EP0155729A1 - Schaltungsanordnung zum Wechselstrombetrieb von Hochdruckgasentladungslampen - Google Patents

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EP0155729A1
EP0155729A1 EP85200313A EP85200313A EP0155729A1 EP 0155729 A1 EP0155729 A1 EP 0155729A1 EP 85200313 A EP85200313 A EP 85200313A EP 85200313 A EP85200313 A EP 85200313A EP 0155729 A1 EP0155729 A1 EP 0155729A1
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EP
European Patent Office
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transistor
lamp
current
voltage
base
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EP85200313A
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English (en)
French (fr)
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EP0155729B1 (de
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Hans-Günther Ganser
Klaus Dr. Schäfer
Hans-Peter Dr. Stormberg
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Philips Intellectual Property and Standards GmbH
Koninklijke Philips NV
Original Assignee
Philips Patentverwaltung GmbH
Philips Gloeilampenfabrieken NV
Koninklijke Philips Electronics NV
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters
    • H05B41/288—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters with semiconductor devices and specially adapted for lamps without preheating electrodes, e.g. for high-intensity discharge lamps, high-pressure mercury or sodium lamps or low-pressure sodium lamps
    • H05B41/292—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions
    • H05B41/2921—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions
    • H05B41/2926—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions against internal abnormal circuit conditions
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
    • Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10S315/00—Electric lamp and discharge devices: systems
    • Y10S315/07—Starting and control circuits for gas discharge lamp using transistors

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement for AC operation of high-pressure gas discharge lamps with a current limiter arranged between the lamp and the mains AC voltage source and a high-frequency oscillator fed with direct current, which generates a high-frequency current superimposed on the mains AC lamp current through the lamp and an RF transformer and one in series with its primary winding Has lying, periodically on and off transistor, wherein a secondary winding of the transformer is connected in series with the lamp.
  • An ohmic resistor, a choke coil or an electronic ballast can be used as the current limiter.
  • a problem with the operation of high-pressure gas discharge lamps is the re-ignition after every zero crossing of the AC lamp current.
  • high re-ignition voltages may be required during the warm-up phase that the ballast or the like. can no longer be delivered and the lamp therefore goes out.
  • the lamps operated from an AC voltage source have therefore been overlaid with an additional high-frequency current.
  • a high voltage with a frequency of 1.6 to 200 kHz is additionally applied to ignite the lamps and is switched off again after the lamp is ignited.
  • This high RF voltage is above the Ignition voltage of the lamps and should be at least 1000 V.
  • the RF oscillator must therefore be designed for such a voltage, for which relatively large high-performance components are required.
  • GB-PS 1 092 199 a circuit arrangement for AC operation of gas discharge lamps is known, in which an additional high-frequency current is superimposed on the mains AC lamp current, which lowers the re-ignition voltage.
  • the high-frequency superimposition takes place during the full period of the AC lamp current.
  • the high-frequency current is approximately 10% of the average AC lamp current. This also requires a relatively large RF oscillator.
  • the invention has for its object to provide a circuit arrangement for AC operation of high pressure gas discharge lamps with a low re-ignition voltage, especially during the warm-up phase of the lamps, in which the individual components of the circuit - with the exception of the current limiter - are kept so small and so Low losses are said to make it possible to integrate the circuit into the lamp base or into the lamp base without thermal destruction of the components due to circuit losses.
  • This object is achieved in a circuit arrangement of the type mentioned according to the invention in that the ratio between the on and off time (duty cycle) of the transistor is chosen so small that the effective value of the high-frequency current coupled into the lamp is between 0.05 and 5% of the Mains AC lamp current, and that an auxiliary device is provided which the base / emitter path of the transistor outside bridged the area around the zero crossings of the AC lamp current with low resistance.
  • the invention is based on the finding that, surprisingly, reducing the re-ignition voltage of high-pressure gas discharge lamps requires a relatively small additional high-frequency power. This is less than 5% of the nominal lamp wattage.
  • the frequency of the high-frequency current can be approximately between 50 kHz and 1 MHz; a favorable value is e.g. 200 kHz.
  • the high-frequency voltage required is approximately between 100 and 200 V, in the order of magnitude of the lamp operating voltage. It has further been found that it is sufficient to avoid reignition difficulties if the high-frequency power, which is low in comparison to normal lamp power, is only coupled in in the vicinity of the zero crossings of the AC lamp current.
  • the pulse duty factor of the transistor can be set to the desired value in that the base of the transistor is connected to a second secondary winding of the HF transformer, the other end of which is connected to the DC supply voltage of the HF, which is divided via a voltage divider -Oszillators is applied, wherein the pulse duty factor of the transistor can be reduced by lowering the divided DC supply voltage and / or by increasing the number of turns of the second secondary winding.
  • the auxiliary device has a further transistor which bridges the base-emitter path of the first transistor and which over-connects the first transistor a predetermined instantaneous lamp current switches non-conductive by applying the rectified signal of a current sensor measuring the instantaneous lamp current to the base of the further transistor via a potentiometer.
  • the current sensor used is, for example, an AC converter or a measuring resistor.
  • the HF oscillator only has a low efficiency of e.g. 50% works, so that relatively cheap components can be used.
  • the power loss of the RF oscillator can be reduced to approximately 10% of the power loss in continuous operation.
  • the storage capacitor of the RF oscillator can charge to the peak value of the line voltage in this case, since no power is drawn from it at the maximum of the line voltage.
  • the voltage supplied by the RF oscillator in the zero crossings of the line voltage is higher than in continuous operation, which is advantageous for the re-ignition behavior of the lamp and enables a smaller number of turns of the secondary winding in series with the lamp, which means that the size and cost of the HF Transformer are reduced.
  • the HF oscillator therefore only needs to oscillate during this warm-up phase.
  • the RF oscillator can be switched off to reduce the circuit losses.
  • this is done in that the base-emitter path of the transistor is bridged by a further transistor which makes the first transistor dependent on the middle lamp voltage turns non-conductive by applying the voltage of a smoothing capacitor to the base of the further transistor, which is connected in parallel via a diode to a resistor of a second voltage divider, which in turn is parallel to the series connection of lamp and first secondary winding.
  • the smoothing capacitor is connected via a second diode and the potentiometer is tapped via a third diode with the Base of the further transistor connected. In this way, a mutual decoupling of the voltages of the potentiometer and the smoothing capacitor is achieved.
  • a and B are input terminals for connecting to an AC voltage network of e.g. 220 V, 50 Hz.
  • a high-pressure gas discharge lamp 2 is connected in series with a high-frequency oscillator 3 to these input terminals via a current limiter 1.
  • the outputs of the RF oscillator 3 are labeled C and D.
  • the current limiter 1 can be an ohmic resistor, a choke coil or an electronic ballast.
  • a high-frequency snap-back capacitor 4 In parallel with the lamp 2 and the RF oscillator 3 is a high-frequency snap-back capacitor 4, which prevents high-frequency currents from being fed back into the AC voltage network.
  • the RF oscillator 3 In addition to the 50 Hz mains alternating lamp current, the RF oscillator 3 also couples a small high-frequency current into the lamp 2 with a frequency between 50 kHz and 1 MHz. Typically, the RF oscillator 3 would operate throughout the AC period. In order to reduce the circuit losses, the HF oscillator 3 should only oscillate in the vicinity of the zero crossings of the AC lamp current.
  • a current sensor 15 e.g. in the form of an alternating current converter, which measures the lamp current and passes it on to input terminals E and F of the RF oscillator 3.
  • Another input G of the RF oscillator 3 is connected to the electrode of the lamp 2 which is not connected to the output C of the RF oscillator 3.
  • FIG. 2 An embodiment of a suitable RF oscillator 3, which works on the principle of the flyback converter, is shown in FIG. 2.
  • a bridge rectifier 5 with four diodes is connected to the input terminals A ⁇ , B 'of the AC voltage network, the output of which is connected to a charging capacitor 6 in parallel.
  • the rectifier arrangement 5, 6 forms a DC voltage source for the actual HF oscillator 3.
  • This essentially consists. from a high-frequency transformer 7 with a primary winding 8 and two secondary windings 9 and 10 and a transistor 11 lying in series with the primary winding 8, which can be switched on and off periodically.
  • the HF transformer 7 with its primary winding 8 is in series with the transistor 11 and a Resistor 12 to the drawer capacitor 6 connected.
  • the first secondary winding 9 of the HF transformer 7 is in series with the lamp 2.
  • a voltage divider with its resistors 13 and 14 is also connected in parallel with the charging capacitor 6.
  • the voltage divider tap between the two resistors 13 and 14 is connected to one end of the second secondary winding 10 of the HF transformer 7, the other end of which is connected to the base of the transistor 11.
  • the ratio between the on and off time (duty cycle) of the transistor 11 is determined by reducing the ratio of the voltage dividing resistors 14 to 13, i.e. by reducing the divided DC voltage to supply the RF oscillator 3, and / or by increasing the number of turns of the second secondary winding 10 so small that the effective value of the high frequency current coupled into the lamp 2 is between 0.05 and 5% of the AC lamp current.
  • the duty cycle of the transistor 11, once set, also determines the oscillation frequency of the RF oscillator 3.
  • the base-emitter path of the switching transistor 11 is bridged by a further transistor 16 in series with a resistor 17.
  • the signal applied by the current sensor 15 to the input terminals E and F of the RF oscillator 3 is rectified by a bridge rectifier 18 and fed to the base of the second transistor 16 via a potentiometer 19.
  • the size of the base voltage can be adjusted using the potentiometer 19.
  • the transistor 16 becomes conductive, so that the resistor 14, the smaller resistor 17 is connected in parallel.
  • the base voltage of the transistor 11 is lowered to such an extent that it remains in the non-conductive state and the RF oscillator 3 cannot oscillate.
  • the threshold value of the lamp current, from which oscillation is prevented, can be set via the potentiometer 19.
  • the lamp voltage present at the input G of the RF oscillator 3 is applied to a smoothing capacitor 23 via a voltage divider consisting of resistors 20 and 21 and a diode 22.
  • the time constant of the resistor 20 and the smoothing capacitor 23 is designed such that a voltage is present at the smoothing capacitor 23 which is proportional to the mean lamp voltage.
  • the voltage across the smoothing capacitor 23 is then applied to the base of the further transistor 16 via a second diode 24.
  • the voltage taken from the potentiometer 19 is applied to the base of the further transistor 16 via a third diode 25.
  • the two diodes 24 and 25 prevent mutual interference between the current-proportional signal from the potentiometer 19 and the voltage-proportional signal from the smoothing capacitor 23.
  • the RF oscillator 3 is switched off both outside the vicinity of the zero crossings of the lamp alternating current by the one tapped by the potentiometer 19 Voltage turns the further transistor 16 on, and also when a predetermined mean lamp voltage is exceeded, in that the voltage taken from the smoothing capacitor 23 turns the further transistor 16 on.
  • the switching threshold for the lamp lamp voltage is set via the voltage divider 20, 21 so that the RF oscillator 3 is only switched off after the lamp 2 has warmed up, ie at a voltage which corresponds approximately to the normal lamp lamp voltage.
  • the oscillation frequency of the HF oscillator was about 200 kHz with a peak voltage of about 200 V.
  • the metal halide discharge lamps went through their warm-up phase without reignition problems.
  • the AC lamp current was approximately 0.6 A and the effective value of the high-frequency current was approximately 0.5 mA.
  • the lamp is connected in series with the RF oscillator.

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Abstract

Bei einer Schaltungsanordnung zum Wechselstrombetrieb von Hochdruck-Gasentladungslampen aus einer Netzwechselspannungsquelle (A, B) und einem mit Gleichstrom gespeisten Hochfrequenzoszillator (3), der einen dem Netzwechsellampenstrom überlagerten Hochfrequenzstrom durch die Lampe erzeugt und einen HF-Transformator (7) und einen in Reihe mit dessen Primärwicklung (8) liegenden, periodisch ein- und ausschaltbaren Transistor (11) aufweist, wobei eine Sekundärwicklung (9) des Transformators in Reihe mit der Lampe liegt, ist zur Herabsetzung von Verlusten das Verhältnis zwischen Ein- und Ausschaltzeit (Tastverhältnis) des Transistors (11) derart klein gewählt, daß der Effektivwert des in die Lampe eingekoppelten Hochfrequenzstroms zwischen 0,05 and 5% des Netzwechsellampenstroms beträgt, und ist eine Hilfsvorrichtung (16 bis 19, 25) vorgesehen, welche das periodische Ein- und Ausschalten des Transistors (11) außerhalb der Umgebung der Nulldurchgänge des Netzwechsellampenstromes unterbricht.

Description

  • Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Wechselstrombetrieb von Hochdruck-Gasentladungslampen mit einem zwischen Lampe und Netzwechselspannungsquelle angeordneten Strombegrenzer und einem mit Gleichstrom gespeisten Hochfrequenzoszillator, der einen dem Netzwechsellampenstrom überlagerten Hochfrequenzstrom durch die Lampe erzeugt und einen HF-Transformator und einen in Reihe mit dessen Primärwicklung liegenden, periodisch ein-und ausschaltbaren Transistor aufweist, wobei eine Sekundärwicklung des Transformators in Reihe mit der Lampe geschaltet ist. Als Strombegrenzer kann ein ohmscher Widerstand, eine Drosselspule oder ein elektronisches Vorschaltgerät benutzt werden.
  • Ein Problem beim Betrieb von Hochdruck-Gasentladungslampen ist die Wiederzündung nach jedem Nulldurchgang des Netzwechsellampenstroms. Insbesondere bei Metallhalogenidentladungslampen können während der Aufwärmphase derart hohe Wiederzündspannungen erforderlicn sein, daß diese vom Vorschaltgerät odgl. nicht mehr geliefert werden und die Lampe deshalb erlischt. Zur Erleichterung der Zündung bzw. Wiederzündung von Hochdruck-Gasentladungslampen hat man daher die aus einer Netzwechselspannungsquelle betriebenen Lampen noch mit einem zusätzlichen Hochfrequenzstrom überlagert.
  • Bei einer aus der US-PS 4 378 514 bekannten Schaltungsanordnung dieser Art wird zum Zünden der Lampen zusätzlich eine hohe Spannung mit einer Frequenz von 1,6 bis 200 kHz angelegt, die nach dem Zünden der Lampe wieder abgeschaltet wird. Diese hohe HF-Spannung liegt über der Zündspannung der Lampen und dürfte mindestens 1000 V betragen. Der HF-Oszillator muß also für eine derartige Spannung ausgelegt sein, wofür relativ große Hochleistungsbauelemente erforderlich sind.
  • Auch aus der GB-PS 1 092 199 ist eine Schaltungsanordnung zum Wechselstrombetrieb von Gasentladungslampen bekannt, bei der dem Netzwechsellampenstrom ein zusätzlicher Hochfrequenzstrom überlagert wird, wodurch sich die Wiederzündspannung erniedrigt. Die Hochfrequenzüberlagerung erfolgt während der vollen Periodendauer des Netzwechsellampenstroms. Der Hochfrequenzstrom beträgt etwa 10% des mittleren Netzwechsellampenstroms. Auch dies bedingt noch einen relativ großen HF-Oszillator.
  • Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung zum Wechselstrombetrieb von Hochdruck-Gasentladungslampen mit einer niedrigen Wiederzündspannung, insbesondere während der Aufwärmphase der Lampen, zu schaffen, bei der die einzelnen Bauelemente der Schaltung - mit Ausnahme des Strombegrenzers - derart klein gehalten werden und mit so geringen Verlusten behaftet sein sollen, daß eine Integration der Schaltung in den Lampensockel bzw. in den Lampenfuß möglich wird, ohne daß eine thermische Zerstörung der Bauelemente aufgrund von Schaltungsverlusten auftreten kann.
  • Diese Aufgabe wird bei einer Schaltungsanordnung eingangs erwähnter Art gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß das Verhältnis zwischen Ein- und Ausschaltzeit (Tastverhältnis) des Transistors derart klein gewählt ist, daß der Effektivwert des in die Lampe eingekoppelten Hochfrequenzstroms zwischen 0,05 und 5% des Netzwechsellampenstroms beträgt, und daß eine Hilfsvorrichtung vorgesehen ist, welche die Basis/Emitterstrecke des Transistors außerhalb der Umgebung der Nulldurchgänge des Netzwechsellampenstromes niederohmig überbrückt.
  • Die Erfindung geht von der Erkenntnis aus, daß man zur Verringerung der Wieder zündspannung von Hochdruck-Gasentladungslampen überraschenderweise mit einer relativ geringen zusätzlichen Hochfrequenzleistung auskommt. Diese beträgt weniger als 5 % der nominalen Lampenleistung. Die Frequenz des Hochfrequenzstromes kann etwa zwischen 50 kHz und 1 MHz liegen; ein günstiger Wert ist z.B. 200 kHz. Die benötigte Hochfrequenzspannung liegt etwa zwischen 100 und 200 V, also in der Größenordnung der Lampenbrennspannung. Es hat sich weiter herausgestellt, daß es zur Vermeidung von Wiederzündschwierigkeiten ausreicht, wenn die im Vergleich zur normalen Lampenleistung geringe Hochfrequenzleistung nur in der Umgebung der Nulldurchgänge des Netzwechsellampenstromes eingekoppelt wird.
  • Das Tastverhältnis des Transistors läßt sich gemäß einer vorteilhaften Ausführungsform der Schaltungsanordnung nach der Erfindung dadurch auf den gewünschten Wert einstellen, daß die Basis des Transistors mit einer zweiten Sekundärwicklung des HF-Transformators verbunden ist, deren anderes Ende mit der über einen Spannungsteiler heruntergeteilten Versorgungsgleichspannung des HF-Oszillators beaufschlagt wird, wobei das Tastverhältnis des Transistors durch Erniedrigung der heruntergeteilten Versorgungsgleichspannung und/oder durch Vergrößerung der Windungszahl der zweiten Sekundärwicklung verringerbar ist.
  • Bei einer bevorzugten Schaltungsanordnung nach der Erfindung weist die Hilfsvorrichtung einen die Basis-Emitterstrecke des ersten Transistors überbrückenden weiteren Transistor auf, der den ersten Transistor bei Überschreiten eines vorgegebenen momentanen Lampenstroms nichtleitend schaltet, indem die Basis des weiteren Transistors über ein Potentiometer mit dem gleichgerichteten Signal eines den momentanen Lampenstrom messenden Stromsensors beaufschlagt wird. Der verwendete Stromsensor ist z.B. ein Wechselstromwandler oder ein Meßwiderstand.
  • Hierbei reicht es aus, wenn der HF-Oszillator nur mit einem niedrigen Wirkungsgrad von z.B. 50% arbeitet, so daß relativ billige Bauelemente verwendet werden können. Die Verlustleistung des HF-Oszillators kann auf etwa 10% der Verlustleistung bei Dauerbetrieb verringert werden. Außerdem kann sich der Speicherkondensator des HF-Oszillators in diesem Fall auf den Spitzenwert der Netzspannung aufladen, da ihm im Maximum der Netzspannung keine Leistung entzogen wird. Somit ist die in den Nulldurchgängen der Netzspannung vom HF-Oszillator gelieferte Spannung höher als bei kontinuierlichem Betrieb, was von Vorteil für das Wiederzündverhalten der Lampe ist und eine kleinere Windungszahl der in Reihe mit der Lampe liegenden Sekundärwicklung ermöglicht, wodurch Größe und Kosten des HF-Transformators verringert werden.
  • Wiederzundschwierigkeiten bei Hochdruck-Gasentladungslampen treten hauptsächlich während der Aufwärmphase der Lampen auf. Nur während dieser Aufwärmphase braucht daher der HF-Oszillator zu schwingen. Wenn die Lampenspannung nach der Aufwärmphase ihren Sollwert erreicht hat, kann der HF-Oszillator zur Verringerung der Schaltungsverluste abgeschaltet werden. Dies geschieht bei einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Schaltungsanordnung nach der Erfindung dadurch, daß die Basis-Emitterstrecke des Transistors durch einen weiteren Transistor überbrückt ist, der den ersten Transistor in Abhängigkeit von der mittleren Lampenspannung nichtleitend schaltet, indem die Basis des weiteren Transistors mit der Spannung eines Glättungskondensators beaufschlagt wird, der über eine Diode einem Widerstand eines zweiten Spannungsteilers parallel geschaltet ist, der wiederum parallel zur Reihenschaltung aus Lampe und erster Sekundärwicklung liegt.
  • Will man beide Maßnahmen ergreifen, d.h. soll der HF-Oszillator nur in der Umgebung der Nulldurchgänge des Netzwechsellampenstroms schwingen und nach der Aufwärmphase der Lampen abgeschaltet werden, so sind gemäß einer Weiterbildung der Schaltungsanordnung nach der Erfindung der Glättungskondensator über eine zweite Diode und der Abgriff des Potentiometers über eine dritte Diode mit der Basis des weiteren Transistors verbunden. Auf diese Weise wird eine gegenseitige Entkoppelung der Spannungen des Potentiometers und des Glättungskondensators erreicht.
  • Ein Ausführungsbeispiel nach der Erfindung wird nunmehr an Hand der Zeichnung näher beschrieben. Es zeigen:
    • Fig. 1 eine Schaltungsanordnung zum Wechselstrombetrieb einer Hochdruck-Gasentladungslampe, die mit einem HF-Oszillator in Reihe liegt, der zusätzlich durch den Lampenstrom gesteuert wird,
    • Fig. 2 die Schaltung des bei der Anordnung nach Fig. 1 verwendeten HF-Oszillators,
  • Mit A und B sind Eingangsklemmen zum Anschließen an ein Wechselspannungsnetz von z.B. 220 V, 50 Hz, bezeichnet. An diese Eingangsklemmen ist über einen Strombegrenzer 1 eine Hochdruck-Gasentladungslampe 2 in Reihe mit einem Hochfrequenzoszillator 3 angeschlossen.
  • Die Ausgänge des HF-Oszillators 3 sind mit C und D bezeichnet. Der Strombegrenzer 1 kann ein ohmscher Widerstand, eine Drosselspule oder ein elektronisches Vorschaltgerät sein. Parallel zur Lampe 2 und zum HF-Oszillator 3 liegt ein Hochfrequenzruckschlußkondensator 4, der verhindert, daß Hochfrequenzströme in das Wechselspannungsnetz zurückgekoppelt werden. Durch den HF-Oszillator 3 wird zusätzlich zum 50 Hz-Netzwechsellampenstrom ein geringer Hochfrequenzstrom mit einer Frequenz zwischen 50 kHz und 1 MHz in die Lampe 2 eingekoppelt. Üblicherweise würde der HF-Oszillator 3 während der gesamten Wechselstromperiode arbeiten. Zur Verringerung der Schaltungsverluste soll der HF-Oszillator 3 nur in der Umgebung der Nulldurchgänge des Netzwechsellampenstromes schwingen. Dafür ist zusätzlich ein Stromsensor 15, z.B. in Form eines Wechselstromwandlers, vorgesehen, der den Lampenstrom mißt und an Eingangsklemmen E und F des HF-Oszillators 3 weitergibt. Ein weiterer Eingang G des HF-Oszillators 3 ist an die nicht mit dem Ausgang C des HF-Oszillators 3 verbundene Elektrode der Lampe 2 angeschlossen.
  • Ein Ausführungsbeispiel eines hierfür geeigneten HF-Oszillators 3, der nach dem Prinzip des Sperrwandlers arbeitet, ist in Fig. 2 dargestellt. An die Eingangsklemmen A`, B' des Wechselspannungsnetzes ist ein Brückengleichrichter 5 mit vier Dioden angeschlossen, dessem Ausgang ein Ladekondensator 6 parallel geschaltet ist. Die Gleichrichteranordnung 5, 6 bildet eine Gleichspannungsquelle für den eigentlichen HF-Oszillator 3. Dieser besteht im wesentlichen. aus einem Hochfrequenztransformator 7 mit einer Primärwicklung 8 und zwei Sekundärwicklungen 9 und 10 und einem mit der Primärwicklung 8 in Reihe liegenden, periodisch an- und abschaltbaren Transistor 11. Der HF-Transformator 7 ist mit seiner Primärwicklung 8 in Reihe mit dem Transistor 11 und einem Widerstand 12 an den Ladekondensator 6 angeschlossen. Die erste Sekundärwicklung 9 des HF-Transformators 7 liegt in Reihe mit der Lampe 2. Parallel zum Ladekondensator 6 ist ferner ein Spannungsteiler mit seinen Widerständen 13 und 14 angeschlossen. Der Spannungsteilerabgriff zwischen den beiden Widerständen 13 und 14 steht mit einem Ende der zweiten Sekundärwicklung 10 des HF-Transformators 7 in Verbindung, deren anderes Ende mit der Basis des Transistors 11 verbunden ist.
  • Diese Schaltung arbeitet wie folgt:
    • Am Ausgang des Brückengleichrichters 5 steht die gleichgerichtete Netzspannung an, wodurch der Ladekondensator 6 aufgeladen wird. Aus ihm fließt dann ein Strom durch die Reihenschaltung der Primärwicklung 8 des HF-Transformators 7, des Schalttransistors 11 und des Widerstandes 12. Das Verhältnis der Spannungsteilerwiderstände 13 und 14 ist so gewählt, daß die heruntergeteilte Versorgungsgleichspannung und damit die am Schalttransistor 11 anliegende Basisspannung ausreicht, um den Schalttransistor 11 leitend zu machen. Die Anstiegszeit dieses Stromes wird durch die sich aus dem Widerstand 12 und der Induktivität der Primärwicklung 8 ergebende Zeitkonstante bestimmt. Mit dem Anstieg des Stromes durch die Primärwicklung 8 wird in der zweiten Sekundärwicklung 10 eine Spannung induziert, die der durch das Spannungsteilerverhältnis der Widerstände 13, 14 gegebenen Spannung entgegenwirkt und damit die Basisspannung des Transistors 11 auf derart kleine Werte absenkt, daß der Transistor 11 nichtleitend wird. Hierdurch wird der Strom durch die Primärwicklung 8 unterbrochen, wodurch wiederum die in die zweite Sekundärwicklung 10 induzierte Gegenspannung abgebaut wird. Damit kehrt der Transistor 11 in seinen Ausgangszustand zurück und der gesamte Vorgang beginnt von neuem, wodurch sich insgesamt in der Primärwicklung 8 eine hochfrequente Stromschwingung ergibt. Diese führt wiederum dazu, daß in der Sekundärwicklung 9 eine Hochfrequenzspannung induziert wird, die über die Ausgangsklemmen C und D in die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 eingekoppelt wird.
  • Das Verhältnis zwischen An- und Ausschaltzeit (Tastverhältnis) des Transistors 11 wird durch Verkleinerung des Verhältnisses der Spannungsteilerwiderstände 14 zu 13, d.h. durch Erniedrigung der heruntergeteilten Gleichspannung zur Versorgung des HF-Oszillators 3, und/oder durch Vergrößerung der Windungszahl der zweiten Sekundärwicklung 10 derart klein gewählt, daß der Effektivwert des in die Lampe 2 eingekoppelten Hochfrequenzstromes zwischen 0,05 und 5% der Netzwechsellampenstroms beträgt. Das einmal eingestellte Tastverhältnis des Transistors 11 bestimmt darüber hinaus die Schwingungsfrequenz des HF-Oszillators 3.
  • Wie aus Fig. 2 hervorgeht, ist die Basis-Emitterstrecke des Schalttransistors 11 durch einen weiteren Transistor 16 in Reihe mit einem Widerstand 17 überbrückt. Das vom Stromsensor 15 an die Eingangsklemmen E und F des HF-Oszillators 3 angelegte Signal wird durch einen Brückengleichrichter 18 gleichgerichtet und über ein Potentiometer 19 der Basis des zweiten Transistors 16 zugeführt. Die Größe der Basisspannung ist durch das Potentiometer 19 einstellbar.
  • Die bis jetzt beschriebene Oszillatorschaltung arbeitet folgendermaßen:
    • Ist das Signal des Stromsensors 15 klein, d.h. in der Umgebung der Stromnulldurchgänge, so ist die Basisspannung des Transistors 16 ebenfalls klein; der Transistor 16 befindet sich im nichtleitenden Zustand. In diesem Fall arbeitet der Schalttransistor 11 und damit der HF-Oszillator 3 wie oben beschrieben. Überschreitet nun der
  • Lampenstrom und damit die Basisspannung des Transistors 16 einen vorgegebenen Wert, so wird der Transistor 16 leitend, so daß dem Widerstand 14 der kleinere Widerstand 17 parallel geschaltet wird. Hierdurch wird die Basisspannung des Transistors 11 so weit abgesenkt, daß er im nichtleitenden Zustand bleibt und der HF-Oszillator 3 somit nicht schwingen kann. Der Schwellwert des Lampenstromes, von dem an das Schwingen unterbunden wird, kann dabei über das Potentiometer 19 eingestellt werden.
  • Bei der Schaltung nach Fig. 2 ist außerdem noch die Möglichkeit vorgesehen, den HF-Oszillator 3 nach der Aufwärmphase der Lampe 2 abzuschalten, wodurch sich noch kleinere Verluste und damit eine noch geringere Erwärmung ergeben. Hierzu wird die am Eingang G des HF-Oszillators 3 anstehende Lampenspannung über einen aus Widerständen 20 und 21 bestehenden Spannungsteiler sowie eine Diode 22 auf einen Glättungskondensator 23 gegeben. Die Zeitkonstante des Widerstands 20 und des Glättungskondensators 23 ist so ausgelegt, daß am Glättungskondensator 23 eine Spannung ansteht, die der mittleren Lampenspannung proportional ist. Die am Glättungskondensator 23 anstehende Spannung wird dann über eine zweite Diode 24 auf die Basis des weiteren Transistors 16 gegeben. Gleichzeitig wird die am Potentiometer 19 abgenommene Spannung über eine dritte Diode 25 auf die Basis des weiteren Transistors 16 gegeben. Die beiden Dioden 24 und 25 verhindern dabei eine gegenseitige Beeinflussung des stromproportionalen Signals vom Potentiometer 19 sowie des spannungsproportionalen Signals vom Glättungskondensator 23. Auf diese Weise wird der HF-Oszillator 3 sowohl außerhalb der Umgebung der Nulldurchgänge des Lampenwechselstromes abgeschaltet, indem die vom Potentiometer 19 abgegriffene Spannung den weiteren Transistor 16 leitend schaltet, als auch bei Überschreiten einer vorgegebenen mittleren Lampenspannung, indem die vom Glättungskondensator 23 abgenommene Spannung den weiteren Transistor 16 leitend schaltet. Die Schaltschwelle für die Lampenbrennspannung wird über den Spannungsteiler 20, 21 so eingestellt, daß ein Abschalten des HF-Oszillators 3 erst nach der Aufwärmphase der Lampe 2 erfolgt, d.h. bei einer Spannung, die etwa der normalen Lampenbrennspannung entspricht.
  • Bei einem praktischen Ausführungsbeispiel zum Wechselstrombetrieb einer 45 W-Metallhalogenid-Hochdruckentladungslampe mit einer Brennspannung von 100 V wurden bei einer Schaltung nach Fig. 2 folgende Schaltungsbauelemente verwendet:
    Figure imgb0001
    Die Schwingungsfrequenz des HF-Oszillators betrug dabei etwa 200 kHz mit einer Spitzenspannung von etwa 200 V. Die Metallhalogenidentladungslampen durchliefen ihre Aufwärmphase ohne Wiederzündprobleme. Der Netzwechsellampenstrom betrug etwa 0,6 A und der Effektivwert des Hochfrequenzstromes etwa 0,5 mA.
  • In den Ausführungsbeispielen ist die Lampe in Reihe mit dem HF-Oszillator geschaltet. Es ist jedoch auch möglich, den HF-Oszillator parallel zur Lampe zu schalten und die Verbindung durch zwei Kondensatoren herzustellen.

Claims (5)

1. Schaltungsanordnung zum Wechselstrombetrieb von Hochdruck-Gasentladungslampen mit einem zwischen Lampe und Netzwechselspannungsquelle angeordneten Strombegrenzer und einem mit Gleichstrom gespeisten Hochfrequenzoszillator, der einen dem Netzwechsellampenstrom überlagerten Hochfrequenzstrom durch die Lampe erzeugt und einen HF-Transformator und einen in Reihe mit dessen Primärwicklung liegenden, periodisch ein- und ausschaltbaren Transistor aufweist, wobei eine Sekundärwicklung des Transformators in Reihe mit der Lampe geschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, daß das Verhältnis zwischen Ein- und Ausschaltzeit (Tastverhältnis) des Transistors (11) derart klein gewählt ist, daß der Effektivwert des in die Lampe (2) eingekoppelten Hochfrequenzstroms zwischen 0,05 und 5% des Netzwechsellampenstroms beträgt, und daß eine Hilfsvorrichtung (15 bis 19, 25) vorgesehen ist, welche die Basis/Emitterstrecke des Transistors außerhalb der Umgebung der Nulldurchgänge des Netzwechsellampenstromes niederohmig überbrückt.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Basis des Transistors (11) mit einer zweiten Sekundärwicklung (10) des HF-Transformators (7) verbunden ist, deren anderes Ende mit der über einen Spannungsteiler (13, 14) heruntergeteilten Versorgungsgleichspannung des HF-Oszillators (3) beaufschlagt wird, wobei das Tastverhältnis des Transistors durch Erniedrigung der heruntergeteilten Versorgungsgleichspannung und/oder durch Vergrößerung der Windungzahl der zweiten Sekundärwicklung verringerbar ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Hilfsvorrichtung einen die Basis-Emitterstrecke des ersten Transistors (11) überbrückenden weiteren Transistor (16) aufweist, der den ersten Transistor bei Überschreiten eines vorgegebenen momentanen Lampenstroms nichtleitend schaltet, indem die Basis des weiteren Transistors über ein Potentiometer (19) mit dem gleichgerichteten Signal eines den momentanen Lampenstrom messenden Stromsensors (15) beaufschlagt wird.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Basis-Emitterstrecke des Transistors (11) durch einen weiteren Transistor (16) überbrückt ist, der den ersten Transistor in Abhängigkeit von der mittleren Lampenspannung nichtleitend schaltet, indem die Basis des weiteren Transistors mit der Spannung eines Glättungskondensators (23) beaufschlagt wird, der über eine Diode (22) einem Widerstand (21) eines zweiten Spannungsteilers (20, 21) parallel geschaltet ist, der wiederum parallel zur Reihenschaltung aus Lampe (2) und erster Sekundärwicklung (9) liegt.
5. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 3 und 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Glättungskondensator (23) über eine zweite Diode (24) und der Abgriff des Potentiometers (19) über eine dritte Diode (25) mit der Basis des weiteren Transistors (16) verbunden sind.
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