、記録された粗時間計数値と精
密な時間値のスキューを補正するシステムも含まれてい
る。

【００１５】本発明によれば、基準発信器は、その期間
の任意の与えられた瞬間に特有の１対の出力値を有する
連続した２相信号である。この基準発信器を利用するこ
とによって、本発明は、変換を加速する。

【００１６】本発明は、新規の境界検出案を利用する。
本発明は、この境界検出案を利用することによって、従
来、同期装置の出力を直接測定することによって生じた
タイミング誤差を回避している。

【００１７】

【作用】本発明の連続時間補間装置には、以下の特徴及
び利点が含まれている。本発明では、測定される事象に
よって始動及び／又は停止を実施しなければならない、
従来の時間・振幅変換回路を利用しない。代わりに、本
発明では、２つの直交位相基準発信器を利用する。直交
位相発信器は、オン・ザ・フライ式にサンプリングされ
た連続時間の振幅／勾配基準を提供する。これによっ
て、従来の技法に関連した不感時間及びジッタ効果をな
くして、時間間隔を連続測定することが可能になる。

【００１８】基準発信器の正と負の両方の勾配でその全
範囲が利用されるので、基準発信器の二重勾配の性質に
よって、所定のアナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）の
分解能を事実上２倍にすることが可能になる。

【００１９】従来の補間装置の技法では、事象のエッジ
から同期したクロック・エッジまでの測定が行われる。
このため、同期過程による誤差が測定自体に入り込まざ
るを得なくなる。本発明では、直接基準発信器と対照し
て事象エッジを測定し、測定過程のより重要でない部分
に「押しやる」ことによって、こうした誤差を回避して
いる。この結果、同期装置の誤差に対する測定の感度が
減じ、基準発信器期間の半分に満たない程度になる。同
期出力が唯一用いられるのは、システムの境界検出部分
である。

【００２０】多相クロック補間器に対する本発明の利点
には、Ｎ個の能動クロック遅延素子（ここで、Ｎは、補
間装置における分解素子の数に等しい）が追従保持回路
のための１つのクロック駆動装置に減少することによる
ジッタの低減がある。この結果、ジッタは、同等の技術
のクロック遅延／駆動装置素子に対して、Ｎの平方根分
の１に低減する。また、多相クロック補間装置の線形性
は、多くの能動遅延素子の整合によって決まる。このた
め、能動遅延素子に準拠したシステムに厳しい線形性の
制限を課すことになる可能性がある。本発明の場合に必
要とされるのは、計器の較正時に、簡単に調整可能な２
つの追従保持回路に対するクロックについて整合のとら
れる単一の遅延素子が、整合するようにすることだけで
ある。

【００２１】多相クロックは、（ジッタを減少させるた
め）受動的に発生することが可能であるが、単一の遅延
線に多数のタップを付け加えるということから、（エッ
ジ速度の低下、インピーダンス整合、及び、直列抵抗と
いった）技術的な困難が生じる。これは、ある程度、直
列・並列遅延線構成によって処理することができる。し
かし、負荷において同じ信号電力を保持するには、直列
遅延線から並列遅延線へと電力分割が進むため、さらに
大きい入力電力が必要になる。さらに、受動遅延構成
は、現在必要とされている遅延値が大きいため、チップ
上に集積化するのが容易ではない。従って、本発明は、
いかなる種類の多相クロック補間装置よりも分解能に優
れている。

【００２２】本発明のこれ以外の特徴及び利点、並び
に、本発明の各種実施例の働きについては、添付の図面
に関連して詳細に後述する。図面中、同様の番号は、同
一または機能的に同様の構成要素を表している。

【００２３】

【実施例】

１．基準発信器 本発明の連続時間補間装置は、２つのデジタル信号間に
おける時間差を量子化する。すなわち、該連続時間補間
装置は、電子試験計器の入力信号のゼロ交差点（「事象
エッジ」またはトリガとも呼ばれる）と該電子試験計器
内に納められたデジタル計数器によって発生する粗時間
クロックとの時間差を量子化する。

【００２４】該デジタル計数器は、基準発信器の立ち上
がりエッジを計数して、粗時間クロックを発生する。こ
の計数値は、粗時間計数値、または、粗時間計数器と呼
ばれる。例えば、粗時間計数値は、基準発信器のＮ個の
立ち上がりエッジの発生に従ってＮに等しい。粗時間ク
ロックは、時間につれて変動するので、粗時間計数値を
表している。図１３には、粗時間クロックが示されてい
る。粗時間クロックについては、更に後述する。

【００２５】本発明によれば、基準発信器は、その期間
の任意の与えられた瞬間に特有の対をなす出力値を有す
る連続した２相信号である。図４には、本発明の基準発
信器が台形の波形で示されている。図４には、台形波形
の２相（Ｖ１ ２０８及びＶ２ ２１０によって表示さ
れている）が示されている。これらの位相は、９０度だ
け異なっている。

【００２６】本発明の基準発信器は、三角波形または正
弦波形を用いて実現することも可能である。

【００２７】理論的には、基準発信器は、（１）時間に
比例して単調に上昇する電圧、（２）ゼロ立ち下がり時
間、及び、（３）粗時間クロック周期に等しい周期Ｔを
備えた単一の理想の鋸歯状波を用いて実現することも可
能である。しかし、この理想の基準発信器は、無限の帯
域幅がなければ実現することができない（ゼロ立ち下が
り時間の場合）。図２には、理想的でない鋸歯状波が示
されている。理想的でない鋸歯状波には、その周期の任
意の与えられた瞬間に特有の対をなす出力値がないこと
に留意されたい（ｔ1とｔ2の出力値が同じであるの
で）。

【００２８】さらに、基準発信器は、２相の、理想的で
ない鋸歯状波を利用して適正に実現することはできな
い。図３には、２相の、理想的でない鋸歯状波が示され
ている。２相の、理想的でない鋸歯状波には、その周期
の任意の与えられた瞬間に特有の対をなす出力値がない
ことに留意されたい（ｔ1とｔ2の出力値が同じであるの
で）。

【００２９】もう１度図４を参照すると、本発明の２相
信号には、４つの直交位相、すなわち、第１の直交位相
２０２Ａ、第２の直交位相２０２Ｂ、第３の直交位相２
０２Ｃ、及び、第４の直交位相２０２Ｄが含まれてい
る。これらの直交位相２０２は、線形領域または準線形
領域とも呼ばれる。位相が線形領域または準線形領域に
ある場合、位相は、範囲内にあると称される。

【００３０】線形領域または準線形領域は、電圧の上限
（Ｖｕｐ）２０４と下限（Ｖｌｏｗ）２０６を有してい
る。上限２０４を超えると（すなわち、信号の値が上限
２０４より大きくなると）、オーバフローが生じる。下
限２０６を超えると（すなわち、信号の値が下限２０６
より小さくなると）、アンダーフローが生じる。

【００３１】図４に示すように、一方の位相が線形また
は準線形領域内にある（すなわち、範囲内にある）場
合、もう一方の位相は、線形または準線形領域外にある
（すなわち、オーバフローまたはアンダーフローしてい
る）。従って、一方の位相の勾配は、もう一方の位相の
範囲内、オーバフロー、又はアンダーフロー状態を検出
することによって決定される。

【００３２】２つの位相間における直交位相関係を利用
することによって、各基準信号２０８、２１０の線形ま
たは準線形領域は、連続した、２相の時間・振幅／勾配
基準として利用することができる。直交整相を行うと、
２つの基準位相の４つの線形または準線形領域を隣接さ
せて配置することによって、時間的に連続した有効範囲
が得られる。範囲内基準勾配によって、２つの可能性の
ある直交位相（第１または第３、第２または第４）のど
ちらが存在するかが判定される。

【００３３】上述のように、本発明の基準発信器は、台
形波形、三角波形、または、正弦波形を利用することに
よって実現することが可能である。一般に、基準発信器
は、下記の特性を備えた任意の波形を用いて実現するこ
とができる。

【００３４】まず、波形は、粗クロック周期に等しい周
期Ｔを備えた連続波関数でなければならない。

【００３５】第２に、波形は、２つの線形または準線形
領域を備えていなければならない。該領域の一方は、正
の勾配が少なくとも９０度なければならない。もう一方
の領域は、負の勾配が少なくとも９０度なければならな
い。２つの領域は、範囲及び大きさがほぼ等しくなけれ
ばならない。

【００３６】第３に、与えられた位相における２つの線
形または準線形領域は、９０度だけ隔てられている。

【００３７】第４に、勾配の表示器として用いられる２
つの９０度部分は、９０度の正の勾配をなす線形領域ま
たは準線形領域における最大の正の点よりも大きいか、
あるいは、負の勾配をなす線形領域または準線形領域に
おける最大の負の点よりも小さい振幅を備えていなけれ
ばならない。

【００３８】２．連続時間補間装置の構造及び動作 図５には、本発明の連続時間補間装置３０２のブロック
図が示されている。図５に示すように、連続時間補間装
置３０２は、入力として、事象エッジ（ここでは、補間
装置に関して、ＩＴとして省略されている）３１４及び
基準発信器３１６を受信する。基準発信器３１６につい
ては、節１において説明済みである。

【００３９】ＩＴ３１４は、使用者信号に対応する。Ｉ
Ｔ３１４は、使用者信号のゼロ点交差時に発生する。連
続時間補間装置３０２は、使用者信号のゼロ交差点（す
なわち、ＩＴ３１４の発生時）から基準発信器３１６の
次のゼロ交差点までの時間を測定する。連続時間補間装
置３０２は補間装置データ３３０を出力するが、このデ
ータは、使用者信号のゼロ交差点と基準発信器のゼロ交
差点との間におけるこの時間差を表している。本発明の
望ましい実施例の場合、補間装置データ３３０は１０ビ
ットの２進数である。

【００４０】ＩＴ３１４を発生するための周知の技法が
数多く存在する。これらの技法のうち任意のものを用い
て、本発明を実施することが可能である。

【００４１】図５に示すように、連続時間補間装置３０
２には、直交位相ハイブリッド３０５、同期装置３０
４、追従保持（Ｔ＆Ｈ）３０６、アナログ・デジタル変
換器（ＡＤＣ）３０８、符号化回路３１２、及び、境界
検出器３１０が含まれている。これらのコンポーネント
については、詳細に後述する。これらのコンポーネント
の動作、及び、全体としての連続時間補間装置３０２の
動作が、連続時間補間装置３０２のタイミング図を表し
た図６に示されている。

【００４２】２．１．直交位相ハイブリッド 直交位相ハイブリッド３０５は、入力として、基準発信
器３１６を受信する。直交位相ハイブリッド３０５は、
一方の位相がもう一方の位相に対して９０度シフトする
ように、基準発信器３１６を２つのほぼ等しい振幅信号
に分割する。本明細書において、これらの信号は、０度
信号３２２及び９０度信号３２４と呼ばれる。

【００４３】直交位相ハイブリッド３０５の出力が、図
４に示されているが、この場合、基準発信器３１６は、
台形波形である。図４の場合、０度信号３２２は、Ｖ１
２０８で表され、９０度信号３２４は、Ｖ２ ２１０
で表される。これは、図６にも示されている。

【００４４】図５に示すように、直交位相ハイブリッド
３０５は、０度信号３２２と９０度信号３２４の両方を
出力する。

【００４５】２．２．同期装置 同期装置３０４は、基準発信器３１６及びＩＴ３１４を
受信する。同期装置３０４は、ＩＴ３１４を測定し、基
準発信器３１６との同期をとる。

【００４６】同期装置３０４には、デジタル計数器（図
５には、不図示）が含まれている。同期装置３０４のデ
ジタル計数器は、基準発信器３１６を用いて、粗時間ク
ロックを発生する。

【００４７】代替案として、デジタル計数器を同期装置
３０４の外に配置することも可能であるが、この場合、
同期装置３０４は、入力として粗時間クロックを受信す
ることになる。

【００４８】同期装置３０４は、ＩＴ３１４にすぐ後続
する粗時間クロックの立ち上がりエッジに対応する出力
エッジ（ＣＩｏｕｔ）を発生する。

【００４９】確実にＣＩｏｕｔ３１８を発生するには、
１周期以上の基準発信器３１６が必要になる可能性があ
る。したがって、同期装置３０４は、確実にＣＩｏｕｔ
３１８を発生するのに必要な周期数だけ、ＩＴ３１４を
遅延させる。同期装置３０４は、ＩＴｏｕｔ３２０とし
て遅延したＩＴ３１４を出力する。

【００５０】２．３．追従保持 Ｔ＆Ｈ３０６Ａ及び３０６Ｂは、それぞれ、０度信号３
２２と９０度信号３２４のアナログ・サンプルを捕捉す
るサンプラである。ＩＴｏｕｔ３２０が同時に双方のＴ
＆Ｈ３０６の同期を取る。従って、０度信号３２２と９
０度信号３２４は、Ｔ＆Ｈ３０６Ａ及び３０６Ｂによっ
て同時にサンプリングが施される。追従保持３０６は、
電圧サンプリング回路の構成要素であり、当該技術の熟
練者には周知のものである。任意の電圧サンプリング回
路が、本発明の追従保持３０６に用いることが可能であ
る。

【００５１】２．４．ＡＤＣ ＡＤＣ３０８は、Ｔ＆Ｈ出力３３２を受信する。Ｔ＆Ｈ
３０６の同期を取ることに加え、ＩＴｏｕｔ３２０はＡ
ＤＣ３０８の同期も取るので、ＡＤＣ３０８は、Ｔ＆Ｈ
出力３３２を受信する。しかし図５に示すように、ＩＴ
ｏｕｔ３２０は、Ｔ＆Ｈ出力３３２が安定してから同期
を取り、ＡＤＣ３０８に送信するのに十分な時間遅延さ
せられる。

【００５２】本発明のＡＤＣ３０８の動作は、従来のア
ナログ・デジタル変換器の動作と同様である。ＡＤＣ３
０８は、アナログＴ＆Ｈ出力３３２のデジタル表現を発
生する。これらのデジタル表現は、ＡＤＣ出力として符
号化回路３１２に出力される。

【００５３】０度信号３２２と９０度信号３２４の振幅
は、ゼロ及び尺度一杯のＡＤＣ出力３２６が、両方と
も、線形または準線形領域の上限２０４と下限２０６に
対応するように設定される。この代わりに、これは、Ａ
ＤＣ３０８の尺度一杯の入力範囲を適切に設定すること
によっても実現する。

【００５４】ＡＤＣ出力３２６に加え、ＡＤＣ３０８
は、オーバフロー及びアンダーフロー状況ビット（Ｏ／
ＵＢ）３２７を備えている。Ｏ／ＵＢ３２７は、入力
（すなわち、Ｔ＆Ｈ出力３３２）がいつ尺度から外れる
か（正か負のいずれかに）を表示する。Ｏ／ＵＢ３２７
は、複数のＡＤＣ３０８を並列に積み重ねることによっ
て、ダイナミック・レンジを拡大できるようにする。

【００５５】図５に示す実施例の場合、Ｏ／ＵＢ３２７
は、０度信号３２２と９０度信号３２４がいつ線形また
は準線形領域外に出るかを表示する。上述のように、一
方が準線形領域内にあれば、もう一方は、準線形領域外
にある。さらに、Ｏ／ＵＢ３２７は、特定の直交位相を
表示する。例えば、０度信号３２２が、アンダーフロー
の場合（Ｏ／ＵＢ３２７Ａが示すように）、９０度信号
３２４は、第１の直交位相２０２Ａ内にある。９０度信
号が、オーバフローの場合（Ｏ／ＵＢ３２７Ｂが示すよ
うに）、０度信号３２２は、第２の直交位相２０２Ｂ内
にある。従って、Ｏ／ＵＢ３２７は、範囲内の位相から
の情報だけしか利用しない場合に存在する、第１と第３
の直交位相２０２Ａ、２０２Ｃ（及び、第２と第４の直
交位相２０２Ｂ、２０２Ｄ）間における曖昧さを回避す
る。

【００５６】上述のように、本発明は、勾配情報によっ
て特別なビットの時間分解能を提供するので、ＡＤＣ分
解素子の数が実質的に２倍になる。例えば、２つの６ビ
ットＡＤＣを利用する場合、ダイナミックレンジは、８
ビットに拡大される。これが、連続時間補間装置３０２
に６ビットのＡＤＣ３０８が含まれている例を表した、
表１に示されている。この例では、各ＡＤＣ３０８が、
６４の分解素子を備えている。ただし、本発明によれ
ば、２つのＡＤＣ３０８の組み合わせによって、分解素
子が２５６になる。

【００５７】

【表１】

【００５８】ＡＤＣ出力３２６及びＯ／ＵＢ３２７は、
表１の最初の２列に示すとおりである（すなわち、ＡＤ
Ｃ０及びＡＤＣ９０の列である）。符号化回路３１２
は、ＡＤＣ出力３２６及びＯ／ＵＢ３２７を解釈し、中
間出力を発生するが、この出力が表１の第３列に示され
ている。中間出力は、粗時間計数器の最下位ビットの一
部を表している。中間出力は、精密時間計数値とも呼ば
れる。符号化回路３１２については、下記の節で解説す
る。

【００５９】２．５．境界検出器 図６には、補間装置３０２の概念の細部を反映している
が、実際には存在しない２つの信号が示されている。こ
れらの信号は、時間増幅器４０２とＴランプ４０４であ
る。時間増幅器４０２は、発生時間に応じて、並べて配
置された基準位相の４つの線形または準線形部分であ
る。Ｔランプ４０４は、時間増幅器を変換したものであ
る。この変換は、表１によって定義されている。該変換
では、時間増幅器４０２が、粗時間クロックの先行する
正のゼロ交差点から測定される事象のエッジまでの経過
時間に比例して、単調に増大するデジタル符号に変換さ
れる。

【００６０】図６に示すように、尺度一杯の状態からゼ
ロへの時間ランプ４０４の遷移時に特異点がある。特異
点は、測定誤差が大きくなる可能性を示している。この
誤差は、事象エッジ（すなわち、ＩＴ３１４）が、特異
点またはそのすぐ近くに落ちたときに生じる可能性があ
る。これらの特異点において、補間装置３０２は、ゼロ
または尺度一杯の出力を記録することができる。従っ
て、補間装置の出力３３０は、基準発信器３１６の１全
周期ずつ誤差の生じる可能性がある。従って、補間装置
の出力３３０は、粗時間計数器の状態を反映しなければ
ならない。

【００６１】すなわち、特異点で所定の事象が生じる場
合、補間装置３０２は、ゼロを記録することができる。
従って、粗時間計数器は、補間装置３０２が尺度一杯の
記録を行った場合、１つ余分な周期を計数値しなければ
ならない。「正確な」粗時間計数値が未知のため、粗時
間計数値だけを調べて、測定結果を補正することはでき
ない。本発明によれば、これは、粗時間計数値と共に精
密時間計数値を調べて、「正確な」粗時間計数値を求め
ることによって解決される。

【００６２】この問題に対する従来の解決策は、（１）
補間装置の範囲を拡大して、２つ以上の周期を包含し
（基準発信器の２つの周期にまたがる時間・電圧ランプ
を利用して）、及び／又は（２）事象エッジと同期装置
の出力の時間間隔（すなわち、ＩＴからＣＩへの時間間
隔）を測定することを必要とする。

【００６３】第１の従来の解決策の欠点は、特異点を除
去しないという点である。それどころか、第１の従来の
解決策は、１周期Ｔを超える非連続な時間・振幅基準を
用いることによって、特異点を回避するだけである。こ
れは、時間・振幅基準を事象によってトリガさせ、Ｔ秒
後まで、同期装置の出力によってサンプリングを行うの
で、従来の計数器には有効である。従って、ランプの特
異点（またはリセット時間）が、回避される。しかし、
第１の従来の解決策は、本発明の連続時間補間装置３０
２によって得られる、連続時間・振幅基準を提供するも
のではない。

【００６４】第２の従来の解決策の欠点は、同期装置の
出力からのジッタ及びタイミング誤差が増大して測定に
入り込むことである。事象エッジ（ＩＴ）から同期出力
（ＣＩ）までの測定によって、記録された粗時間が自動
的に測定に組み込まれるが、その結果、補間装置は、同
期装置のジッタ及び時間遅延のドリフトを記録せざるを
得なくなる。

【００６５】本発明の連続時間補間装置３０２は、第２
の従来の解決策によって持ち込まれるジッタ及びタイミ
ング誤差を回避する。これは、事象エッジから直接測定
された精密時間計数値（すなわち、粗時間クロックとは
同期されない）及び境界検出器３１０の出力を調べるこ
とによって行われる。これによって、直接同期装置３０
４を必要とする精密時間測定が排除される。

【００６６】図７には、粗時間計数値５０２と精密時間
計数値５０４の理想の関係が示されている。図８には、
図７の粗時間計数値５０２と精密時間計数値５０４の合
計である測定値５０６が示されている。

【００６７】図９、１０、１１、及び、１２には、実際
の要素が、図７及び図８に示す理想の関係から逸脱する
態様が示されている。図９及び１０には、粗時間計数値
５０２と精密時間５０４の間における固定時間スキュー
（すなわち、系統的オフセット５１２）の影響が示され
ている。図１１及び１２には、特異点に関する粗時間計
数値５０２と精密時間計数値５０４の間におけるランダ
ム時間スキュー（ジッタ）の影響が示されている。

【００６８】図１３には、同期装置３０４の出力（すな
わち、ＣＩｏｕｔ３１８及びＩＴｏｕｔ）及び境界検出
器３１０のタイミング図を表している。図１４には、境
界検出器３１０のブロック図が示されている。図１５に
は、境界検出器３１０がさらに詳細に示されている。

【００６９】粗時間計数値は、ＣＩｏｕｔ３１８によっ
てラッチ、すなわち記録される。粗時間計数値のこのラ
ッチされた値は、記録された粗時間計数値と呼ばれる。
例えば、図１３を参照すると、ＣＩｏｕｔ３１８の事例
１の場合、記録された粗時間計数値は、Ｎである。ＣＩ
ｏｕｔ３１８の事例２の場合、記録された粗時間計数値
は、Ｎ＋１である。

【００７０】図１３、１４、及び、図１５を参照する
と、境界検出器３１０が、記録された粗時間計数値がＮ
か、あるいは、Ｎ＋１かを判定する。境界検出器３１０
は、ＩＴｏｕｔ３２０をＣＩｏｕｔ３１８に対して基準
発信器３１６の１／２周期だけ遅延させ、Ｄフリップ・
フロップ７０６を利用して、２進位相比較を行う働きを
する。

【００７１】２つの場合がある。ＣＩｏｕｔ３１８がＩ
Ｔｏｕｔ３２０に一致する場合（すなわち、図１３の事
例１）、境界検出器（ＢＤ）ビット３２８は、記録され
た粗時間計数値がＮであったことを示す低レベルであ
る。ＣＩｏｕｔ３１８がＩＴｏｕｔ３２０に１周期遅れ
て発生する場合（すなわち、図１３の事例２）、ＢＤビ
ット３２８は、記録された粗時間計数値がＮ＋１であっ
たことを示す高レベルである。

【００７２】ＢＤビット３２８には、その利用にあたっ
て、いくつかの条件がある。まず、粗時間計数器の最下
位ビット（ＬＳＢ）と同じ重みを有している（すなわ
ち、粗時間計数器のＬＳＢが１秒の重みを有していれ
ば、ＢＤビット３２８も１秒の重みを有している）。従
って、概念的には、ＢＤビット３２８は、粗時間計数器
に加算（または、それから減算）しなければならない。
これは、後述のスキュー補正アルゴリズムを用いて行わ
れる。

【００７３】第２に、ＢＤビット３２８の値が確定的で
ない時間領域がわずかに存在する。この領域は、ＣＩｏ
ｕｔ３１８及び（Ｔ／２だけ遅延した）ＩＴｏｕｔ７０
４によって、ＢＤフリップ・フロップ７０６の準備及び
保持要件が侵害される場合に発生する。本発明によれ
ば、この領域は、Ｔランプ４０４の中間範囲と一致する
ように位置決めされる。この領域において、ＢＤビット
３２８は、上述の特異点の問題を処理するのに不要であ
る。従って、ＢＤビット３２８の妥当性を判定するた
め、精密時間計数器（中間出力とも呼ばれる）を調べな
ければならない。

【００７４】図１１及び図１２に示すように、特異点の
まわりの領域外にある上方の中間出力値と下方の中間出
力値を束縛する２つの制限（Ｖ１及びＶ２）が確立され
る。すなわち、Ｖ１未満またはＶ２を超える中間出力値
は、全て、特異点のまわりの領域外にある。逆に、Ｖ１
以上またはＶ２以下の中間出力値は、全て、特異点を含
む領域内にある。概念的には、Ｖ１及びＶ２の選択は、
２つの条件が満たされなければ、重要ではない。

【００７５】まず、粗時間５０２と精密時間５０４の間
におけるランダム・スキュー及び系統的スキューが、図
１１と１２に示すようにＶ１とＶ２の間に含まれていな
ければならない。

【００７６】第２に、ＢＤビット３２８が確定的でない
領域は、第１の条件によって決まる領域外でなければな
らない。

【００７７】実際に、尺度一杯の７５％になるようにＶ
１を選択し、尺度一杯の２５％になるようにＶ２を選択
することによって、均衡のとれたシステム・タイミング
が得られる。この結果、粗時間５０２と精密時間５０４
の間におけるＴ／２秒までの総系統的時間スキュー及び
ランダム時間スキューが、スキュー補正アルゴリズムを
利用し、連続時間補間装置３０２によって自動的に補正
可能になる。

【００７８】本発明のスキュー補正アルゴリズムの働き
は、次の通りである。中間出力がチェックされる。中間
出力がＶ１未満またはＶ２を超える場合には、ＢＤビッ
ト３２８を無視して、事実上、補正をせずに、中間出力
を記録された粗時間に加算することによって、測定値が
得られる。２進コード０１は、この場合のスキュー補正
アルゴリズムの出力を表している。

【００７９】中間出力が、Ｖ１以上か、あるいは、中間
出力が、Ｖ２以下の場合、中間出力の値及びＢＤビット
３２８の値がチェックされる。４つの場合がある。

【００８０】第１の事例は、ＢＤビット３２８が１で、
中間出力がＶ１以上の場合に生じる。第１の事例が生じ
ると、中間出力を記録された粗時間マイナス１の粗時間
計数値に加算することによって、測定値が得られる。２
進コード００は、スキュー補正アルゴリズムの出力を表
している。

【００８１】第２の事例は、ＢＤビット３２８が１で、
中間出力がＶ２以下の場合に生じる。第２の事例が生じ
ると、補正をせずに、中間出力を記録された粗時間に事
実上加算することによって、測定値が得られる。２進コ
ード０１は、スキュー補正アルゴリズムの出力を表して
いる。

【００８２】第３の事例は、ＢＤビット３２８が０で、
中間出力がＶ１以上の場合に生じる。第３の事例が生じ
ると、補正をせずに、中間出力を記録された粗時間に事
実上加算することによって、測定値が得られる。２進コ
ード０１は、スキュー補正アルゴリズムの出力を表して
いる。

【００８３】第４の事例は、ＢＤビット３２８が０で、
中間出力がＶ２以下の場合に生じる。第４の事例が生じ
ると、中間出力を記録された粗時間プラス１の粗時間計
数値に加算される。結果得られる２進コード１０は、ス
キュー補正アルゴリズムの出力を表している。

【００８４】スキュー補正アルゴリズムの出力のうちの
２ビットは、粗時間計数器のＬＳＢ＋１及びＬＳＢに等
しい重みを有している。スキュー補正アルゴリズムの出
力のうちの該２ビットを中間出力に付加することによっ
て（最上位ビットとして）、補間装置の出力３３０が得
られる。

【００８５】以上のパラグラフにおいて、「事実上加算
する」というフレーズは、この加算が実際にはスキュー
補正アルゴリズムによって実施されないということを表
している。代わりに、スキュー補正アルゴリズムは、後
で実施しなければならない操作を示す２ビットを提供す
る。すなわち、スキュー補正アルゴリズムの出力が００
の場合、記録されている粗時間マイナス１の粗時間計数
値に中間出力を加算しなければならない。スキュー補正
アルゴリズムの出力が０１の場合、記録されている粗時
間に中間出力を加算しなければならない。スキュー補正
アルゴリズムの出力が１０の場合、記録されている粗時
間プラス１の粗時間計数値に中間出力を加算しなければ
ならない。望ましい実施例の場合、実際の加算は、後処
理素子によって実施される。一方、代替実施例の場合、
加算は、スキュー補正アルゴリズムによって実施するこ
とができる。

【００８６】さらに、スキュー補正アルゴリズムの出力
を制御信号として利用し、すぐに（コード００）、また
は、Ｔだけ遅延させて（１粗時間クロック周期、コード
０１）、または、２Ｔだけ遅延させて（２粗時間クロッ
ク周期、コード０２）、粗時間をラッチし、正確な「ス
キュー補正された」粗時間を記録することができる。こ
れによって、粗時間の結果に自動的に含まれることにな
るので、中間結果にスキュー補正アルゴリズムの２ビッ
トを付加する必要がなくなる。

【００８７】要するに、本発明によれば、同期装置３０
４による（大きさがＴ／２未満の）ジッタは、測定され
ない。これは、事象エッジが、ＣＩｏｕｔ３１８に対し
て補間されるのに対し、直接基準発信器３１６に対して
補間されるためである。ＢＤビット３２８だけが、同期
装置の出力３１８、３２０によって決定される。ＢＤビ
ット３２８は、約Ｔ／２未満のジッタ（これは、システ
ムの分解能の限界よりはるかに大きい）に対しては敏感
ではない。

【００８８】２．６．符号化回路 上述のように、符号化回路３１２は、中間出力を発生す
るために、ＡＤＣ出力３２６及びＯ／ＵＢ３２７の処理
を行う。中間出力の発生時、符号化回路は、上述の表１
に基づいて動作する。すなわち、Ｏ／ＵＢ３２７Ｂが、
９０度信号２１０がアンダーフローであることを表して
いる場合、符号化回路は、ＡＤＣ出力３２６Ａを用い
て、中間出力を発生する。Ｏ／ＵＢ３２７Ａが、０度信
号２０８がオーバフローであることを表している場合、
符号化回路は、ＡＤＣ出力３２６Ｂを用いて、中間出力
を発生する。Ｏ／ＵＢ３２７Ｂが、９０度信号２１０が
オーバフローであることを表している場合、符号化回路
は、ＡＤＣ出力３２６Ａを用いて、中間出力を発生す
る。Ｏ／ＵＢ３２７Ａが、０度信号２０８がアンダーフ
ローであることを表している場合、符号化回路は、ＡＤ
Ｃ出力３２６Ｂを用いて、中間出力を発生する。

【００８９】欠陥によって、Ｏ／ＵＢ３２７Ａ及びＯ／
ＵＢ３２７Ｂが、どちらも、直交位相境界の近くでアン
ダーフローにも、オーバフローにもならない場合、符号
化回路には、追加仲裁論理回路が取り入れられる。この
追加仲裁論理回路によって、符号化回路は、系統的に、
ＡＤＣ出力を欠陥のある直交位相境界の特定の側に利用
することになる。

【００９０】本発明の望ましい実施例では、ＡＤＣ３０
８が、それぞれ、６ビットの場合、中間出力は、８ビッ
トになる。しかし、補間装置３３０の出力は、１０ビッ
トである。中間出力は、補間装置の出力３３０の最下位
の８ビットを表している。

【００９１】符号化回路３１２は、上述のように、スキ
ュー補正アルゴリズムを実施することによって、境界検
出器３１０からの出力に処理を施すことも可能である。
符号化回路３１２は、スキュー補正アルゴリズムの出力
の２ビットを取り出して、補間装置の出力３３０の最上
位の２ビットとして付加する。本実施例によれば、補間
装置の出力３３０は、完全にハードウェアで発生するこ
とになる（図５に示す構成要素は、ハードウェアの構成
要素である）。

【００９２】要するに、測定値５０６は、正確な相対ビ
ット重み付けを保持したまま、デジタル計数器の粗時間
計数値５０２及び補間装置の出力３３０を合計すること
によって、求められる。これは、粗時間計数値のＬＳＢ
及びＬＳＢ＋１が、補間装置の出力のＭＳＢ−１及びＭ
ＳＢ（最上位ビット）と同じ重みになる場合に実施され
る。

【００９３】代替案として、符号化回路３１２は、中間
出力を発生し、記憶することができる。同様に、境界検
出器３１０は、ＢＤビット３２８を発生し、記憶するこ
とができる。ハードウェアとすることも、ソフトウェア
とすることも可能な外部要素が、中間出力及びＢＤビッ
ト３２８を受信し、補間装置の出力３３０を発生する。
この外部要素は、スキュー補正アルゴリズムも実施す
る。

【００９４】本発明によれば、符号化回路３１２は、各
データ点毎に記憶しなければならないビット数を減少さ
せる。符号化回路３１２がなければ、記憶しなければな
らないデータビット数は、次のようになる。

【００９５】２×ＡＤＣビット＋２×（オーバフロー／
アンダーフロー・ビット）＋境界ビット 符号化回路３１２の場合、記憶しなければならないデー
タのビット数は、下記まで減少する。

【００９６】中間結果＋境界ビット ６ビットのＡＤＣ３０８の場合、これは、記憶しなけれ
ばならないデータ・ビット数が、１７ビットから９ビッ
トまで減少することを意味している。

【００９７】３．サンプリング速度上昇のためのインタ
ーリーブした構成 測定すべき事象の同期には、かなりの時間量を要する可
能性がある。従って、同期過程によって、測定可能な速
度が制限される可能性がある。本発明によれば、サンプ
リング速度は、並列同期装置及び測定チャネルをインタ
ーリーブすることによって、上昇させることができる。
初期時間・振幅／勾配サンプリング（第１ランクの追従
保持３０６Ａによって実施される）の後でこれを実施す
ることによって、並列測定チャネル間における時間スキ
ューの系統的及びランダム成分（Ｔ／２秒までの最高最
低間）が、測定から排除される。

【００９８】図１６から図１８は、まとまって、本発明
によるインターリーブした構成のブロック図を示してい
る。図１９には、図１６から図１８の組み合わせ方が示
されている。図２０及び図２１には、図１６から図１８
のインターリーブした構成のタイミング図が示されてい
る。

【００９９】図１６、１７及び１８には、インターリー
ブされた４つの測定チャネルの事例が示されている。こ
の構成は、Ｎ出力デマルチプレクサを利用して、Ｎ個の
測定チャネルに一般化することができる。

【０１００】デマルチプレクサ８０４は、事象速度をＮ
分の１まで減速するが、ここで、Ｎは、デマルチプレク
サの出力数である。従来のデマルチプレクサは、同期装
置の出力を直接測定する従来の補間装置の測定誤差に加
えられる追加時間スキューをもたらした。本発明では、
同期装置の出力の直接測定は行わない。従って、直交位
相ハイブリッドの出力において、単一の同期装置よりも
高速で動作する追従保持または他のサンプリング装置を
用いる場合、このインターリーブした構成によって、シ
ステムの測定速度がサンプリング装置の速度まで上昇す
るが、追加測定誤差が生じることはない。

【０１０１】動作時、デマルチプレクサ８０４は、入力
チャネルから事象を取り出し、順次Ｎ個の測定チャネル
に分配する（各測定チャネルは、入力チャネルの１／Ｎ
の速度で実行する）。各測定チャネルは、図５に示すブ
ロック図と同じであるが、１つだけ例外がある。図５の
場合、単一ランクの追従保持が用いられている。一方、
図１６、１７の構成では、２ランクの追従保持が用いら
れるが、この場合、Ｔ＆Ｈ３０６Ａは、第１ランクを表
し、Ｔ＆Ｈ３０６Ｂ、３０６Ｃ、３０６Ｄ、及び、３０
６Ｅは、第２ランクを表している。第１ランクのＴ＆Ｈ
３０６Ａは、単一測定チャネルのＮ倍の速度でサンプリ
ングを実施する。

【０１０２】第１ランクの追従保持は、２つの基準発信
器位相の低時間スキューのサンプリングを行えるように
する。この結果、デマルチプレクサ８０４を通る事象経
路からのＩＴクロックで行う、第２ランクの追従保持３
０６Ｂ、３０６Ｃ、３０６Ｄ、及び、３０６Ｅの同期化
が重要でなくなるようにすることができる。第１ランク
のＴ＆Ｈ３０６Ａが、直接重要なサンプリングを行い、
第２ランクのＴ＆Ｈ３０６Ｂ、３０６Ｃ、３０６Ｄ、及
び、３０６Ｅによってサンプリングが行われている間、
安定した出力を保持しているので、このクロックには、
測定誤差を加えることなく、かなりの量の時間スキュー
を含むことが可能である。従って、幾分かの第１ランク
のＴ＆Ｈ３０６Ａの時間スキューによって、第２ランク
のＴ＆Ｈ３０６Ｂ、３０６Ｃ、３０６Ｄ、及び、３０６
Ｅが第１ランクのＴ＆Ｈ３０６Ａから得る電圧が変わる
ことはない。

【０１０３】４．データ補正の可能性 時間・振幅基準には、基準信号及び量子化器の特性に従
って、かなりの非線形性が含まれる可能性がある。デー
タ補正を利用して、システム誤差を減少させることがで
きる。補正手順には、非線形応答をより完全な線形であ
る応答に変換する参照表または写像機能が含まれる。こ
れは、システム・レベル性能要件に従って、ハードウェ
アまたはソフトウェアによって実現することができる。

【０１０４】本発明の各種実施例について、上に解説し
てきたが、もちろん、例示のためだけに行ったものであ
って、制限のためではない。従って、本発明の広さ及び
範囲は、上述の実施例によって制限すべきではなく、特
許請求の範囲の請求項及びその同等物によってのみ規定
するのが望ましい。

【０１０５】

【発明の効果】本発明の連続時間補間装置においては、
上述のごとく構成したので、不感時間がなく短時間の測
定が可能となり、ジッタ効果がなく、誤差の少ない、高
分解能のデジタル時間補間が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 時間的に変化する使用者信号を示す。

【図２】 理想的でない鋸歯状波を示す。

【図３】 ２相の理想的でない鋸歯状波を示す。

【図４】 台形波形としての本発明の基準発信器を示
す。

【図５】 本発明の連続時間補間装置のブロック図を示
す。

【図６】 連続時間補間装置のタイミング図を示す。

【図７】 粗時間計数値５０２と精密時間計数値５０４
の理想的な関係を示す図である。

【図８】 図７からの粗時間計数値５０２と精密時間計
数値５０４の和の測定値５０６を示す図である。

【図９】 粗時間計数値５０２と精密時間計数値５０４
の固定した時間スキュー（すなわち対称的なオフセット
５１２）の効果を示す図である。

【図１０】 図９からの粗時間計数値５０２と精密時間
計数値５０４の和の測定値５１４を示す図である。

【図１１】 特異点の周りの粗時間計数値５０２と精密
時間計数値５０４のランダム時間スキュー（ジッタ）の
効果を示す図である。

【図１２】 図１１からの粗時間計数値５０２と精密時
間計数値５０４の和の測定値５２２を示す図である。

【図１３】 同期装置の出力のタイミング図を示す図で
ある。

【図１４】 境界検出器のブロック図である。

【図１５】 境界検出器を極めて詳細に示した図であ
る。

【図１６】 本発明に従ってインターリーブした構成の
ブロック図の一部の図である。

【図１７】 本発明に従ってインターリーブした構成の
ブロック図の一部の図である。

【図１８】 本発明に従ってインターリーブした構成の
ブロック図の一部の図である。

【図１９】 図１６、図１７及び図１８の関係を示した
図である。

【図２０】 インターリーブした構成のタイミング図で
ある。

【図２１】 インターリーブした構成のタイミング図で
ある。

【図２２】 図２０と図２１の関係を示す。

【符号の説明】

３０４ 同期装置 ３０５ 直交位相ハイブリッド ３０６Ａ，３０６Ｂ 追従保持 ３０８Ａ，３０８Ｂ アナログ・デジタル変換器 ３１０ 境界検出器 ３１２ 符号化回路 ３１６ 基準発信器

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 事象信号のタイミングを取るためのシス
   テムであって、 （１）基準発信器と、 （２）前記基準発信器の信号を第一及び第二の信号に分
   割し、該第二の信号が該第一の信号と位相が９０度ずれ
   ているようにする直交位相ハイブリッド手段と、 （３）前記直交位相ハイブリッド手段に結合され、前記
   事象信号を受信したとき前記第一及び第二の信号をサン
   プリングする手段と、 （４）前記サンプリング手段に結合され、前記サンプリ
   ングされた第一及び第二の信号をデジタル化する手段
   と、 （５）前記デジタル化手段に結合され、前記デジタル化
   された第一及び第二の信号に従い精密時間値を発生する
   符号化手段とを備えたことを特徴とするシステム。