EP0014620A1 - Circuit hyperfréquence à lignes couplées coplanaires et dispositif comportant un tel circuit - Google Patents

Circuit hyperfréquence à lignes couplées coplanaires et dispositif comportant un tel circuit Download PDF

Info

Publication number
EP0014620A1
EP0014620A1 EP80400102A EP80400102A EP0014620A1 EP 0014620 A1 EP0014620 A1 EP 0014620A1 EP 80400102 A EP80400102 A EP 80400102A EP 80400102 A EP80400102 A EP 80400102A EP 0014620 A1 EP0014620 A1 EP 0014620A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
conductive strips
lines
microwave circuit
circuit according
microwave
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP80400102A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
André Jean-Frederic
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Thales SA
Original Assignee
Thomson CSF SA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Thomson CSF SA filed Critical Thomson CSF SA
Publication of EP0014620A1 publication Critical patent/EP0014620A1/fr
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
    • H01P1/203—Strip line filters
    • H01P1/20327—Electromagnetic interstage coupling
    • H01P1/20354—Non-comb or non-interdigital filters
    • H01P1/20372—Hairpin resonators
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
    • H01P1/203—Strip line filters
    • H01P1/2039—Galvanic coupling between Input/Output
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P3/00—Waveguides; Transmission lines of the waveguide type
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/12—Coupling devices having more than two ports
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/12—Coupling devices having more than two ports
    • H01P5/16—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port
    • H01P5/18—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port consisting of two coupled guides, e.g. directional couplers
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P9/00—Delay lines of the waveguide type
    • H01P9/006—Meander lines

Definitions

  • the present invention relates to a microwave circuit with coupled lines produced in coplanar technology, and the structure of which makes it possible to considerably reduce the difference between the phase velocities of the different propagation slats.
  • T.E.M.waves The electrical state of two coupled transmission lines operating in electromagnetic transverse waves, T.E.M.waves, can be represented, at each instant, by two propagation modes superimposed on each transmission line.
  • a first mode, called even mode, is characterized by pairs of current voltage values (E, I) equal at all times in any plane of cross section along each line and a second mode, called odd mode, is characterized by pairs of voltage-current values (E, I) phase shifted from TI at any time in any cross-section plane along each line.
  • E, I current voltage values
  • odd mode second mode
  • E, I voltage-current values
  • this solution does not make it possible, in the application to a Schiffman cell, to operate the device on a frequency band higher than the octave.
  • the present invention overcomes the aforementioned drawbacks and relates to a microwave circuit with coupled lines for which the phase speeds of the different modes are made close.
  • Another object of the present invention is the production of microwave circuits with broadband coupled lines and of microwave circuits with narrowband coupled lines.
  • An advantage of the invention is the production of circuits very small dimensions.
  • the microwave circuit with coupled lines comprises, on a dielectric substrate wafer, a plurality of transmission lines constituted by conductive strips and by a so-called ground conductor, forming a system of coupled lines, the ground conductor being deposited on the same face of the dielectric plate as the central conductive strips and being constituted by ground conductive strips nested between the previous ones.
  • the microwave circuit with coupled lines comprises a wafer 1 of dielectric substrate on which is disposed a plurality of transmission lines propagating a TEM mode therefore constituted by one or more conductors 2a, 2b .. and by a common conductor 3.
  • Conductors 2a, 2b ... can be constituted by one or more conductive strips, 2a i , 2b i ... - i varying from 1 to n - and the ground conductor can itself include conductive strips 4 nested between the previous ones.
  • These conductive bands 2a., 2b .... or 4 are parallel to each other and separated by a determined interval which is a function, as are the number and the arrangement of these bands, of the radioelectric characteristics of the circuit studied and consequently of the couplings. between the different transmission lines.
  • the conductive strips 2a i , 2b i ... constituting with the ground conductor 3 the same TEM transmission line are connected in pairs by conductive wires or tapes 5 or by sections of conductive strip 9 forming a short circuit, then that the conductive strips 4 are connected to the ground conductor 3 by conductive wires 10.
  • All the conductive strips of the circuit can be produced by metallization, comprising for example a resistive layer of nickel and chromium and a conductive layer of gold - the respective conductivities of nickel, chromium and gold being 16.10 +6 ⁇ -1 .m -1 , 6.5.10 +6 ⁇ -1 .m -1 and 49.10 +6 ⁇ - 1 .m 1 .
  • the different modes of propagation existing between the arms are of the TEM type, or quasi TEM, and the achievements which have been made have shown that all the parasitic modes which can exist in such a structure are at very low levels. low compared to the fundamental TEM mode, thus allowing the production of selective components such as filters.
  • FIG. 2 representing an interdigital microwave filter.
  • This filter produced uses six transmission lines coupled in addition to the two input 11 and output 12 lines, constituted respectively by a central conductor 110 and 120 between two zones of the ground conductor 3.
  • each TEM line, 13 for example, consists of two conductive strips 2a ,, 2a 2 arranged on either side of a conductive strip 4 of the common conductor 3, and connected together by a conducting wire 5 or by a conductive section restoring the equipotentiality between the conductive strips 2a.
  • FIG. 3 gives another exemplary embodiment of a very broadband interdigital microwave filter, with two transmission lines in addition to the input 14 and the output 15. These transmission lines each consist of four conductive bands 2ai and 2b i , i varying from 1 to 4, connected together by conductive wires 5. The bands 2a 3 and 2a 4 for one of the two lines and 2b 3 and 2b 4 for the other line are nested one inside the other for reasons for coupling. Again, the conductive son 5 can be replaced by sections of conductive strips making a short circuit.
  • the width of the conductive bands is between 100 and 200 ⁇ m and the distance between the conductive bands is between 100 and 200 ⁇ m, giving as total dimensions of the filter approximately 11 mm by 6 mm.
  • FIG. 4 represents another application of this type of microwave circuit with coplanar coupled lines according to the invention. It is a directional coupler produced using two coplanar transmission lines coupled together on the same substrate of dielectric material.
  • the input channel 40 and the coupled channel 42 are on the same side of the circuit, while the direct channel 41 and the directive channel 43 are on the same other side.
  • the transmission lines joining the input channel 40 to the direct channel 41 on the one hand, and the coupled channel 42 to the directive channel 43 on the other hand are formed by the common conductor 3 and by a conductor folded in two meanders 46, by the conductive strip 4 of the ground conductor 3.
  • Each meander comprises two arms 44 and 45 constituted by conductive strips 2a. and 2b i nested and connected respectively at their ends by conductive wires 5 or metallic bands making a short circuit.
  • the widths of the conductive strips are between 100 and 200 ⁇ m and the distance between the strips is between 100 and 200 ⁇ m and the distance between the strips is between 50 ⁇ m and 280 ⁇ m, giving as total dimensions for the coupler about 6mm. 6.3mm.
  • a particular case of the microwave circuit with coupled lines according to the invention is that comprising a single transmission line constituted by several conductive strips connected to one another and a common conductor, producing a delay line of the meandering line type, as shown in the figure. 5.
  • the delay line comprises an inlet 6 produced by a coplanar line, constituted by a central conductor 7 comprised between two zones of the ground conductor 3, an outlet 8 produced in the same way and a meandering line.
  • This consists of conductive strips 2 connected together by sections of conductor 9 forming a short circuit, alternately at each end.
  • Conductive wires 10 connect one end of the conductive strips 4 to the ground conductor 3.
  • FIG. 6 shows another type of embodiment of a delay line in which the conductive strips 2 are interconnected, alternately at each end, by conductive wires 5 making a short circuit.
  • FIG. 7 Another application, shown in FIG. 7, of a microwave circuit producing a meandering line according to the invention is a so-called Wilkinson tee.
  • the latter is formed by an input line 73, of impedance 50 ⁇ which is divided into two sections of lines 71 and 72, of length ⁇ / 4 and of impedance 7012., resulting in a resistance of 100 allowing the adaptation with both 50 ⁇ output and impedance lines.
  • the input 73 and the outputs 77 and 78 are produced from coplanar lines whose respective central conductors 730, 770 and 780 are between two zones of the ground conductor 3.
  • the two sections of line 71 and 72 of length A / 4 consist of a meandering line, produced according to the invention, by conductive strips 2 nested between the conductive strips 4 of the ground plane 3.
  • the conductive strips 2 are connected together by sections of conductive strips 9 forming short circuit, alternately at each end, while the strips 4 are connected to one of their ends by a connecting wire 10.
  • the two sections of lines 71 and 72 can be produced by a meandering line like that described in FIG. 6.
  • FIG. 8 represents another example of a microwave circuit with coupled lines according to the invention: a double section T-divider.
  • the coplanar coupled lines are used to make circuits, which made in another technology, microstrip for example, would have too small dimensions due to the large central operating frequency.
  • This tee has an input 81 produced by a coplanar line of impedance 50 ⁇ , constituted by a central conductor 82 and by two zones of the ground conductor 3.
  • This coplanar line is divided into two coplanar lines 83 and 84 with impedance 80 ⁇ .
  • These two lines 83 and 84 are short-circuited by a resistor 85 of 76 ⁇ at the end of a length L equal to a quarter of the wavelength ⁇ / 4 at the central operating frequency of the Tee.
  • These two coplanar lines 83 and 84 are respectively extended by two other coplanar lines 86 and 87 of impedance 60 ⁇ .
  • the width of the conductive strips is between 92 ⁇ m and 155 ⁇ m and the distance separating them is between 100 and 162 mm, the length L is of the order of 2.3 mm.
  • one of the advantages of the invention is to produce circuits of dimensions reduced compared to those made in triplate or microstrip technique.
  • Another advantage of the invention lies in the realization of strong or weak couplings, depending on whether one seeks to produce broadband or narrowband filters, thanks to the interdigitation of the conductors and the ground conductor.

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Waveguide Switches, Polarizers, And Phase Shifters (AREA)
  • Waveguides (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

Le circuit hyperfréquence à lignes couplées coplanaires comporte sur une même face d'un substrat diélectrique (1) une pluralité de bandes conductrices (2a1, 2a2, 2ai, 2b, 2bi), formant un système de lignes couplées. Le conducteur commun (3) de ces lignes coplanaires couplées est lui-même constitué de bandes conductrices (4) imbriquées dans les précédentes. La structure proposée est très compacte et permet d'obtenir des circuits de dimensions réduites. D'autre part, les vitesses de phases des différents modes de propagation utilises sont très voisines. Application à des circuits hyperfréquences, en particulier des filtres interdigitaux.

Description

  • La présente invention est relative à un circuit hyperfréquence à lignes couplées réalisé en technologie coplanaire, et dont la structure permet de réduis considérablement l'écart entre les vitesses de phase des différents moues de propagation.
  • Une application importante d'un tel circuit est la réalisation de circuits hyperfréquences en microélectronique monolithique ou hybride, tels que des filtres interdigitaux par exemple.
  • L'état électrique de deux lignes de transmission couplées fonctionnant en ondes transverses électromagnétiques, ondes T.E.M., peut être représenté, à chaque instant, par deux modes de propagation se superposant sur chaque-ligne de transmission.
  • Un premier mode, appelé mode pair, est caractérisé par des couples de valeurs tension courant (E, I) égaux à tout instant en tout plan de section droite le long de chaque ligne et un deuxième mode, appelé mode impair, est caractérisé par des couples de valeurs tension- courant (E, I) déphasés de TI à tout instant en tout plan de section droite le long de chaque ligne. Dans le cas des lignes réalisées en technologie appelée microstrip, c'est-à-dire constituées par des bandes conductrices disposées sur la même face d'un substrat diélectrique dont l'autre face est recouvert d'un plan conducteur, dit de masse, la vitesse de phase d'un mode faisant intervenir la propagation entre une bande conductrice et le plan de masse (mode pair) ne peut être égale à la vitesse de phase d'un mode faisant intervenir la propagation entre deux bandes conductrices adjacentes (mode impair). En effet, dans le premier cas la propagation s'effectue presque exclusivement à travers le substrat et dans le deuxième cas, une fraction non négligeable de l'énergie se propage dans l'air, si bien que la présence même du substrat rend le milieu de propagation non homogène. Par suite, les schémas électriques équivalents des lignes couplées deviennent très complexes ou très approximatifs.
  • Différentes solutions tendant à homogénéiser le milieu diélectrique donc à réduire l'écart entre les vitesses de phase des différents modes de propagation ont été proposées.
  • Le coupleur de Podell décrit dans la revue Microwaves, mars 1974, pages 58 à 62 diminue la vitesse de phase en mode impair sans modifier la vitesse de phase en mode pair. Mais ce type de coupleur ne peut pas être utilisé pour des couplages supérieurs à 8 dB.
  • Le coupleur d'Overlay décrit dans la publication du M.I.T., avril 1970, pages 222 à 228, nécessitant un report de matériau diélectrique sur le circuit est d'une mise en oeuvre peu aisée, la répétition à l'identique des caractéristiques techniques de coupleurs de ce type étant délicate.
  • Une autre solution décrite par B. Schiek, J. Kôhler, W. Shilz dans le compte rendu de la 6ème "European Microwave Conférence" du 14 au 17 septembre 1976 publié par "Microwave Exhibitions and Publishers Ltd" Temple Gate House, 36 High Street, Sevenoaks, Kent - TN 13 15 G England" consiste à compenser le décalage de vitesse de phase des modes pair et impair par une structure de ligne en gradins comportant deux tronçons de lignes couplées ayant sensiblement la même longueur mais des couplages différents du fait de leur espacement et de leur largeur différents. Cette solution présente l'inconvénient notamment de nécessiter des calculs complexes pour sa mise en oeuvre, le couplage des lignes résultant du couplage différent des deux tronçons sensiblement de même longueur.
  • De plus cette solution ne permet pas d'obtenir, dans l'application à une cellule de Schiffman, un fonctionnement du dispositif sur une bande de fréquence supérieure à l'octave.
  • La présente invention permet de remédier aux inconvénients précités et a pour objet un circuit hyperfréquence à lignes couplées pour lequel les vitesses de phase des différents modes sont rendues voisines.
  • Un autre objet de la présente invention est la réalisation de circuits hyperfréquences à lignes couplées à large bande et de circuit, hyperfréquences à lignes couplées à bande étroite.
  • Un avantage de l'invention est la réalisation de circuits de dimensions très réduites.
  • Selon une caractéristique de l'invention, le circuit hyperfréquence à lignes couplées comprend, sur une plaquette de substrat diélectrique, une pluralité de lignes de transmission constituées par des bandes conductrices et par un conducteur dit de masse, formant un système de lignes couplées, le conducteur de masse étant déposé sur la même face de la plaquette diélectrique que les bandes conductrices centrales et étant constitué par des bandes conductrices de masse imbriquées entre les précédentes.
  • D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront dans la description donnée ci-dessous, portant sur des exemples de réalisation, accompagnée par les figures suivantes représentant :
    • - la figure 1, des lignes couplées coplanaires suivant l'invention ;
    • - la figure 2, une application de l'invention à la réalisation d'un filtre hyperfréquence à lignes couplées coplanaires suivant l'invention ;
    • - la figure 3, une application de l'invention à la réalisation d'un autre type de filtre hyperfréquence à lignes couplées coplanaires suivant l'invention ;
    • - la figure 4, une autre application de l'invention à la réalisation d'un coupleur directif à lignes couplées coplanaires suivant l'invention ;
    • - la figure 5, une application de l'invention à la réalisation d'une ligne à retard coplanaire suivant l'invention ;
    • - la figure 6, une autre application de l'invention à la réalisation d'une ligne à retard coplanaire suivant l'invention ;
    • - la figure 7, une application à la réalisation d'un Té de Wilkinson suivant l'invention ;
    • - la figure 8, une application à la réalisation d'un Té diviseur à deux tronçons suivant l'invention.
  • Les éléments qui sont identiques et remplissent les mêmes fonctions dans les différentes figures portent les mêmes numéros.
  • Selon la figure 1, le circuit hyperfréquence à lignes couplées, selon l'invention, comprend une plaquette 1 de substrat diélectrique sur laquelle est disposée une pluralité de lignes de transmission propageant un mode TEM donc constituées par un ou plusieurs conducteurs 2a, 2b ... et par un conducteur commun 3. Les conducteurs 2a, 2b ... peuvent être constitués par une ou plusieurs bandes conductrices, 2ai, 2bi ... - i variant de 1 à n - et le conducteur de masse peut lui-même comporter des bandes conductrices 4 imbriquées entre les précédentes.
  • Ces bandes conductrices 2a., 2b.... ou 4 sont parallèles entre elles et séparées par un intervalle déterminé qui est fonction, comme le sont le nombre et la disposition de ces bandes, des caractéristiques radioélectriques du circuit étudié et par suite des couplages entre les différentes lignes de transmission.
  • Les bandes conductrices 2ai, 2bi ... constituant avec le conducteur de masse 3 la même ligne de transmission TEM sont reliées deux à deux par des fils ou rubans conducteurs 5 ou par des tronçons de bande conductrice 9 formant court-circuit, alors que les bandes conductrices 4 sont reliées au conducteur de masse 3 par des fils conducteurs 10. Toutes les bandes conductrices du circuit peuvent être réalisées par métallisation, comprenant par exemple une couche résistive de nickel et de chrome et une couche conductrice d'or - les conductivités respectives du nickel, du chrome et de l'or étant de 16.10+6 Ω -1.m-1, 6,5.10+6Ω -1.m-1et 49.10+6Ω -1.m1.
  • Dans un tel circuit, les différents modes de propagation existant entre les bras sont du type TEM, ou quasi TEM, et les réalisations qui ont pu être faites ont montré que tous les modes parasites pouvant exister dans une telle structure se situent à des niveaux très faibles par rapport au mode fondamental TEM, autorisant ainsi la réalisation de composants sélectifs comme les filtres.
  • Un exemple d'application de ce type de circuit hyperfréquence à lignes couplées coplanaires suivant l'invention est donné par la figure 2, représentant un filtre hyperfréquence interdigital. Ce filtre réalisé utilise six lignes de transmission couplées en plus des deux lignes d'entrée 11 et de sortie 12, constituées respectivement par un conducteur central 110 et 120 entre deux zones du conducteur de masse 3. Pour régler les capacités linéiques entre les différentes lignes et les capacités linéiques entre ces lignes et le conducteur commun, chaque ligne TEM, 13 par exemple, est constituée de deux bandes conductrices 2a,, 2a2 disposées de part et d'autre d'une bande conductrice 4 du conducteur commun 3, et reliées entre elles par un fil conducteur 5 ou par un tronçon conducteur rétablissant l'équipotentialité entre les bandes conductrices 2a.
  • La figure 3 donne un autre exemple de réalisation de filtre hyperfréquence interdigital à très large bande, à deux lignes de transmission en plus de l'entrée 14 et de la sortie 15. Ces lignes de transmission sont constituées chacune par quatre bandes conductrices 2ai et 2bi, i variant de 1 à 4, reliées entre elles par des fils conducteurs 5. Les bandes 2a3 et 2a4 pour une des deux lignes et 2b3 et 2b4 pour l'autre ligne sont imbriquées les unes dans les autres pour des raisons de couplage. Là encore, les fils conducteurs 5 peuvent être remplacés par des tronçons de bandes conductrices faisant court-circuit.
  • A titre d'exemple de réalisation non limitatif et pour une fréquence centrale de la bande passante de 5,535 GHz et une bande passante de 39,2 %, la largeur des bandes conductrices est comprise entre 100 et 200 µm et la distance entre les bandes conductrices est comprise entre 100 et 200 µm, donnant comme dimensions totales du filtre environ 11 mm sur 6 mm.
  • La figure 4 représente une autre application de ce type de circuit hyperfréquence à lignes couplées coplanaires suivant l'invention. Il s'agit d'un coupleur directif réalisé à l'aide de deux lignes de transmission coplanaires couplées entre elles sur un même substrat de matériau diélectrique. La voie d'entrée 40 et la voie couplée 42 sont du même côté du circuit, alors que la voie directe 41 et la voie directive 43 sont d'un même autre côté.
  • Les lignes de transmission joignant la voie d'entrée 40 à la voie directe 41 d'une part, et la voie couplée 42 à la voie directive 43 d'autre part sont constituées par le conducteur commun 3 et par un conducteur replié en deux méandres 46, par la bande conductrice 4 du conducteur de masse 3.
  • Chaque méandre comprend deux bras 44 et 45 constitués par des bandes conductrices 2a. et 2bi imbriquées et reliées respectivement à leurs extrémités par des fils conducteurs 5 ou des bandes métalliques faisant court-circuit.
  • A titre d'exemple de réalisation non limitatif et pour une fréquence centrale de fonctionnement de 1,3 GHz les largeurs des bandes conductrices sont comprises entre 100 et 200 µm et la distance entre les bandes est comprises entre 100 et 200 µm et la distance entre les bandes est comprise entre 50 µm et 280 µm, donnant comme dimensions totales pour le coupleur environ 6mm . 6,3mm.
  • Un cas particulier du circuit hyperfréquence à lignes couplées suivant l'invention est celui comprenant une seule ligne de transmission constituée par plusieurs bandes conductrices reliées entre elles et un conducteur commun, réalisant une ligne à retard du type ligne à méandres, comme il est représenté figure 5. La ligne à retard comprend une entrée 6 réalisée par une ligne coplanaire, constituée par un conducteur central 7 compris entre deux zones du conducteur de masse 3, une sortie 8 réalisée de la même manière et une ligne à méandres. Celle-ci est constituée de bandes conductrices 2 reliées entre elles par des tronçons de conducteur 9 formant court-circuit, alternativement à chaque extrémité. Des fils conducteurs 10 relient une des extrémités des bandes conductrices 4 au conducteur de masse 3.
  • La figure 6 montre un autre type de réalisation d'une ligne à retard dans laquelle les bandes conductrices 2 sont reliées entre elles, alternativement à chaque extrémité, par des fils conducteurs 5 faisant court-circuit.
  • Une autre application, représentée figure 7, d'un circuit hyperfréquence réalisant une ligne à méandres suivant l'invention est un Té dit de Wilkinson. Ce dernier est formé d'une ligne d'entrée 73, d'impédance 50Ω qui se divise en deux tronçons de lignes 71 et 72, de longueur λ/4 et d'impédance 7012. , aboutissant à une résistance de 100 permettant l'adaptation avec les deux lignes de sortie et d'impédance 50Ω . L'entrée 73 et les sorties 77 et 78 sont réalisées à partir de lignes coplanaires dont les conducteurs centraux respectifs 730, 770 et 780 sont compris entre deux zones du conducteur de masse 3. Les deux tronçons de ligne 71 et 72 de longueur A/4 sont constitués par une ligne à méandres, réalisée selon l'invention, par des bandes conductrices 2 imbriquées entre les bandes conductrices 4 du plan de masse 3. Les bandes conductrices 2 sont reliées entre elles par des tronçons de bandes conductrices 9 formant court-circuit, alternativement à chaque extrémité, alors que les bandes 4 sont reliées à une de leurs extrémités par un fil conducteur 10.
  • Dans cet exemple d'application les deux tronçons de lignes 71 et 72 peuvent être réalisés par une ligne à méandres comme celle décrite dans la figure 6.
  • Selon un exemple de réalisation non limitatif, et pour une fréquence centrale de fonctionnement de 0,8 GHz de ce Té de Wilkinson la largeur des bandes conductrices est de l'ordre de 100 µm et la distance entre deux bandes conductrices de l'ordre de 110 µm aussi, si bien que chaque tronçon 71 et 72 a pour dimensions totales L = 4,16 mm sur L' = 4,13 mm.
  • La figure 8 représente un autre exemple de circuit hyperfréquence à lignes couplées suivant l'invention : un Té diviseur double tronçon. Dans ce cas, les lignes couplées coplanaires servent à réaliser des circuits, qui réalisés dans une autre technologie, microstrip par exemple, auraient des dimensions trop réduites dues à la grande fréquence centrale de fonctionnement. Ce Té comporte une entrée 81 réalisée par une ligne coplanaire d'impédance 50Ω, constituée par un conducteur central 82 et par deux zones du conducteur de masse 3. Cette ligne coplanaire se divise en deux lignes coplanaires 83 et 84 d'impédance 80 Ω.
  • Ces deux lignes 83 et 84 sont court-circuitées par une résistance 85 de 76Ω au bout d'une longueur L égale au quart de la longeur d'onde λ/4 à la fréquence centrale de fonctionnement du Té. Ces deux lignes coplanaires 83 et 84 se prolongent respectivement par deux autres lignes coplanaires 86 et 87 d'impédance 60 Ω.
  • Ces deux lignes 86 et 87 sont court-circuitées par une résistance 88 de 268Ω au bout d'une longueur L = Ã/4, avant de se poursuivre par les deux lignes coplanaires 89 et 90 de sortie, d'impédance 50Ω.
  • A titre d'exemple de réalisation non limitatif et pour une fréquence centrale de fonctionnement de 14,5 GHz, la largeur des bandes conductrices est comprise entre 92pm et 155 µm et la distance les séparant est comprise entre 100 et 162 mm, la longueur L est de l'ordre de 2,3 mm.
  • Dans tous les exemples de réalisation qui ont été représentés, un des avantages de l'invention est de réaliser des circuits de dimensions réduites par rapport à ceux réalisés en technique triplaque ou microstrip.
  • Un autre avantage de l'invention réside dans la réalisation de couplages forts ou faibles, suivant que l'on cherche à réaliser des filtres à large bande ou à bande étroite, grâce à l'interdigitation des conducteurs et du conducteur de masse.

Claims (13)

1. Circuit hyperfréquence à lignes couplées comprenant sur une plaquette de substrat diélectrique une pluralité de lignes de transmission, constituées par des bandes conductrices et par un conducteur dit de masse, formant un système de lignes couplées, caractérisé en ce que le conducteur de masse est déposé sur la même face de la plaquette de substrat diélectrique (1) que les bandes conductrices centrales (2) et qu'il est constitué par des bandes conductrices (4) de masse imbriquées entre les bandes conductrices centrales (2a et 2b).
2. Circuit hyperfréquence selon la revendication 1, caractérisé par le fait que les bandes conductrices (2a, 2b et 4) du circuit sont disposées parallèlement entre elles sur la plaquette de substrat diélectrique (1), et séparées par un intervalle déterminé.
3. Circuit hyperfréquence selon la revendication 2, caractérisé par le fait que les bandes conductrices (4) du conducteur de masse (3) sont physiquement de longueur au moins égale à celle des bandes conductrices (2a et 2b) des lignes couplées.
4. Circuit hyperfréquence selon la revendication 3, caractérisé par le fait que les bandes conductrices (2a ou 2b) constituant le même conducteur d'une ligne de transmission sont reliées deux à deux par des fils conducteurs (5).
5. Circuit hyperfréquence selon la revendication 3, caractérisé par le fait que les bandes conductrices (2a ou 2b) constituant le même conducteur d'une ligne de transmission sont reliées deux à deux par des tronçons de bandes conductrices formant un court-circuit, les bandes conductrices (4) du conducteur de masse étant reliées à celui-ci par des fils conducteurs (10). -
6. Circuit hyperfréquence selon l'une des revendications 1 à 5, caractérisé par le fait qu'il comporte une seule ligne de transmission constituée par le conducteur de masse (3) et par une pluralité de bandes conductrices (2a ou 2b), chacune étant disposée entre deux bandes conductrices (4) du conducteur de masse (3), et alternativement reliées deux à deux à chacune de leurs extrémités, ce circuit constituant une ligne à méandres.
7. Circuit hyperfréquence selon la revendication 6, caractérise par le fait qu'il réalise une ligne à retard, dont l'entrée et la sortie sont constitués par deux lignes coplanaires.
8. Circuit hyperfréquence selon la revendication 6, caractérisé par le fait qu'il constitue chacun des deux bras, d'impédance 70Ωet de longueur physique égale au quart de la longueur d'onde électrique à la fréquence centrale de fonctionnement du circuit, d'un té de Wilkenson, dont l'entrée et les deux sorties sont constituées par des lignes coplanaires.
9. Circuit hyperfréquence selon l'une des revendications 1 à 5, caractérisé par le fait qu'il constitue chacun des quatre bras, de longueur égale au quart de la longueur d'onde à la fréquence centrale de fonctionnement, d'un Té diviseur à deux tronçons dont l'entrée et les deux sorties sont constituées par des lignes coplanaires.
10. Circuit hyperfréquence selon l'une des revendications 1 à 5, caractérisé par le fait qu'il comporte plusieurs lignes de transmission couplées, chacune étant constituée par le conducteur de masse (3) et par une ou plusieurs bandes conductrices (2a ou 2b), les bandes conductrices (4) du conducteur de masse (3) étant imbriquées entre les bandes conductrices (2a et 2b) des différentes lignes couplées, la longueur des bandes étant égale à λ/4.
11. Circuit hyperfréquence selon la revendication 10, caractérisé par le fait qu'il constitue chacun des deux bras d'un coupleur directif- le premier bras reliant la voie d'entrée à la voie directe et le second reliant la voie couplée et la voie directive - , dont les quatre voies sont constituées par des lignes coplanaires.
12. Circuit hyperfréquence selon la revendication 10, caractérisé par le fait qu'il constitue un filtre hyperfréquence interdigital, tel que les lignes de transmission sont constituées d'un conducteur commun (3) et de bandes conductrices (2a et 2b) de longueur égale au quart de la longueur d'onde à la fréquence centrale de fonctionnement du filtre et les bandes conductrices du conducteur de masse sont de longueur au moins égale à celle des bandes conductrices (2a et 2b) des lignes de transmission, et dont l'entrée et la sortie sont constituées par des lignes coplanaires.
13. Dispositif hyperfréquence comportant un circuit hyperfréquence à lignes couplées selon l'une des revendications précédentes.
EP80400102A 1979-02-13 1980-01-22 Circuit hyperfréquence à lignes couplées coplanaires et dispositif comportant un tel circuit Withdrawn EP0014620A1 (fr)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR7903641 1979-02-13
FR7903641A FR2449340A1 (fr) 1979-02-13 1979-02-13 Circuit hyperfrequence a lignes couplees coplanaires et dispositif comportant un tel circuit

Publications (1)

Publication Number Publication Date
EP0014620A1 true EP0014620A1 (fr) 1980-08-20

Family

ID=9221917

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EP80400102A Withdrawn EP0014620A1 (fr) 1979-02-13 1980-01-22 Circuit hyperfréquence à lignes couplées coplanaires et dispositif comportant un tel circuit

Country Status (3)

Country Link
US (1) US4313095A (fr)
EP (1) EP0014620A1 (fr)
FR (1) FR2449340A1 (fr)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2579846A1 (fr) * 1985-03-26 1986-10-03 Rogers Corp Retardateur de signaux electroniques
EP0302479A1 (fr) * 1987-08-06 1989-02-08 Siemens Aktiengesellschaft Coupleur à lignes à bandes

Families Citing this family (33)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0099398A1 (fr) * 1982-01-21 1984-02-01 Communications Satellite Corporation Ligne de transmission de micro-ondes coplanaires a faible impedance
US4532484A (en) * 1982-11-09 1985-07-30 Raytheon Company Hybrid coupler having interlaced coupling conductors
US4591812A (en) * 1982-11-22 1986-05-27 Communications Satellite Corporation Coplanar waveguide quadrature hybrid having symmetrical coupling conductors for eliminating spurious modes
US4614922A (en) * 1984-10-05 1986-09-30 Sanders Associates, Inc. Compact delay line
US4647878A (en) * 1984-11-14 1987-03-03 Itt Corporation Coaxial shielded directional microwave coupler
US4729510A (en) * 1984-11-14 1988-03-08 Itt Corporation Coaxial shielded helical delay line and process
US4675625A (en) * 1985-03-26 1987-06-23 Rogers Corporation Rolled delay line of the coplanar line type
US4675627A (en) * 1985-03-26 1987-06-23 Rogers Corporation High permeability rolled delay line of the coplanar type
US4675626A (en) * 1985-11-27 1987-06-23 Rogers Corporation Carrier assembly for mounting a rolled coplanar delay line
US4873501A (en) * 1986-06-27 1989-10-10 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Internal transmission line filter element
US4882555A (en) * 1988-08-12 1989-11-21 Hughes Aircraft Company Plural plane waveguide coupler
US4931753A (en) * 1989-01-17 1990-06-05 Ford Aerospace Corporation Coplanar waveguide time delay shifter
JP2682737B2 (ja) * 1990-11-20 1997-11-26 株式会社トキメック 電力分配合成器
WO1992020078A2 (fr) * 1991-05-08 1992-11-12 Superconductor Technologies Inc. Line a retard supraconductrice
US5272457A (en) * 1992-03-10 1993-12-21 Harris Corporation High isolation integrated switch circuit
GB2292839A (en) * 1994-08-27 1996-03-06 Univ Birmingham Microwave slow wave structure
US5770987A (en) * 1996-09-06 1998-06-23 Henderson; Bert C. Coplanar waVeguide strip band pass filter
DE69937048T2 (de) * 1998-02-23 2008-05-29 Qualcomm Inc., San Diego Uniplanare antenne mit zwei streifen
US6259407B1 (en) 1999-02-19 2001-07-10 Allen Tran Uniplanar dual strip antenna
JP2001068906A (ja) * 1999-08-27 2001-03-16 Matsushita Electric Ind Co Ltd 高周波装置
US6335662B1 (en) * 1999-09-21 2002-01-01 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army Ferroelectric-tunable microwave branching couplers
US6624722B2 (en) 2001-09-12 2003-09-23 Radio Frequency Systems, Inc. Coplanar directional coupler for hybrid geometry
EP1428289A1 (fr) * 2001-09-20 2004-06-16 Paratek Microwave, Inc. Filtres passe-bande a bande passante variable et a retard variable
US7034636B2 (en) * 2001-09-20 2006-04-25 Paratek Microwave Incorporated Tunable filters having variable bandwidth and variable delay
US6985365B2 (en) * 2001-09-28 2006-01-10 Hewlett-Packard Development Company, L.P. Topology for flexible and precise signal timing adjustment
US7002433B2 (en) * 2003-02-14 2006-02-21 Microlab/Fxr Microwave coupler
DE10316047B4 (de) * 2003-04-08 2006-11-30 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg Richtkoppler in koplanarer Wellenleitertechnik
DE10350033A1 (de) * 2003-10-27 2005-05-25 Robert Bosch Gmbh Bauelement mit Koplanarleitung
CN1989651A (zh) * 2004-07-22 2007-06-27 皇家飞利浦电子股份有限公司 包含铁氧体衬底的集成不可逆组件
US7710216B2 (en) * 2005-09-26 2010-05-04 Nec Corporation Balun circuit and integrated circuit device
JP2011053354A (ja) * 2009-08-31 2011-03-17 Toshiba Corp 光電気配線フィルムおよび光電気配線モジュール
US10390425B2 (en) * 2017-04-27 2019-08-20 Nanning Fugui Precision Industrial Co., Ltd. Golden finger structure
CN213936623U (zh) * 2020-11-10 2021-08-10 深圳市华思旭科技有限公司 无线吹风机及其充电插座

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR1523984A (fr) * 1967-05-25 1968-05-03 Fernsehgeratewerke Stassfurt V Dispositif de couplage conducteur pouvant être accordé pour oscillations électriques de haute fréquence
US3504222A (en) * 1966-10-07 1970-03-31 Hitachi Ltd Slow-wave circuit including meander line and shielding therefor
FR2032301A1 (fr) * 1968-12-30 1970-11-27 Texas Instruments Inc
DE2142214B1 (de) * 1971-08-23 1973-02-15 Siemens AG, 1000 Berlin u 8000 München Hochfrequenzbauelement in streifenleitungstechnik

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3560893A (en) * 1968-12-27 1971-02-02 Rca Corp Surface strip transmission line and microwave devices using same
US3736534A (en) * 1971-10-13 1973-05-29 Litton Systems Inc Planar-shielded meander slow-wave structure
DD109127A1 (fr) * 1973-12-21 1974-10-12
US3990024A (en) * 1975-01-06 1976-11-02 Xerox Corporation Microstrip/stripline impedance transformer
GB1589519A (en) * 1976-11-19 1981-05-13 Solartron Electronic Group Printed circuits
US4186352A (en) * 1978-03-23 1980-01-29 Rockwell International Corporation Signal converter apparatus

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3504222A (en) * 1966-10-07 1970-03-31 Hitachi Ltd Slow-wave circuit including meander line and shielding therefor
FR1523984A (fr) * 1967-05-25 1968-05-03 Fernsehgeratewerke Stassfurt V Dispositif de couplage conducteur pouvant être accordé pour oscillations électriques de haute fréquence
FR2032301A1 (fr) * 1968-12-30 1970-11-27 Texas Instruments Inc
DE2142214B1 (de) * 1971-08-23 1973-02-15 Siemens AG, 1000 Berlin u 8000 München Hochfrequenzbauelement in streifenleitungstechnik

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2579846A1 (fr) * 1985-03-26 1986-10-03 Rogers Corp Retardateur de signaux electroniques
EP0302479A1 (fr) * 1987-08-06 1989-02-08 Siemens Aktiengesellschaft Coupleur à lignes à bandes

Also Published As

Publication number Publication date
FR2449340B1 (fr) 1983-07-22
FR2449340A1 (fr) 1980-09-12
US4313095A (en) 1982-01-26

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP0014620A1 (fr) Circuit hyperfréquence à lignes couplées coplanaires et dispositif comportant un tel circuit
FR2482384A1 (fr) Dispositif de combinaison de puissance pour un circuit integre hyperfrequence
EP0044779A1 (fr) Doublets repliés en plaques pour très haute fréquence et réseaux de tels doublets
EP0201409A1 (fr) Coupleur directif à large bande pour ligne à microruban
FR2811141A1 (fr) Circuit en t realise en technologie microruban avec element dephaseur
AU634433B2 (en) Coplanar 3db quadrature coupler
FR2565418A1 (fr) Reseau diviseur/combinateur de puissance a haute frequence
EP0095808B1 (fr) Coupleur directionnel hyperfréquence à quatre lignes de transmission et circuit répartiteur de puissance passif réalisé de façon similaire
FR2461368A1 (fr) Dispositif a ondes magnetostatiques comportant une structure d'echange a bandes conductrices
FR2693036A1 (fr) Filtre passe-bande à lignes à couplage parallèle.
FR2535905A1 (fr) Circuit de couplage a haute frequence notamment pour double amplificateur equilibre
EP0335788B1 (fr) Circuit déphaseur hyperfréquence
US4749969A (en) 180° hybrid tee
FR2666452A1 (fr) Module de circuit a semiconducteurs multicouche.
JPH0767042B2 (ja) 分岐回路
FR2480509A1 (fr) Dispositif a ondes magnetostatiques de volume
EP0004228B1 (fr) Coupleur hyperfréquence directif, et dispositif hyperfréquence utilisant des circuits intégrés comportant un tel coupleur
EP0649571B1 (fr) Filtre passe-bande a resonateurs couples
US5812034A (en) Waveguide mode-strip line mode converter utilizing fin-line antennas of one wavelength or less
EP0373028B1 (fr) Filtre passif passe-bande
EP0336339B1 (fr) Combineur à déphasage pour ondes élèctromagnétiques
JPH0259649B2 (fr)
FR3060864B1 (fr) Ligne de transmission a ondes lentes a meandres
FR2545947A1 (fr) Coupleur directif electro-optique a trois electrodes et a dephasage alterne
EP0274073B1 (fr) Dispositif mélangeur doublement équilibré

Legal Events

Date Code Title Description
PUAI Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012

AK Designated contracting states

Designated state(s): BE CH DE GB IT NL

17P Request for examination filed
STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: THE APPLICATION IS DEEMED TO BE WITHDRAWN

18D Application deemed to be withdrawn

Effective date: 19830309

RIN1 Information on inventor provided before grant (corrected)

Inventor name: JEAN-FREDERIC, ANDRE