EP0067185B1 - Electronic device for the energization of an electromagnetic element - Google Patents

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Publication number
EP0067185B1
EP0067185B1 EP19820900090 EP82900090A EP0067185B1 EP 0067185 B1 EP0067185 B1 EP 0067185B1 EP 19820900090 EP19820900090 EP 19820900090 EP 82900090 A EP82900090 A EP 82900090A EP 0067185 B1 EP0067185 B1 EP 0067185B1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
current
value
soll
nominal
switching transistor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired
Application number
EP19820900090
Other languages
German (de)
French (fr)
Other versions
EP0067185A1 (en
Inventor
Edwin Petschenka
Winfried Beulen
Erich Rothmeier
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
BBC Brown Boveri AG Germany
Original Assignee
Brown Boveri und Cie AG Germany
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Brown Boveri und Cie AG Germany filed Critical Brown Boveri und Cie AG Germany
Publication of EP0067185A1 publication Critical patent/EP0067185A1/en
Application granted granted Critical
Publication of EP0067185B1 publication Critical patent/EP0067185B1/en
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01H—ELECTRIC SWITCHES; RELAYS; SELECTORS; EMERGENCY PROTECTIVE DEVICES
    • H01H47/00—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current
    • H01H47/22—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current for supplying energising current for relay coil
    • H01H47/32—Energising current supplied by semiconductor device
    • H01H47/325—Energising current supplied by semiconductor device by switching regulator
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01H—ELECTRIC SWITCHES; RELAYS; SELECTORS; EMERGENCY PROTECTIVE DEVICES
    • H01H47/00—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current
    • H01H47/02—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current for modifying the operation of the relay
    • H01H47/04—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current for modifying the operation of the relay for holding armature in attracted position, e.g. when initial energising circuit is interrupted; for maintaining armature in attracted position, e.g. with reduced energising current
    • H01H2047/046—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current for modifying the operation of the relay for holding armature in attracted position, e.g. when initial energising circuit is interrupted; for maintaining armature in attracted position, e.g. with reduced energising current with measuring of the magnetic field, e.g. of the magnetic flux, for the control of coil current

Definitions

  • the invention relates to an electronic circuit arrangement for controlling an electromagnetic component, in particular a contactor or relay, the electromagnetic component being in series with a switching transistor and a measuring resistor, an actual current value corresponding to the current through the component can be tapped at the measuring resistor and fed to a comparator , the comparator can be supplied with a current setpoint for the pull-in current and a reduced current setpoint for the holding current and the switching transistor is controlled via the comparator if the actual current value falls below the current setpoint.
  • an electronic circuit arrangement is known from D E-A-2 513 043.
  • Electromagnetic components such as switching relays and contactors, are generally known in numerous design variants.
  • Such switching devices consist of a yoke with one or more coils and an armature which is magnetically attracted by the yoke after application of a control voltage to the coil and thereby actuates switching contacts.
  • a circuit for DC operation for contactors or relays in which the supply voltage is applied to the excitation coil in pulses via an electronic switch.
  • the frequency and / or duration of the pulses are determined by comparing a voltage proportional to the excitation current with a reference voltage.
  • the reference voltage is raised by an adjustable timer for a time longer than the duration of the tightening phase from the value required for holding to or above the value required for tightening.
  • the publication also generally indicates that the time at which the reference voltage changes can be made dependent on the change in inductance of the excitation coil when the air gap is closed.
  • the inductance to be switched is connected in series with a switching transistor and a measuring resistor, the measuring resistor giving an actual current value to a comparison stage.
  • the comparison stage also receives a current setpoint and controls the switching transistor as a function of the control deviation that occurs via a driver stage. It is not intended here to specify different current setpoints for the pull-in current or the holding current.
  • a circuit arrangement for actuating an electromagnetic system to which an electronic switching element lies in series.
  • a sensor is provided, which detects the instantaneous value of the operating state of the electromagnetic system, the signals of which influence the electronic switching element.
  • the excitation power of the electromagnetic system can be changed in accordance with the instantaneous value of the operating state.
  • the field strength, the path, the acceleration, the speed or the current are recorded in the magnet system.
  • a method and a device for operating an electromagnetic consumer are known, in particular an injection valve in internal combustion engines. It is provided to supply a high and then a reduced current to an electromagnetic consumer at the beginning of an actuation signal.
  • the power supply to the consumer should be clocked and / or regulated after reaching a certain current.
  • the switching point of the power supply during clocking should be current and / or time-dependent.
  • the invention has for its object to provide an electronic circuit arrangement for controlling an electromagnetic component of the type mentioned, in which the switching of the current setpoint dependent on the switching state of the component from the value for the pull-in current to the value for the holding current depending on the rate of increase of Current takes place in the component.
  • this object is achieved according to the invention in that the switching transistor is driven in a clocked manner with a constant duty cycle, in that a subtractor is provided for forming the AC component of the actual current value, on the input side the current actual value and the current setpoint are present in that the subtractor has a peak value meter for forming the Peak value of the AC component of the current actual value is connected downstream and that this peak value can be fed to a setpoint generator, which outputs the various current setpoints on the output side for the pull-in current or the holding current depending on the level of the peak values formed (FIG. 2).
  • this object is achieved according to the invention in that the switching transistor is controlled in a clocked manner with a variable duty cycle, that a time recording device is provided for determining the respective duty cycle of the switching transistor, which is required in each case to achieve a specific actual current value, and that the time recording device is a setpoint generator is connected downstream, which outputs the various current setpoints for the starting current or the holding current as a function of the length of the duty cycle of the switching transistor. (Fig. 1.3).
  • the current setpoint is switched from the value for the pull-in current to the value for the holding current depending the rate of rise of the current in the device.
  • the duty cycle of the switching transistor per cycle is fixed and the current setpoint switchover takes place as a function of the peak value of the AC component of the actual current value that occurs during the duty cycle of the switching transistor.
  • the switching transistor is switched on per cycle until the actual current value is equal to the specified current setpoint and the setpoint changeover takes place as a function of the required switch-on period of the switching transistor.
  • the lower voltage limit for the supply voltage is only the minimum voltage of the electronics supply, e.g. approx. 5 V DC voltage and as the upper voltage limit the maximum voltage load capacity of the electronic components, e.g. approx. 1000 V DC voltage.
  • This can drastically reduce the variety of types caused by the various supply voltages (excitation voltages, control voltages) in electromagnetic components, in particular switching devices. For the entire voltage range between 5 V and 1000 V, for example, the same switching device can be used, whereby a safe tightening of the armature is always guaranteed.
  • the actual current value U (I ist ) is tapped at the common connection point between the electromagnetic component 2 and the measuring resistor R 2 as a voltage value and fed to the first input of a comparator 5.
  • the second input of the comparator 5 is supplied with the current setpoint U (I Soll 2 ).
  • the comparator 5 compares the current setpoint and the current actual value and controls the switching transistor 1 directly on the output side whenever the current actual value U (l ist ) falls below the current setpoint U (l soll 2 ).
  • a voltage divider 10 with resistors R 5 , R 6 is provided, which is connected between supply voltage + U v and ground.
  • the resistance ratio R 5 / R 6 corresponds to the ratio R 1 / R 2 .
  • the second input of the subtractor 14 is supplied with the current setpoint U (I soll 1 ).
  • the differential voltage U D corresponds to the voltage U v minus the ohmic voltage drop across the resistors R 1 , R 2 when switch 1 is switched on.
  • the voltage divider 10 is used to adapt the supply voltage U v to the value U (1 des 1 ).
  • the second input of the controllable adder 15 is supplied with the current setpoint U (1 setpoint 1 ).
  • the control input of the adder 15 is connected to the output of the comparator 5.
  • the output signal of the comparator 5 is fed to the input of a time recording device 16.
  • the time detector 16 determines the variable duty cycle t a of the switching transistor 1 and this value to a setpoint value generator 17 to.
  • the setpoint generator 17 outputs the current setpoint U (1 setpoint 1 ) as a function of the duty cycle of the switching transistor 1.
  • this current setpoint U (I shall 1 ) is fed to the subtractor 14 and the controllable adder 15.
  • a smoothing element for example a PT 1 element
  • n is the number of turns in the electromagnetic component 2 (coil, choke), which represents a constant factor.
  • the current 1 1 + 1 4 through the component 2 is controlled by measuring the inductance L such that the magnetic flux 0 remains constant regardless of the supply voltage U v .
  • the inductance L changes depending on whether the armature of the component 2 designed as a switching device is attracted or not.
  • the inductance also changes in saturation of the magnetic material of yoke and armature of the component 2.
  • the differential voltage U D is significant, which corresponds to the voltage U v minus the ohmic voltage drop across the resistors R 1 , R 2 at the moment when the switch 1 is switched on.
  • the influence of the differential voltage U D can be largely eliminated by regulating the peak value U (î) of the alternating current component U (i) to a magnitude that is proportional to the differential voltage U D.
  • the time constant ⁇ varies as a function of L and the duty cycle t a of the switching transistor 1 will be tracked.
  • the target value generator 17 is thereby a high current reference value U (l to 1) when the operating time t a of the switching transistor 1 is small and it is a small current command value U (l to 1) when the operating time t is large, that is, the setpoint value generator 17 changed continuously or in individual stages of the current reference value U (l to 1) in dependence on the determined time recording device 16, a duty cycle t.
  • the current setpoint U (I soll 1 ) is directly given to the comparator 5 via the controllable adder 15 during the off times of the switching transistor 1, ie during the off times of the transistor 1.
  • the transistor 1 is turned on via the comparator 5 when
  • the switching transistor 1 is in turn supplied with the supply voltage + U v via its emitter and is connected via its collector to the electromagnetic component 2 and to the free-wheeling diode 4.
  • the electromagnetic component 2 is in turn connected directly to ground via the measuring resistor R 2 .
  • the actual current value U (I ist ) is tapped at the common connection point between the electromagnetic component 2 and the measuring resistor R 2 as a voltage value and fed to the first input of a comparator 18.
  • the second input of the comparator 18 is supplied with the current setpoint U (l soll ).
  • the comparator 18 compares the values U (l ist ) and U (l soll ) and controls the monostable multivibrator 6 on the output side whenever U (l ist ) ⁇ U (l should ).
  • the monostable multivibrator 6 controls after triggering by the comparator 18 on the output side the switching transistor 1 at a constant duty cycle t to a.
  • a voltage divider 10 with resistors R 5 , R 6 is again provided between + U and ground.
  • the voltage R 2 / (R 1 + R 2 ) .U v is tapped and fed to the first input of a subtractor 19.
  • the second input of the subtractor 19 is supplied with the current setpoint U (I soll ).
  • the subtractor 19 forms the differential voltage and passes this value to the first input of a setpoint generator 20.
  • the second input of the setpoint generator 20 becomes with the peak value U (i) of the alternating current part of the actual current value is applied.
  • the current setpoint U (I soll ) is fed to the comparator 18, the subtractor 19 and the first input of a subtractor 21.
  • the current input value U (I ist ) is applied to the second input of the subtractor 21.
  • the magnetic flux is 0 no longer regulated in the electromagnetic device 2 to a constant value, but it is recognized 2 (switching state of the switching relays) the current state of the electromagnetic device and the current command value U (l soll) switched between two different values according to the state of the component 2.
  • the rate of rise of the current in the electromagnetic component 2 is evaluated, which is a measure of the inductance L of the component 2 and thus allows a statement to be made about the current state of the electromagnetic component 2.
  • the influences of a changing supply voltage U v and a changing ohmic voltage drop across R 1 and R 2 as a result of a changing current setpoint or a change in resistance due to a change in temperature are advantageously eliminated.
  • the influence of a change in resistance of R 1 due to a change in temperature is taken into account when determining the reference value for the setpoint generator 20.
  • the duty cycle is a t the triggered via the comparator 18 the monostable multivibrator 6 constant.
  • the evaluation of the state (switching state) of the electromagnetic component (switching relay) 2 takes place via the peak value U (î) of the AC component U (i) of the detected current actual value U (l ist ). It is assumed that with a constant duty cycle t one of the switching transistor 1, the peak value U (î) of the AC component U (i) is dependent on the inductance L of the component 2 and the differential voltage U D.
  • the differential voltage U D which in turn corresponds to the voltage U v minus the voltage drops across R 1 ' R 2 , is proportional to the height of the peak value U (i).
  • the differential voltage U D specifies the reference for the peak value U (i).
  • the setpoint generator 20 compares the two quantities U D and U (i). If the electromagnetic component (switching relay) 2 is not energized, the inductance L is low, ie the peak value U (î) is large and exceeds the differential voltage U D. Therefore, a high current setpoint U (I soll 1) is specified as a starting current by the setpoint generator 20. If the electromagnetic component (switching relay) 2 is energized, the inductance L is large, ie the peak value U (î) is low. The reference value U D is no longer reached by the peak value U (i) and the setpoint generator 20 specifies a reduced current setpoint U (I soll 2 ) as the holding current.
  • FIG. 3 shows a third embodiment of an electronic circuit arrangement for controlling an electromagnetic component.
  • This embodiment is essentially of the same construction as the circuit arrangement according to FIG. 1, only in the arrangement according to FIG. 3 the setpoint generator 17 is replaced by a setpoint generator 22.
  • the first input of the setpoint generator 22 is determined by the time detecting means 16 duty cycle t of the switching transistor 1 a loaded.
  • a reference time tef is applied to the second input of the setpoint generator 22.
  • the magnetic flux 0 in the electromagnetic component 2 is also not regulated to a constant value, but the instantaneous state of the electromagnetic component 2 is detected and the current setpoint is between two different levels according to the state of the component 2 Values switched.
  • the peak value of U (i) of the alternating current component U (i) is predefined and carried out the evaluation of the state of the electromagnetic device 2 via the duty cycle t of the switching transistor, a first
  • the differential voltage U D at the time the switching transistor 1 is switched on specifies the reference for the peak value U (i) of the AC component. Since the peak value of U (i) at a constant total resistance R 1 + R 2, a constant inductance L and a constant duty cycle ta is proportional to the difference voltage U D are thus v the influences of a changing supply voltage U and a changing voltage drop across R 1, R 2 switched off by changing the current setpoint. In the event of such a change in U v and I should , the differential voltage U D also changes and thus the peak value U (i) is proportional to this. The influence of a change in resistance of R 1 due to an increase in temperature is taken into account when determining the reference value for the setpoint generator 22.
  • the inductance L is small.
  • the duty cycle t a reaches the predetermined reference time t ref and not the reference value generator 22 is thus a higher power level setpoint U (I soll) as a suit current.
  • the duty cycle ten exceeds the predetermined reference time t ref and the setpoint generator 22 consequently emits a reduced current setpoint U (I soll 1 ) as a holding current.
  • the operating time t a of the switching transistor 1 is therefore in each case determined by the time detecting means 16 and the reference value generator 22 outputs, depending on the currently owned duty th an adapted to the switching state of the electromagnetic device 2 current setpoint before.
  • This current target value U (I target 1 ) predetermined by the target value transmitter 22 is fed to the subtractor 14 and the controllable adder 15, respectively.
  • the subtractor 14 subtracts the current setpoint U (I soll1 ) from the evaluated supply voltage R 2 / (R 1 + R 2 ). U v and in this way forms the differential voltage U D when the switching transistor 1 is switched on.
  • This increased current setpoint of U (I soll 2 ) determines the peak value U (i) of the AC component, ie the peak value U (i) is proportional to the differential voltage U D.
  • the invention is used for controlling switching relays and chokes and for monitoring the switching state of switching relays, and for measuring the instantaneous inductance of electromagnetic components under direct current load, such as e.g. Saturation of chokes.

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Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine elektronische Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines elektromagnetischen Bauelementes, insbesondere eines Schützes oder Relais, wobei das elektromagnetische Bauelement in Reihe mit einem Schalttransistor und einem Messwiderstand liegt, ein dem Strom durch das Bauelement entsprechender Stromistwert am Messwiderstand abgreifbar und einem Komparator zuführbar ist, dem Komparator ein Stromsollwert für den Anzugstrom sowie ein reduzierter Stromsollwert für den Haltestrom zuleitbar ist und der Schalttransistor über den Komparator angesteuert wird, falls der Stromistwert den Stromsollwert unterschreitet. Eine derartige elektronische Schaltungsanordnung ist aus der D E-A-2 513 043 bekannt.The invention relates to an electronic circuit arrangement for controlling an electromagnetic component, in particular a contactor or relay, the electromagnetic component being in series with a switching transistor and a measuring resistor, an actual current value corresponding to the current through the component can be tapped at the measuring resistor and fed to a comparator , the comparator can be supplied with a current setpoint for the pull-in current and a reduced current setpoint for the holding current and the switching transistor is controlled via the comparator if the actual current value falls below the current setpoint. Such an electronic circuit arrangement is known from D E-A-2 513 043.

Elektromagnetische Bauelemente, wie Schaltrelais und Schütze sind in zahlreichen Ausführungsvarianten allgemein bekannt. Derartige Schaltgeräte bestehen aus einem Joch mit einer oder mehreren Spulen und aus einem Anker, der nach Anlegen einer Steuerspannung an die Spule vom Joch magnetisch angezogen wird und hierdurch Schaltkontakte betätigt.Electromagnetic components, such as switching relays and contactors, are generally known in numerous design variants. Such switching devices consist of a yoke with one or more coils and an armature which is magnetically attracted by the yoke after application of a control voltage to the coil and thereby actuates switching contacts.

Aus der eingangs erwähnten DE-A-2 513 043 ist eine Schaltung zum Gleichstrombetrieb für Schütze oder Relais bekannt, bei der die Speisespannung über einen elektronischen Schalter impulsweise an die Erregerspule gelegt wird. Frequenz und/oder Dauer der Impulse werden durch Vergleich einer dem Erregerstrom proportionalen Spannung mit einer Referenzspannung bestimmt. Die Referenzspannung wird nach einer Ausführungsform durch ein einstellbares Zeitglied für eine Zeit länger als die Dauer der Anzugsphase von dem zum Halten erforderlichen Wert auf oder über den zum Anziehen erforderlichen Wert angehoben. In der Veröffentlichung wird auch schon allgemein darauf hingewiesen, dass der Zeitpunkt der Veränderung der Referenzspannung von der Induktivitätsänderung der Erregerspule beim Schliessen des Luftspaltes abhängig gemacht werden kann.From the aforementioned DE-A-2 513 043 a circuit for DC operation for contactors or relays is known, in which the supply voltage is applied to the excitation coil in pulses via an electronic switch. The frequency and / or duration of the pulses are determined by comparing a voltage proportional to the excitation current with a reference voltage. According to one embodiment, the reference voltage is raised by an adjustable timer for a time longer than the duration of the tightening phase from the value required for holding to or above the value required for tightening. The publication also generally indicates that the time at which the reference voltage changes can be made dependent on the change in inductance of the excitation coil when the air gap is closed.

Auch aus der DE-A-2 425 585 ist eine Anordnung zum schnellen und verlustarmen Schalten von Induktivitäten bekannt. Dabei ist die zu schaltende Induktivität in Reihe mit einem Schalttransistor und einem Messwiderstand geschaltet, wobei der Messwiderstand einen Stromistwert an eine Vergleichsstufe abgibt. Die Vergleichsstufe empfängt desweiteren einen Stromsollwert und steuert den Schalttransistor in Abhängigkeit der auftretenden Regelabweichung über eine Treiberstufe an. Hier ist nicht vorgesehen, verschieden hohe Stromsollwerte für den Anzugstrom bzw. den Haltestrom vorzugeben.From DE-A-2 425 585 an arrangement for fast and low-loss switching of inductors is known. The inductance to be switched is connected in series with a switching transistor and a measuring resistor, the measuring resistor giving an actual current value to a comparison stage. The comparison stage also receives a current setpoint and controls the switching transistor as a function of the control deviation that occurs via a driver stage. It is not intended here to specify different current setpoints for the pull-in current or the holding current.

Aus der DE-A-2 601 799 ist eine Schaltungsanordnung zur Betätigung eines Elektromagnetsystems bekannt, dem ein elektronisches Schaltelement in Reihe liegt. Es ist ein den Augenblickswert des Betriebszustandes des Elektromagnetsystems erfassender Fühler vorgesehen, dessen Signale das elektronische Schaltelement beeinflussen. Infolge der Beeinflussung des elektronischen Schaltelementes durch die Signale des Fühlers kann die Erregerleistung des Elektromagnetsystems entsprechend dem Augenblickswert des Betriebszustandes geändert werden. Zur Bestimmung des Augenblickswertes der Schaltzustandes wird die Feldstärke, der Weg, die Beschleunigung, die Geschwindigkeit oder der Strom im Magnetsystem aufgenommen.From DE-A-2 601 799 a circuit arrangement for actuating an electromagnetic system is known, to which an electronic switching element lies in series. A sensor is provided, which detects the instantaneous value of the operating state of the electromagnetic system, the signals of which influence the electronic switching element. As a result of the influence of the electronic switching element by the signals from the sensor, the excitation power of the electromagnetic system can be changed in accordance with the instantaneous value of the operating state. To determine the instantaneous value of the switching state, the field strength, the path, the acceleration, the speed or the current are recorded in the magnet system.

Aus der GB-A-2 025183 sind ein Verfahren und eine Einrichtung zum Betrieb eines elektromagnetischen Verbrauchers bekannt, insbesondere eines Einspritzventils in Brennkraftmaschinen. Dabei ist vorgesehen, einem elektromagnetischen Verbraucher zu Beginn eines Betätigungssignales einen hohen und anschliessend einen reduzierten Strom zuzuführen. Die Stromzufuhr zum Verbraucher soll dabei nach Erreichen einer bestimmten Stromstärke getaktet und/oder geregelt werden. Der Schaltpunkt der Stromzuführung während des Taktens soll strom- und/oder zeitabhängig sein.From GB-A-2 025183 a method and a device for operating an electromagnetic consumer are known, in particular an injection valve in internal combustion engines. It is provided to supply a high and then a reduced current to an electromagnetic consumer at the beginning of an actuation signal. The power supply to the consumer should be clocked and / or regulated after reaching a certain current. The switching point of the power supply during clocking should be current and / or time-dependent.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine elektronische Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines elektromagnetischen Bauelementes der eingangs genannten Art zu schaffen, bei der die vom Schaltzustand des Bauelementes abhängige Umschaltung des Stromsollwertes vom Wert für den Anzugstrom auf den Wert für den Haltestrom in Abhängigkeit von der Anstiegsgeschwindigkeit des Stroms im Bauelement erfolgt.The invention has for its object to provide an electronic circuit arrangement for controlling an electromagnetic component of the type mentioned, in which the switching of the current setpoint dependent on the switching state of the component from the value for the pull-in current to the value for the holding current depending on the rate of increase of Current takes place in the component.

Diese Aufgabe wird gemäss einer ersten Variante erfindungsgemäss dadurch gelöst, dass der Schalttransistor getaktet mit konstanter Einschaltdauer angesteuert wird, dass ein Subtrahierer zur Bildung des Wechselstromanteiles des Stromistwertes vorgesehen ist, dem eingangsseitig der Stromistwert und der Stromsollwert anliegen, dass dem Subtrahierer ein Scheitelwertmesser zur Bildung des Scheitelwertes des Wechselstromanteiles des Stromistwertes nachgeschaltet ist und dass dieser Scheitelwert einem Sollwertgeber zuführbar ist, der ausgangsseitig der verschiedenen Stromsollwerte für den Anzugstrom bzw. den Haltestrom in Abhängigkeit von der Höhe der gebildeten Scheitelwerte abgibt (Figur 2).According to a first variant, this object is achieved according to the invention in that the switching transistor is driven in a clocked manner with a constant duty cycle, in that a subtractor is provided for forming the AC component of the actual current value, on the input side the current actual value and the current setpoint are present in that the subtractor has a peak value meter for forming the Peak value of the AC component of the current actual value is connected downstream and that this peak value can be fed to a setpoint generator, which outputs the various current setpoints on the output side for the pull-in current or the holding current depending on the level of the peak values formed (FIG. 2).

Diese Aufgabe wird gemäss einer zweiten Variante erfindungsgemäss dadurch gelöst, dass der Schalttransistor getaktet mit variabler Einschaltdauer angesteuert wird, dass eine Zeiterfassungseinrichtung zur Ermittlung der jeweiligen Einschaltdauer des Schalttransistors vorgesehen ist, die jeweils zur Erreichung eines bestimmten Stromistwertes erforderlich ist, und dass der Zeiterfassungseinrichtung ein Sollwertgeber nachgeschaltet ist, der ausgangsseitig die verschiedenen Stromsollwerte für den Anzugsstrom bzw. den Haltestrom in Abhängigkeit von der Länge der Einschaltdauer des Schalttransistors abgibt. (Fig. 1,3).According to a second variant, this object is achieved according to the invention in that the switching transistor is controlled in a clocked manner with a variable duty cycle, that a time recording device is provided for determining the respective duty cycle of the switching transistor, which is required in each case to achieve a specific actual current value, and that the time recording device is a setpoint generator is connected downstream, which outputs the various current setpoints for the starting current or the holding current as a function of the length of the duty cycle of the switching transistor. (Fig. 1.3).

Bei beiden Varianten erfolgt die Umschaltung des Stromsollwertes vom Wert für den Anzugstrom auf den Wert für den Haltestrom in Abhängigkeit von der Anstiegsgeschwindigkeit des Stromes in dem Bauelement. Bei der ersten Variante ist die Einschaltdauer des Schalttransistors pro Takt fest vorgegeben und die Stromsollwertumschaltung erfolgt in Abhängigkeit von dem während der Einschaltdauer des Schalttransistors auftretenden Scheitelwert des Wechselstromanteils des Stromistwertes. Bei der zweiten Variante ist der Schalttransistor pro Takt solange eingeschaltet, bis der Stromistwert gleich ist dem vorgegebenen Stromsollwert und die Sollwertumschaltung erfolgt in Abhängigkeit von der erforderlichen Einschaltdauer des Schalttransistors.In both variants, the current setpoint is switched from the value for the pull-in current to the value for the holding current depending the rate of rise of the current in the device. In the first variant, the duty cycle of the switching transistor per cycle is fixed and the current setpoint switchover takes place as a function of the peak value of the AC component of the actual current value that occurs during the duty cycle of the switching transistor. In the second variant, the switching transistor is switched on per cycle until the actual current value is equal to the specified current setpoint and the setpoint changeover takes place as a function of the required switch-on period of the switching transistor.

Bei diesen Schaltungsanordnungen ist der Einfluss der Versorgungsspannung auf den Spulenstrom unterdrückt, so dass eine weitgehende Unabhängigkeit von der Versorgungsspannung erreicht wird. Im theoretischen Fall gilt als untere Spannungsgrenze für die Versorgungsspannung nur die Minimalspannung der Elektronikversorgung, z.B. ca. 5 V Gleichspannung und als obere Spannungsgrenze die maximale Spannungsbelastbarkeit der elektronischen Bauelemente, z.B. ca. 1000 V Gleichspannung. Hierdurch kann die aufgrund der verschiedenen Versorgungsspannungen (Erregerspannungen, Steuerspannungen) hervorgerufene Typenvielfalt bei elektromagnetischen Bauelementen, insbesondere Schaltgeräten, drastisch reduziert werden. Für den gesamten Spannungsbereich zwischen 5 V und 1000 V kann beispielsweise das gleiche Schaltgerät eingesetzt werden, wobei stets ein sicheres Anziehen des Ankers gewährleistet ist.With these circuit arrangements, the influence of the supply voltage on the coil current is suppressed, so that a large degree of independence from the supply voltage is achieved. In the theoretical case, the lower voltage limit for the supply voltage is only the minimum voltage of the electronics supply, e.g. approx. 5 V DC voltage and as the upper voltage limit the maximum voltage load capacity of the electronic components, e.g. approx. 1000 V DC voltage. This can drastically reduce the variety of types caused by the various supply voltages (excitation voltages, control voltages) in electromagnetic components, in particular switching devices. For the entire voltage range between 5 V and 1000 V, for example, the same switching device can be used, whereby a safe tightening of the armature is always guaranteed.

An den Anschlüssen für die Versorgungsspannung tritt keine induktive Schaltspannung auf. Die Leistungsaufnahme im eingeschalteten Zustand des Schaltgerätes im Falle eines gleichstrombetätigten Schaltgerätes mit der erfindungsgemässen elektronischen Schaltungsanordnung wird deutlich reduziert.No inductive switching voltage occurs at the connections for the supply voltage. The power consumption in the switched-on state of the switching device in the case of a DC-operated switching device with the electronic circuit arrangement according to the invention is significantly reduced.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.Advantageous embodiments of the invention are characterized in the subclaims.

Weitere Vorteile sind aus der nachstehenden Beschreibung ersichtlich.Further advantages are evident from the description below.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind nachfolgend an Hand der Zeichnungen erläutert.Embodiments of the invention are explained below with reference to the drawings.

Es zeigen:

  • Fig. 1 eine elektronische Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines elektromagnetischen Bauelementes, wobei der magnetische Fluss im Bauelement auf einen konstanten Wert geregelt wird, d.h., der Übergang von dem Haltestrom erfolgt fliessend;
  • Fig. 2 und 3 elektronische Schaltungsanordnungen zur Ansteuerung eines elektromagnetischen Bauelementes, wobei zwischen einem erhöhten Anzugsstrom und einem niedrigeren Haltestrom umgeschaltet wird. In Fig. 1 ist eine erste Ausführungsform einer elektronischen Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines elektromagnetischen Bauelementes dargestellt. Ein Schalttransistor 1 (pnp-Typ) liegt über seinen Emitter an einer schaltbaren Versorgungsspannung Uv und ist über seinen Kollektor mit einem elektromagnetischen Bauelement 2 (z.B. Spule eines Schaltrelais, Drossel usw.) sowie mit der Kathode einer Freilaufdiode 4 verbunden, deren Anode an Masse liegt. Das elektromagnetische Bauelement 2 weist einen ohmschen Widerstand R1 und eine Induktivität L auf. Das elektromagnetische Bauelement 2 ist andererseits direkt an einen Messwiderstand R2 (Shunt) angeschlossen.
Show it:
  • 1 shows an electronic circuit arrangement for controlling an electromagnetic component, the magnetic flux in the component being regulated to a constant value, ie the transition from the holding current is smooth;
  • 2 and 3 electronic circuit arrangements for controlling an electromagnetic component, with a switch being made between an increased starting current and a lower holding current. 1 shows a first embodiment of an electronic circuit arrangement for controlling an electromagnetic component. A switching transistor 1 (pnp type) is connected via its emitter to a switchable supply voltage U v and is connected via its collector to an electromagnetic component 2 (e.g. coil of a switching relay, choke, etc.) and to the cathode of a freewheeling diode 4, the anode of which Mass lies. The electromagnetic component 2 has an ohmic resistance R 1 and an inductance L. The electromagnetic component 2, on the other hand, is connected directly to a measuring resistor R 2 (shunt).

Der Stromistwert U(list) wird am gemeinsamen Verbindungspunkt von elektromagnetischem Bauelement 2 und Messwiderstand R2 als Spannungswert abgegriffen und dem ersten Eingang eines Komparators 5 zugeleitet. Der zweite Eingang des Komparators 5 wird mit dem Stromsollwert U(lsoll 2) beaufschlagt. Der Komparator 5 vergleicht Stromsollwert und Stromistwert und steuert ausgangsseitig direkt den Schalttransistor 1 immer dann an, wenn der Stromistwert U(list) den Stromsollwert U (lsoll 2) unterschreitet.The actual current value U (I ist ) is tapped at the common connection point between the electromagnetic component 2 and the measuring resistor R 2 as a voltage value and fed to the first input of a comparator 5. The second input of the comparator 5 is supplied with the current setpoint U (I Soll 2 ). The comparator 5 compares the current setpoint and the current actual value and controls the switching transistor 1 directly on the output side whenever the current actual value U (l ist ) falls below the current setpoint U (l soll 2 ).

Es ist ein Spannungsteiler 10 mit Widerständen R5, R6 vorgesehen, der zwischen Versorgungsspannung +Uv und Masse geschaltet ist. Das Widerstandsverhältnis R5/R6 entspricht dabei dem Verhältnis Rl/R2. Am gemeinsamen Verbindungspunkt der Widerstände R5, R6 wird der Spannungswert R2/(R1 + R2). U" abgegriffen und dem ersten Eingang eines Subtrahierers 14 zugeleitet. Der zweite Eingang des Subtrahierers 14 wird mit dem Stromsollwert U(Isoll 1) beaufschlagt. Der Subtrahierer 14 bildet die Differenzspannung UD = R2/(Ri + R2) · Uv - U(lsoll 1) und leitet diesen Wert dem ersten Eingang eines steuerbaren Addierers 15 zu. Die Differenzspannung UD entspricht dabei der Spannung Uv abzüglich dem ohmschen Spannungsabfall über den Widerständen R1, R2 im Einschaltmoment von Schalter 1. Der Spannungsteiler 10 dient dabei zur Anpassung der Versorgungsspannung Uv an den Wert U(lsoll 1).A voltage divider 10 with resistors R 5 , R 6 is provided, which is connected between supply voltage + U v and ground. The resistance ratio R 5 / R 6 corresponds to the ratio R 1 / R 2 . At the common connection point of the resistors R 5 , R 6 , the voltage value R 2 / (R 1 + R 2 ). U " and tapped to the first input of a subtractor 14. The second input of the subtractor 14 is supplied with the current setpoint U (I soll 1 ). The subtractor 14 forms the differential voltage U D = R 2 / (R i + R 2 ) U v - U (1 is 1 ) and passes this value to the first input of a controllable adder 15. The differential voltage U D corresponds to the voltage U v minus the ohmic voltage drop across the resistors R 1 , R 2 when switch 1 is switched on. The voltage divider 10 is used to adapt the supply voltage U v to the value U (1 des 1 ).

Der zweite Eingang des steuerbaren Addierers 15 wird mit dem Stromsollwert U(lsoll 1) beaufschlagt. Der Steuereingang des Addierers 15 ist mit dem Ausgang des Komparators 5 verbunden. Der steuerbare Addierer 15 gibt immer dann einen Stromsollwert U(lsoll 2) = U(lsoll 1) ausgangsseitig ab, wenn der Schalttransistor 1 sperrt, d.h., wenn U(list) grösser als U(lsoll 2) ist und gibt immer dann einen Stromsollwert

Figure imgb0001
ausgangsseitig ab, wenn der Schalttransistor 1 leitet, d.h. wenn U(list) kleiner als U(lsoll 2) ist.The second input of the controllable adder 15 is supplied with the current setpoint U (1 setpoint 1 ). The control input of the adder 15 is connected to the output of the comparator 5. The controllable adder 15 always outputs a current setpoint U (I target 2 ) = U (I target 1 ) on the output side when the switching transistor 1 blocks, ie when U (I is ) is greater than U (I target 2 ) and gives then always a current setpoint
Figure imgb0001
 on the output side when the switching transistor 1 conducts, ie when U (l is ) is less than U (l is 2 ).

Das Ausgangssignal des Komparators 5 wird dem Eingang einer Zeiterfassungseinrichtung 16 zugeleitet. Die Zeiterfassungseinrichtung 16 ermittelt die variable Einschaltdauer tein des Schalttransistors 1 und führt diesen Wert einem Sollwertgeber 17 zu. Der Sollwertgeber 17 gibt ausgangsseitig den Stromsollwert U(lsoll 1) in Abhängigkeit der Einschaltdauer ten des Schalttransistors 1 ab. Dieser Stromsollwert U(lsoll 1) wird, wie bereits erwähnt, dem Subtrahierer 14 und dem steuerbaren Addierer 15 zugeleitet.The output signal of the comparator 5 is fed to the input of a time recording device 16. The time detector 16 determines the variable duty cycle t a of the switching transistor 1 and this value to a setpoint value generator 17 to. On the output side, the setpoint generator 17 outputs the current setpoint U (1 setpoint 1 ) as a function of the duty cycle of the switching transistor 1. As already mentioned, this current setpoint U (I shall 1 ) is fed to the subtractor 14 and the controllable adder 15.

Zwischen Zeiterfassungseinrichtung 16 und Sollwertgeber 17 kann gegebenenfalls ein Glättungsglied (z.B. PT1-Glied) zur Mittelwertbildung geschaltet werden.Between time recording device 16 and If desired, a smoothing element (for example a PT 1 element) can be switched to set the mean value.

Zwischen dem magnetischen Fluss ⌀ im elektromagnetischen Bauelement 2 und dessen Induktivität L besteht folgende Beziehung:

Figure imgb0002
The following relationship exists between the magnetic flux ⌀ in the electromagnetic component 2 and its inductance L:
Figure imgb0002

Hierbei ist mit n die Windungsanzahl im elektromagnetischen Bauelement 2 (Spule, Drossel) bezeichnet, die einen konstanten Faktor darstellt. Mit Hilfe der elektronischen Schaltungsanordnung gemäss Fig. 1 wird durch messtechnische Erfassung der Induktivität L der Strom 11 + 14 durch das Bauelement 2 so geregelt, dass unabhängig von der Versorgungsspannung Uv der magnetische Fluss 0 konstant bleibt. Die Induktivität L ändert sich, je nachdem ob der Anker des als Schaltgerät ausgeführten Bauelementes 2 angezogen ist oder nicht. Die Induktivität ändert sich ferner bei Sättigung des Magnetwerkstoffes von Joch und Anker des Bauelementes 2. Für den den Summenstrom 11 + 14 nachbildenden Stromistwert U(list) gilt zum Zeitpunkt des Einschaltens des Schalttransistors 1:Here n is the number of turns in the electromagnetic component 2 (coil, choke), which represents a constant factor. With the help of the electronic circuit arrangement according to FIG. 1, the current 1 1 + 1 4 through the component 2 is controlled by measuring the inductance L such that the magnetic flux 0 remains constant regardless of the supply voltage U v . The inductance L changes depending on whether the armature of the component 2 designed as a switching device is attracted or not. The inductance also changes in saturation of the magnetic material of yoke and armature of the component 2. For the total current 1 1 + 1 4 U simulating actual current value (l) applies at the time of turning on the switching transistor 1:

U(list) = U(lsoll 2) + Uo/Rges (1 - e - t/τ), d.h. der Wechselstromanteil U(i) = UD/Rges (1 - e ―t/τ) für den Einschaltvorgang, wobei mit Rges = R1 + R2 der gesamte Widerstand des Stromkreises und mit τ die Zeitkonstante τ = L/Rges bezeichnet sind.U (l ist ) = U (l should 2 ) + Uo / Rg es (1 - e - t / τ), ie the alternating current component U (i) = U D / R ges (1 - e ―t / τ) for the switch-on process, with Rg es = R 1 + R 2 the total resistance of the circuit and with τ the time constant τ = L / R ges .

Für den Stromanstieg zum Zeitpunkt des Einschaltens des Schalttransistors 1 ist die Differenzspannung UD von Bedeutung, die der Spannung Uv abzüglich dem ohmschen Spannungsabfall über den Widerständen R1, R2 zum Einschaltmoment des Schalters 1 entspricht. Der Einfluss der Differenzspannung UD lässt sich in grossem Masse eliminieren, indem der Scheitelwert U(î) des Wechselstromanteils U(i) auf eine Grösse ausgeregelt wird, die proportional zur Differenzspannung UD ist.For the current increase at the time the switching transistor 1 is switched on, the differential voltage U D is significant, which corresponds to the voltage U v minus the ohmic voltage drop across the resistors R 1 , R 2 at the moment when the switch 1 is switched on. The influence of the differential voltage U D can be largely eliminated by regulating the peak value U (î) of the alternating current component U (i) to a magnitude that is proportional to the differential voltage U D.

Bei der elektronischen Schaltungsanordnung gemäss Fig. 1 verändert sich die Zeitkonstante τ in Abhängigkeit von L und die Einschaltdauer tein des Schalttransistors 1 wird nachgeführt.In the electronic circuit arrangement according to FIG. 1, the time constant τ varies as a function of L and the duty cycle t a of the switching transistor 1 will be tracked.

Der Sollwertgeber 17 gibt dabei einen hohen Stromsollwert U(lsoll 1) ab, wenn die Einschaltdauer tein des Schalttransistors 1 klein ist und er gibt einen kleinen Stromsollwert U(lsoll 1) ab, wenn die Einschaltdauer tein gross ist, d.h. der Sollwertgeber 17 verändert kontinuierlich oder in einzelnen Stufen den Stromsollwert U(lsoll 1) in Abhängigkeit von der über die Zeiterfassungseinrichtung 16 ermittelten Einschaltdauer tein.The target value generator 17 is thereby a high current reference value U (l to 1) when the operating time t a of the switching transistor 1 is small and it is a small current command value U (l to 1) when the operating time t is large, that is, the setpoint value generator 17 changed continuously or in individual stages of the current reference value U (l to 1) in dependence on the determined time recording device 16, a duty cycle t.

Der Stromsollwert U(lsoll 1) wird dem Komparator 5 über den steuerbaren Addierer 15 während der Sperrzeiten des Schalttransistors 1 direkt vorgegeben, d.h. während der Sperrzeiten des Transistors 1 gilt.

Figure imgb0003
Der Transistor 1 wird über den Komparator 5 durchgesteuert, wenn
Figure imgb0004
 The current setpoint U (I soll 1 ) is directly given to the comparator 5 via the controllable adder 15 during the off times of the switching transistor 1, ie during the off times of the transistor 1.
Figure imgb0003
 The transistor 1 is turned on via the comparator 5 when
Figure imgb0004

Nach dem Einschalten des Transistors 1 wird der dem Komparator 5 zugeführte Stromsollwert U(lsoll 2) mittels des steuerbaren Addierers 15 erhöht und es gilt

Figure imgb0005
After the transistor 1 is switched on, the current setpoint value U (I soll 2 ) fed to the comparator 5 is increased by means of the controllable adder 15 and it applies
Figure imgb0005

Erreicht der Stromistwert U(list) den erhöhten Stromsollwert U(lsoll 1) + UD, so wird der Transistor 1 gesperrt und gleichzeitig wird der Stromsollwert U(lsoll 2) wieder auf den geringeren Wert U(lsoll 1) umgeschaltet. Auf diese Weise ergibt sich eine Regelcharakteristik mit Hysterese.If the actual current value U (l ist ) reaches the increased current setpoint U (l soll 1 ) + U D , the transistor 1 is blocked and at the same time the current setpoint U (l soll 2 ) is switched back to the lower value U (l soll 1 ) . This results in a control characteristic with hysteresis.

In Fig. 2 ist eine zweite Ausführungsform einer elektronischen Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines elektromagnetischen Bauelementes dargestellt. Der Schalttransistor 1 wird wiederum über seinen Emitter mit der Versorgungsspannung +Uv beaufschlagt und ist über seinen Kollektor mit dem elektromagnetischen Bauelement 2 sowie mit der Freilaufdiode 4 verbunden. Das elektromagnetische Bauelement 2 ist über den Messwiderstand R2 wiederum direkt an Masse angeschlossen.2 shows a second embodiment of an electronic circuit arrangement for controlling an electromagnetic component. The switching transistor 1 is in turn supplied with the supply voltage + U v via its emitter and is connected via its collector to the electromagnetic component 2 and to the free-wheeling diode 4. The electromagnetic component 2 is in turn connected directly to ground via the measuring resistor R 2 .

Der Stromistwert U(list) wird am gemeinsamen Verbindungspunkt von elektromagnetischem Bauelement 2 und Messwiderstand R2 als Spannungswert abgegriffen und dem ersten Eingang eines Komparators 18 zugeführt. Der zweite Eingang des Komparators 18 wird mit dem Stromsollwert U(lsoll) beaufschlagt Der Komparator 18 vergleicht die Werte U(list) und U(lsoll) und steuert ausgangsseitig das monostabile Kippglied 6 immer dann an, wenn U(list) ≼ U(lsoll).The actual current value U (I ist ) is tapped at the common connection point between the electromagnetic component 2 and the measuring resistor R 2 as a voltage value and fed to the first input of a comparator 18. The second input of the comparator 18 is supplied with the current setpoint U (l soll ). The comparator 18 compares the values U (l ist ) and U (l soll ) and controls the monostable multivibrator 6 on the output side whenever U (l ist ) ≼ U (l should ).

Das monostabile Kippglied 6 steuert nach Triggerung durch den Komparator 18 ausgangsseitig den Schalttransistor 1 mit einer konstanten Einschaltdauer tein an.The monostable multivibrator 6 controls after triggering by the comparator 18 on the output side the switching transistor 1 at a constant duty cycle t to a.

Es ist wiederum ein zwischen +U, und Masse geschalteter Spannungsteiler 10 mit den Widerständen R5, R6 vorgesehen. Am gemeinsamen Verbindungspunkt der Widerstände R5, R6 wird die Spannung R2/(R1 + R2).· Uv abgegriffen und dem ersten Eingang eines Subtrahierers 19 zugeleitet. Der zweite Eingang des Subtrahierers 19 wird mit dem Stromsollwert U(lsoll) beaufschlagt. Der Subtrahierer 19 bildet die Differenzspannung

Figure imgb0006
und leitet diesen Wert an den ersten Eingang eines Sollwertgebers 20.A voltage divider 10 with resistors R 5 , R 6 is again provided between + U and ground. At the common connection point of the resistors R 5 , R 6 , the voltage R 2 / (R 1 + R 2 ) .U v is tapped and fed to the first input of a subtractor 19. The second input of the subtractor 19 is supplied with the current setpoint U (I soll ). The subtractor 19 forms the differential voltage
Figure imgb0006
 and passes this value to the first input of a setpoint generator 20.

Der zweite Eingang des Sollwertgebers 20 wird mit dem Scheitelwert U(i) des Wechselstromanteiles des Stromistwertes beaufschlagt. Der Sollwertgeber 20 vergleicht die beiden Eingangssignale und gibt immer dann einen Stromsollwert U(lsoll) = U(lsoll 1) ausgangsseitig ab, wenn U(i) > UD, sowie immer dann einen Stromsollwert U(lsoll) = U(lsoll 2) ausgangsseitig ab, wenn U(i) < UD. Der Stromsollwert U(lsoll) wird dem Komparator 18, dem Subtrahierer 19 sowie dem ersten Eingang eines Subtrahierers 21 zugeführt.The second input of the setpoint generator 20 becomes with the peak value U (i) of the alternating current part of the actual current value is applied. The setpoint device 20 compares the two input signals and are always a current setpoint U (l to) = U (l to 1) on the output side off when U (i)> U D, and whenever a current setpoint U (l to) = U ( l should 2 ) on the output side if U (i) <U D. The current setpoint U (I soll ) is fed to the comparator 18, the subtractor 19 and the first input of a subtractor 21.

Der zweite Eingang des Subtrahierers 21 wird mit dem Stromistwert U(list) beaufschlagt. Der Subtrahierer 21 bildet die Differenz U(i) = U(list) - U(lsoll) und führt diesen Wechselstromanteil U(i) des Stromistwertes dem Scheitelwertmesser 13 zu.The current input value U (I ist ) is applied to the second input of the subtractor 21. The subtractor 21 forms the difference U (i) = U (l ist ) - U (l soll ) and supplies this alternating current component U (i) of the current actual value to the peak value meter 13.

Bei der elektronischen Schaltungsanordnung gemäss Fig. 2 wird der magnetische Fluss 0 im elektromagnetischen Bauelement 2 nicht mehr auf einen konstanten Wert ausgeregelt, sondern es wird der augenblickliche Zustand des elektromagnetischen Bauelementes 2 (Schaltzustand des Schaltrelais) erfasst und der Stromsollwert U(lsoll) wird entsprechend dem Zustand des Bauelementes 2 zwischen zwei verschieden hohen Werten umgeschaltet. Dabei wird die Anstiegsgeschwindigkeit des Stromes im elektromagnetischen Bauelement 2 ausgewertet, die ein Mass für die Induktivität L des Bauelementes 2 ist und damit eine Aussage über den augenblicklichen Zustand des elektromagnetischen Bauelementes 2 erlaubt. Die Einflüsse einer sich ändernden Versorgungsspannung Uv und eines sich ändernden ohmschen Spannungsabfalles über R1 und R2 infolge eines sich ändernden Stromsollwertes oder einer Widerstandsänderung aufgrund einer Temperaturänderung werden vorteilhaft ausgeschaltet. Der Einfluss einer Widerstandsänderung von R1 aufgrund einer Temperaturänderung wird bei der Festlegung des Referenzwertes für den Sollwertgeber 20 berücksichtigt.In the electronic circuit arrangement according to FIG. 2, the magnetic flux is 0 no longer regulated in the electromagnetic device 2 to a constant value, but it is recognized 2 (switching state of the switching relays) the current state of the electromagnetic device and the current command value U (l soll) switched between two different values according to the state of the component 2. The rate of rise of the current in the electromagnetic component 2 is evaluated, which is a measure of the inductance L of the component 2 and thus allows a statement to be made about the current state of the electromagnetic component 2. The influences of a changing supply voltage U v and a changing ohmic voltage drop across R 1 and R 2 as a result of a changing current setpoint or a change in resistance due to a change in temperature are advantageously eliminated. The influence of a change in resistance of R 1 due to a change in temperature is taken into account when determining the reference value for the setpoint generator 20.

Bei der Schaltungsanordnung gemäss Fig. 2 ist die Einschaltdauer tein des über den Komparator 18 getriggerten monostabilen Kippgliedes 6 konstant. Die Bewertung des Zustandes (Schaltzustandes) des elektromagnetischen Bauelementes (Schaltrelais) 2 erfolgt über den Scheitelwert U (î) des Wechselstromanteiles U(i) des erfassten Stromistwertes U(list). Dabei wird davon ausgegangen, dass bei konstanter Einschaltdauer tein des Schalttransistors 1 der Scheitelwert U(î) des Wechselstromanteils U(i) abhängig von der Induktivität L des Bauelementes 2 und der Differenzspannung UD ist. Die Differenzspannung UD, die wiederum der Spannung Uv abzüglich der Spannungsabfälle über R1' R2 entspricht, geht dabei proportional in die Höhe des Scheitelwertes U(i) ein.In the circuit arrangement shown in FIG. 2, the duty cycle is a t the triggered via the comparator 18 the monostable multivibrator 6 constant. The evaluation of the state (switching state) of the electromagnetic component (switching relay) 2 takes place via the peak value U (î) of the AC component U (i) of the detected current actual value U (l ist ). It is assumed that with a constant duty cycle t one of the switching transistor 1, the peak value U (î) of the AC component U (i) is dependent on the inductance L of the component 2 and the differential voltage U D. The differential voltage U D , which in turn corresponds to the voltage U v minus the voltage drops across R 1 ' R 2 , is proportional to the height of the peak value U (i).

Für die Auswertung des Zustandes des Bauelementes 2 gibt die Differenzspannung UD die Referenz für den Scheitelwert U(i) vor. Der Sollwertgeber 20 vergleicht die beiden Grössen UD und U(i). Ist das elektromagnetische Bauelement (Schaltrelais) 2 nicht angezogen, so ist die Induktivität L gering, d.h. der Scheitelwert U(î) gross und überschreitet die Differenzspannung UD. Deshalb wird ein hoher Stromsollwert U (Isoll 1) als Anzugsstrom vom Sollwertgeber 20 vorgegeben. Ist das elektromagnetische Bauelement (Schaltrelais) 2 angezogen, so ist die Induktivität L gross, d.h. der Scheitelwert U(î) gering. Der Referenzwert UD wird vom Scheitelwert U(i) nicht mehr erreicht und der Sollwertgeber 20 gibt einen reduzierten Stromsollwert U(Isoll 2) als Haltestrom vor.For the evaluation of the state of the component 2, the differential voltage U D specifies the reference for the peak value U (i). The setpoint generator 20 compares the two quantities U D and U (i). If the electromagnetic component (switching relay) 2 is not energized, the inductance L is low, ie the peak value U (î) is large and exceeds the differential voltage U D. Therefore, a high current setpoint U (I soll 1) is specified as a starting current by the setpoint generator 20. If the electromagnetic component (switching relay) 2 is energized, the inductance L is large, ie the peak value U (î) is low. The reference value U D is no longer reached by the peak value U (i) and the setpoint generator 20 specifies a reduced current setpoint U (I soll 2 ) as the holding current.

In Fig. 3 ist eine dritte Ausführungsform einer elektronischen Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines elektromagnetischen Bauelementes dargestellt. Diese Ausführungsform ist im wesentlichsten gleichartig aufgebaut wie die Schaltungsanordnung gemäss Fig. 1, nur ist bei der Anordnung gemäss Fig. 3 der Sollwertgeber 17 ersetzt durch einen Sollwertgeber 22.3 shows a third embodiment of an electronic circuit arrangement for controlling an electromagnetic component. This embodiment is essentially of the same construction as the circuit arrangement according to FIG. 1, only in the arrangement according to FIG. 3 the setpoint generator 17 is replaced by a setpoint generator 22.

Der erste Eingang des Sollwertgebers 22 wird mit der von der Zeiterfassungseinrichtung 16 ermittelten Einschaltdauer tein des Schalttransistors 1 beaufschlagt. Der zweite Eingang des Sollwertgebers 22 wird mit einer Referenzzeit tef beaufschlagt. Der Sollwertgeber 22 vergleicht die Werte von tref und tein und gibt immer dann einen Stromsollwert U (Isoll 1) = U(Isoll 1") ausgangsseitig ab, wenn tein> tref. Der Sollwertgeber 22 gibt immer dann einen Stromsollwert U(Isoll 1) = U (Isoll 1,) ab, wenn tein < tref·The first input of the setpoint generator 22 is determined by the time detecting means 16 duty cycle t of the switching transistor 1 a loaded. A reference time tef is applied to the second input of the setpoint generator 22. The setpoint device 22 compares the values of t ref and t and are always a current setpoint U (I want one) = U (I want one ") from the output side when t a> t ref. The setpoint generator 22 is always a current setpoint U (I target 1 ) = U (I target 1 ,), if t a <t ref

Bei der elektronischen Schaltungsanordnung gemäss Fig. 3 wird ebenfalls der magnetische Fluss 0 im elektromagnetischen Bauelement 2 nicht auf einen konstanten Wert ausgeregelt, sondern es wird der augenblickliche Zustand des elektromagnetischen Bauelements 2 erfasst und der Stromsollwert wird entsprechend dem Zustand des Bauelements 2 zwischen zwei verschieden hohen Werten umgeschaltet. Dabei wird der Scheitelwert U(i) des Wechselstromanteils U(i) fest vorgegeben und die Bewertung des Zustandes des elektromagnetischen Bauelementes 2 erfolgt über die Einschaltdauer tein des Schalttransistors 1.In the electronic circuit arrangement according to FIG. 3, the magnetic flux 0 in the electromagnetic component 2 is also not regulated to a constant value, but the instantaneous state of the electromagnetic component 2 is detected and the current setpoint is between two different levels according to the state of the component 2 Values switched. In this case, the peak value of U (i) of the alternating current component U (i) is predefined and carried out the evaluation of the state of the electromagnetic device 2 via the duty cycle t of the switching transistor, a first

Die Differenzspannung UD zum Zeitpunkt des Einschaltens des Schalttransistors 1 gibt die Referenz für den Scheitelwert U(i) des Wechselstromanteiles vor. Da der Scheitelwert U(i) bei konstantem Gesamtwiderstand R1 + R2, konstanter Induktivität L und konstanter Einschaltdauer tein proportional zur Differenzspannung UD ist, sind damit die Einflüsse einer sich verändernden Versorgungsspannung Uv und eines sich verändernden Spannungsabfalls über R1, R2 durch Veränderung des Stromsollwertes ausgeschaltet. Bei einer derartigen Änderung von Uv und Isoll ändert sich ebenfalls die Differenzspannung UD und damit porportional hierzu der Scheitelwert U(i). Der Einfluss einer Widerstandsänderung von R1 aufgrund einer Temperaturerhöhung wird bei der Festlegung des Referenzwertes für den Sollwertgeber 22 berücksichtigt.The differential voltage U D at the time the switching transistor 1 is switched on specifies the reference for the peak value U (i) of the AC component. Since the peak value of U (i) at a constant total resistance R 1 + R 2, a constant inductance L and a constant duty cycle ta is proportional to the difference voltage U D are thus v the influences of a changing supply voltage U and a changing voltage drop across R 1, R 2 switched off by changing the current setpoint. In the event of such a change in U v and I should , the differential voltage U D also changes and thus the peak value U (i) is proportional to this. The influence of a change in resistance of R 1 due to an increase in temperature is taken into account when determining the reference value for the setpoint generator 22.

Bei noch nicht angezogenem elektromagnetischen Bauelement (Schaltrelais) 2 ist die Induktivität L klein. Damit steigt der Strom im Bauelement 2 stark an und die Einschaltdauer tein des Schalttransistors 1 ist gering. Die Einschaltdauer tein erreicht die vorgegebene Referenzzeit tref nicht und der Sollwertgeber 22 gibt folglich einen erhöhten Stromsollwert U(Isoll) als Anzugsstrom ab. Bei angezogenem elektromagnetischen Bauelement (Schaltrelais) 2 steigt der Strom im Bauelement 2 wegen der grossen Induktivität L nur schwach an und die Einschaltdauer tein des Schalttransistors 1 ist gross. Die Einschaltdauer ten überschreitet die vorgegebene Referenzzeit tref und der Sollwertgeber 22 gibt folglich einen reduzierten Stromsollwert U(Isoll 1) als Haltestrom ab. Die Einschaltdauer tein des Schalttransistors 1 wird also jeweils über die Zeiterfassungseinrichtung 16 ermittelt und der Sollwertgeber 22 gibt je nach momentan vorliegender Einschaltdauer ten einen dem Schaltzustand des elektromagnetischen Bauelements 2 angepassten Stromsollwert vor.If the electromagnetic component (switching relay) 2 is not yet tightened, the inductance L is small. Thus, the current increases in the component 2 to strong and the duration t a of the switching transistor 1 is low. The duty cycle t a reaches the predetermined reference time t ref and not the reference value generator 22 is thus a higher power level setpoint U (I soll) as a suit current. With relay electromagnetic device (switching relay) 2, the current rises in the device 2 because of the large inductance L and only weakly to the duty cycle t a of the switching transistor 1 is high. The duty cycle ten exceeds the predetermined reference time t ref and the setpoint generator 22 consequently emits a reduced current setpoint U (I soll 1 ) as a holding current. The operating time t a of the switching transistor 1 is therefore in each case determined by the time detecting means 16 and the reference value generator 22 outputs, depending on the currently owned duty th an adapted to the switching state of the electromagnetic device 2 current setpoint before.

Dieser vom Sollwertgeber 22 vorgegebene Stromsollwert U(Isoll 1) wird jeweils dem Subtrahierer 14 und dem steuerbaren Addierer 15 zugeleitet. Der Subtrahierer 14 subtrahiert den Stromsollwert U(Isoll1) von der bewerteten Versorgungsspannung R2/(R1 + R2) . Uv und bildet auf diese Weise die Differenzspannung UD im Einschaltaugenblick des Schalttransistors 1. Bei durchgeschaltetem Schalttransistor 1 wird dem Komparator 5 ein erhöhter Stromsollwert U(Isoll 2) = U(Isoll 1) + UD zugeleitet. Dieser erhöhte Stromsollwert von U(Isoll 2) bestimmt den Scheitelwert U(i) des Wechselstromanteiles, d.h. der Scheitelwert U(i) ist proportional der Differenzspannung UD.This current target value U (I target 1 ) predetermined by the target value transmitter 22 is fed to the subtractor 14 and the controllable adder 15, respectively. The subtractor 14 subtracts the current setpoint U (I soll1 ) from the evaluated supply voltage R 2 / (R 1 + R 2 ). U v and in this way forms the differential voltage U D when the switching transistor 1 is switched on. When the switching transistor 1 is switched on, the comparator 5 is supplied with an increased current setpoint U (I Soll 2 ) = U (I Soll 1 ) + U D. This increased current setpoint of U (I soll 2 ) determines the peak value U (i) of the AC component, ie the peak value U (i) is proportional to the differential voltage U D.

Erreicht der Strom U (Iist) den Wert

Figure imgb0007
so sperrt der Komparator 5 den Schalttransistor 1 und der steuerbare Addierer 15 gibt dem Komparator 5 gleichzeitig den reduzierten StromsollwertIf the current U (I ist ) reaches the value
Figure imgb0007
 the comparator 5 blocks the switching transistor 1 and the controllable adder 15 simultaneously gives the comparator 5 the reduced current setpoint

U(Isoll 2) = U(Isoll 1) für den folgenden Einschaltaugenblick des Schalttransistors 1 vor.U (I Soll 2 ) = U (I Soll 1 ) for the following switch-on instant of the switching transistor 1 before.

Zusammenfassend ist zu den elektronischen Schaltungsanordnungen gemäss Figuren 2 und 3 festzustellen, dass bei diesen Anordnungen der zum sicheren Anziehen eines Schaltrelais notwendige hohe Anzugsstrom nach Anzug des Relais auf einen niedrigeren Haltestrom abgesenkt wird. Dies ermöglicht das Betreiben eines Wechselstrom-Schaltrelais an Gleichstrom, sowie einen verlustleistungsarmen Betrieb des Schaltrelais. Für eine sichere Betriebsweise erfolgt die Absenkung von Anzugsstrom auf den Haltestrom nur dann, wenn das Schaltrelais sicher angezogen hat. Die Erfassung des Schaltzustandes des Relais erfolgt in beiden Fällen (Fig. 2, 3) durch Auswertung der unterschiedlichen magnetischen Induktion der Relaisspule (= elektromagnetisches Bauelement 2) im angezogenen und im nichtangezogenen Zustand durch messtechnische Erfassung der Zeitkonstanten der Relaisspule.In summary, with regard to the electronic circuit arrangements according to FIGS. 2 and 3, it can be stated that in these arrangements the high pull-in current required for safely pulling in a switching relay is reduced to a lower holding current after the relay is energized. This enables the operation of an alternating current switching relay with direct current, as well as a low power loss operation of the switching relay. For safe operation, the pull-in current is only reduced to the holding current when the switching relay has picked up safely. In both cases (Fig. 2, 3), the switching state of the relay is detected by evaluating the different magnetic induction of the relay coil (= electromagnetic component 2) in the energized and in the non-energized state by measuring the time constants of the relay coil.

Durch Vorschalten einer Graetz-Brückenschaltung können alle beschriebenen elektronischen Schaltungsanordnungen auch mit einer Wechselspannung als Versorgungsspannung Uv betrieben werden, wodurch sich der Nachteil der Anschlusspolarität aufhebt und sich weitere Vorteile ergeben. Der magnetische Kreis weist keine Kurzschlussringe mehr auf, wodurch sich das Bauvolumen verkleinert. Der Anker weist auch bei Steuerspannungsnulldurchgang (Versorgungsspannung) eine konstante Anzugskraft auf, so dass der übliche Brummton verschwindet. Schliesslich wird die durch die Unterscheidung gleichstrombetätigte Schaltgeräte - wechselstrombetätigte Schaltgeräte nötige Typenvielfalt um die Hälfte reduziert.By connecting a Graetz bridge circuit upstream, all of the electronic circuit arrangements described can also be operated with an alternating voltage as the supply voltage U v , which eliminates the disadvantage of the connection polarity and provides further advantages. The magnetic circuit no longer has short-circuit rings, which reduces the construction volume. The armature has a constant pulling force even when the control voltage passes through zero (supply voltage), so that the usual humming sound disappears. Finally, the type variety required by the distinction between DC-actuated switching devices and AC-actuated switching devices is reduced by half.

Mit den erfindungsgemässen elektronischen Schaltungsanordnungen ist es weiterhin in einfacher Weise möglich, gewünschte Zeitfunktionen, wie z.B. Einschaltverzögerungen oder Ausschaltverzögerungen zu realisieren.With the electronic circuit arrangements according to the invention, it is also possible in a simple manner to carry out desired time functions, such as Realize switch-on delays or switch-off delays.

Die Erfindung wird verwendet zur Ansteuerung von Schaltrelais und Drosseln und zur Überwachung des Schaltzustandes von Schaltrelais, ferner zur messtechnischen Ermittlung der augenblicklichen Induktivität von elektromagnetischen Bauelementen bei Gleichstrombelastung, wie z.B. Sättigung von Drosseln.The invention is used for controlling switching relays and chokes and for monitoring the switching state of switching relays, and for measuring the instantaneous inductance of electromagnetic components under direct current load, such as e.g. Saturation of chokes.

Claims (7)

1. Electronic circuit arrangement for driving an electro-magnetic component (2), particularly a contactor or relay, in which arrangement the electro-magnetic component (2) is connected in series with a switching transistor (1 ) and a sensing resistor (R2), an actual current value (U(Iist) ), which corresponds to the current through the component (2), can be tapped off at the sensing resistor (R2) and can be supplied to a comparator (18), the comparator (18) can be supplied with a nominal current value of (U(Isoll)) for the pick-up current and with a reduced nominal current value (U(Isoll ) )for the holding current and the switching transistor (1) is actuated via the comparator (18) if the actual current value (U(Iist) ) drops below the nominal current value (U(Isoll) ), characterised in that the switching transistor (1) is driven clocked with a constant operating time, that a subtracting circuit (21 ) is provided for forming the alternating-current component (U(i)) of the actual current value (U(Iist) ) to the input of which the actual current value and the nominal current value (U(Isoll) ) are applied, that the subtracting circuit (21) is followed by a peak-value measuring circuit (13) for forming the peak value (U(î) ) of the alternating-current component (U(i) ) of the actual current value (U(Iist) ) and that this peak value (U(î) ) can be supplied to a nominal-value transmitter (20) which provides at its output the various nominal current values (U(Isoll) ) for the pick-up current or for the holding current depending on the magnitude of the peak value (U(i) ) formed (Figure 2).
2. Circuit arrangement according to Calim 1, characterised in that the comparator (18) is followed by a monostable flipflop (6) which produces the constant operating time of the switching transistor (1).
3. Circuit arrangement according to Claim 1 and/or 2, characterised in that the nominal-value transmitter (20) compares the peak value (U(i) ) with a difference voltage (UD), a subtracting circuit (19) being provided for forming this difference voltage (UD) the input of which can be supplied with the nominal current value (U(Isoll) ) and a reference voltage value.
4. Electronic circuit arrangement for driving an electro-magnetic component (2), particularly a contactor or relay, in which arrangement the electromagnetic component (2) is connected in series with a switching transistor (1) and a sensing resistor (R2), an actual current value (U(Iist) ), which coresponds to the current through the component (2), can be tapped off at the sensing resistor (R2) and can be supplied to a comparator (5), the comparator (5) can be supplied with a nominal current value (U(Isoll 2) ) for the pick-up current and with a reduced nominal current value (U(Isoll 2)) for the holding current and the switching transistor (1) is actuated via the comparator (5) if the actual current value (U(Iist) ) drops below the nominal current value (U(Isoll 2)), characterised in that the switching transistor (1) is driven clocked with a variable operating time, that a time-detecting device (16) is provided for determining the respective operating time (tein) of the switching transistor (1) which is required in each case for reaching a particular actual current value, and that the time detecting device (16) is followed by a nominal-value transmitter (17, 22) which provides at its output the various nominal current values (U(Isoll 1) ) for the pick-up current or for the holding current depending on the duration of the operating time (tein) of the switching transistor (1) (Figure 1, 3).
5. Circuit arrangement according to Claim 4, characterised in that the nominal-value transmitter (22) is provided with a preset reference time (tref)'
6. Circuit arrangement according to Claim 5, characterised in that an adding circuit (15), which can be controlled in dependence on the switching state of the switching transistor (1), is provided for forming the nominal current value (U(Isoll 2) ), to the input of which adding circuit the nominal current value (U(Isoll 1) ) of the nominal-value transmitter (17, 22) and the voltage difference (UD) occurring between the last nominal current value (U(Isoll 1) ) and a reference voltage value are applied.
7. Circuit arrangement according to one of Claims 3 and/or 6, characterised in that, for forming the reference voltage, a voltage divider is provided the divider ratio (R5/R6) of which is proportional to the ratio between the resistive impedances of the electromagnetic component (R1) and the sensing resistor (R2) and to which the supply voltage (Uv) is applied which is also supplied to the switching transistor (1 ).
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