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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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I. Gebiet der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf Kommunikationen bzw. Nachrichtenübermittlungen.
Spezieller bezieht sich die vorliegende Erfindung auf ein neuartiges
und verbessertes Verfahren und eine entsprechende Vorrichtung zum Übertragen
von Daten mit variabler Rate in einem drahtlosen Kommunikationssystem und
zum Unterstützen
eines harten Handoffs.
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II. Beschreibung der verwandten Technik
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Die
Nutzung von Modulationstechniken mit Codemultiplexvielfachzugriff
(Code division multiple access, CDMA) ist eine von mehreren Techniken
zum Ermöglichen
von Kommunikationen, bei denen eine große Anzahl von Systemnutzern
vorhanden sind. Andere Mehrfachzugriffskommunikationssystemtechniken,
wie z. B. Zeitmultiplexvielfachzugriff (time division multiple access,
TDMA) und Frequenzmultiplexvielfachzugriff (frequency division multiple
access, FDMA) sind in der Technik bekannt. Die Spreizspektrummodulationstechniken
von CDMA besitzen jedoch signifikante Vorteile gegenüber diesen
Modulationstechniken für
Vielfachzugriffskommunikationssysteme. Die Nutzung von CDMA Techniken
in einem Vielfachzugriffskommunikationssystem ist offenbart in dem
U.S. Patent Nr. 4,901,307 ,
mit dem Titel „SPREAD
SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR
TERRESTRIAL REPEATERS",
das an den Rechtinhaber der vorliegenden Erfindung übertragen
worden ist. Die Nutzung von CDMA Techniken in einem Vielfachzugriffskommunikationssystem
ist ferner offenbart in dem
U.S.
Patent Nr. 5,103,459 , mit dem Titel „SYSTEM AND METHOD FÜR GENERATING
SIGNAL WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM", das an den Rechtinhaber
der vorliegenden Erfindung übertragen
worden ist.
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CDMA
bietet durch die ihm innewohnende Tatsache, dass es ein Breitbandsignal
ist, eine Form von Frequenzdiversität durch Spreizen der Signalenergie über eine große Bandbreite.
Deshalb beeinflusst frequenzselektives Fading bzw. frequenzselektiver
Schwund nur einen kleinen Teil von der CDMA Signalbandbreite. Raum- oder Pfaddiversität wird erlangt
durch Vorsehen mehrerer Signalpfade durch gleichzeitige Verbindungen
von einem mobilen Nutzer durch zwei oder mehrere Zellenstandorte.
Ferner kann die Pfaddiversität erreicht
werden durch Ausnutzen der Mehrwegeumgebung mittels Spreizspektrumverarbeitung,
und zwar dadurch, dass zugelassen wird, dass ein Signal, das mit
unterschiedlichen Ausbreitungsverzögerungen ankommt, empfangen
und separat verarbeitet wird. Beispiele von Pfaddiversität sind dargestellt
in dem
U.S. Patent Nr. 5,101,501 ,
mit dem Titel „METHOD
AND SYSTEM FOR PROVIDING A SOFT HANDOFF IN COMMUNICATIONS IN A CDMA
CELLULAR TELEPHONE SYSTEM" und
dem
U.S. Patent Nr. 5,109,390 mit
dem Titel „DIVERSITY
RECEIVER IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM", die beide an den Rechtinhaber der vorliegenden
Erfindung übertragen
worden sind.
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Ein
Verfahren zur Übertragung
von Sprache in digitalen Kommunikationssystemen, das spezielle Vorteile
beim Erhöhen
der Kapazität
bietet, während
eine hohe Qualität
der wahrgenommenen Sprache beibehalten wird, wird erreicht durch
die Nutzung von Sprachcodierung mit variabler Rate. Das Verfahren
und die Vorrichtung von einem besonders nützlichen Sprachcodierer mit
variabler Rate wird im Detail beschrieben in dem
U.S. Patent Nr. 5,414,796 mit dem
Titel „VARIABLE
RATE VOCODER", das
an den Rechtinhaber der vorliegenden Erfindung übertragen worden ist.
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Die
Nutzung von einem Sprachcodierer mit variabler Rate sieht Datenrahmen
mit maximaler Sprachdatenkapazität
vor, wenn der Sprachcodierer Sprache mit einer maximalen Rate bzw.
Geschwindigkeit vorsieht. Wenn der Sprachcodierer mit variabler
Rate Sprachdaten mit weniger als der maximalen Rate vorsieht, gibt
es überschüssige Kapazität in den Übertragungsrahmen.
Ein Verfahren zum Übertragen
zusätzlicher
Daten in Übertragungsrahmen
von einer festen vorherbestimmten Größe, wobei die Quelle von den
Daten für
die Datenrahmen die Daten mit einer variablen Rate bzw. Geschwindigkeit
vorsieht, ist im Detail beschrieben in dem
U.S. Patent Nr. 5,504,773 , mit dem
Titel „METHOD
AND APPARATUS FOR THE FORMATTING OF DATA FOR TRANSMISSION", das an den Rechtinhaber
der vorliegenden Erfindung übertragen
worden ist. In der oben erwähnten
Patentanmeldung ist ein Verfahren und eine Vorrichtung offenbart
zum Kombinieren von Daten von unterschiedlichen Arten von unterschiedlichen
Quellen in einem Datenrahmen zur Übertragung.
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In
Rahmen, die weniger Daten als eine vorbestimmte Kapazität enthalten,
kann der Leistungsverbrauch durch Ausblenden bzw. Gating der Übertragung
eines Übertragungsverstärkers verringert
werden, und zwar derart, dass nur Teile von dem Rahmen die Daten
enthalten, gesendet werden. Ferner können Nachrichtenkollisionen
in einem Kommunikationssystem reduziert werden, falls die Daten
in Rahmen platziert werden, und zwar in Übereinstimmung mit einem vorherbestimmten
pseudorauschförmigen
Prozess. Ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Ausblenden bzw.
Gating der Übertragung
und zum Positionieren der Daten in die Rahmen ist offenbart in dem
U.S. Patent Nr. 5,659,569 ,
mit dem Titel „DATA
BURST RANDOMIZER",
das an den Rechtinhaber der vorliegenden Erfindung übertragen
worden ist.
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Ein
nützliches
Verfahren der Leistungssteuerung bzw. -regelung von einer Mobilstation
in einem Kommunikationssystem ist es, die Leistung von dem empfangenen
Signal von der drahtlosen bzw. schnurlosen Kommunikationseinrichtung
an einer Basisstation zu überwachen.
Ansprechend auf den überwachten
Leistungspegel sendet die Basisstation Leistungsregel- bzw. Leistungssteuerungsbits
an die drahtlose Kommunikationseinrichtung, und zwar in regelmäßigen Intervallen.
Ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Steuern von Übertragungsleistung
auf diese Art und Weise ist offenbart in dem
U.S. Patent Nr. 5,056,109 , mit dem
Titel „METHOD
AND APPARATUS FOR CONTROLLING TRANSMISSION POWER IN A CDMA CELLULAR
MOBILE TELEPHONE SYSTEM",
das an den Rechtinhaber der vorliegenden Erfindung übertragen
worden ist.
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In
einem Kommunikationssystem, das Daten unter Verwendung eines QPSK
Modulationsformats vorsieht, kann sehr nützliche Information erlangt
werden durch Berechnen des Kreuzproduktes von den I und Q Komponenten
von dem QPSK Signal. Durch Kenntnis der relativen Phasen von den
zwei Komponenten kann man die Geschwindigkeit von einer drahtlosen
Kommunikationseinrichtung in Bezug auf die Basisstation grob bestimmen.
Eine Beschreibung von einer Schaltung zum Bestimmen des Kreuzproduktes
von den I und Q Komponenten in einem Kommunikationssystem mit QPSK
Modulation ist offenbart in dem
U.S.
Patent Nr. 5,506,865 , mit dem Titel „PILOT CARRIER DOT PRODUCT
CIRCUIT", das an
den Rechtinhaber der vorliegenden Erfindung übertragen worden ist.
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Es
hat eine zunehmende Forderung nach drahtlosen Kommunikationssystemen
gegeben, dass diese geeignet sind, digitale Information mit hohen
Raten bzw. Geschwindigkeiten zu übertragen.
Ein Verfahren zum Senden hochratiger digitaler Daten von einer drahtlosen
Kommunikationseinrichtung an eine zentrale Basisstation ist es,
der drahtlosen Kommunikationseinrichtung zu erlauben, die Daten
unter Verwendung der Spreizspektrumstechniken von CDMA zu senden.
Ein Verfahren, das vorgeschlagen ist, um es der drahtlosen Kommunikationseinrichtung
zu erlauben, ihre Information unter Verwendung eines kleinen Satzes
von orthogonalen Kanälen
zu senden bzw. zu übertragen.
Ein derartiges Verfahren ist im Detail beschrieben in dem parallel anhängigen U.S.
Patent Nr.
US2002009096 mit
dem Titel „HIGH
DATA RATE CDMA WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM", das an den Rechtinhaber der vorliegenden
Erfindung übertragen
worden ist.
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In
der gerade erwähnten
Anmeldung ist ein System offenbart, in dem ein Pilotsignal auf der
Rückwärtsverbindung
(der Verbindung von der drahtlosen Kommunikationseinrichtung zu
der Basisstation) gesendet wird, um eine kohärente Demodulation von dem
Rückwärtsverbindungssignal
an der Basisstation zu ermöglichen.
Unter Verwendung der Pilotsignaldaten kann eine kohärente Verarbeitung
an der Basisstation durchgeführt
werden, und zwar durch Bestimmen und Entfernen des Phasenversatzes
von dem Rückwärtsverbindungssignal.
Auch können
die Pilotdaten genutzt werden, um die mit unterschiedlichen Zeitverzögerungen empfangenen
Mehrwegesignale optimal zu gewichten, bevor diese in einem Rake-Empfänger kombiniert
werden. Sobald der Phasenversatz entfernt ist und die Mehrpfadsignale
richtig gewichtet sind, können
die Mehrpfadsignale kombiniert werden zum Verringern der Leistung,
mit der das Rückwärtsverbindungssignal
für die richtige
Verarbeitung empfangen werden muss. Diese Verringerung bei der erforderlichen
Empfangsleistung erlaubt es, dass größere Übertragungsraten erfolgreich
verarbeitet werden oder umgekehrt, dass die Interferenz zwischen
einem Satz von Rückwärtsverbindungssignalen
verringert wird.
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Während einige
zusätzliche
Sendeleistung für
die Übertragung
von dem Pilotsignal notwendig ist, ist in dem Kontext von höheren Übertragungsraten
das Verhältnis
von der Pilotsignalleistung zu der gesamten Rückwärtsverbindungssignalleistung
wesentlichen niedriger als jenes, das mit zellularen Systemen mit
digitalen Sprachdaten Übertragung
mit niedrigerer Datenrate assoziiert ist. Somit können die
innerhalb eines CDMA Systems mit hoher Datenrate erreichten Eb/N0 Gewinne, die
durch die Nutzung einer kohärenten
Rückwärtsverbindung
erreicht werden, die zusätzlich
notwendige Leistung zum Senden der Pilotdaten von jeder drahtlosen
Kommunikationseinrichtung überwiegen.
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Ein
zusätzlicher
Vorteil von der Rückwärtsverbindung,
die in dieser parallel anhängigen
Anmeldung beschrieben ist, ist es, dass sie weniger Amplitudenmodulations-(AM)-Interferenz
erzeugt, und zwar aufgrund ihrer kontinuierlichen Übertragungsart.
Somit werden Nutzer mit empfindlicher elektronischer Ausrüstung, wie z.
B. Hörgeräten und
Schrittmachern, weniger Interferenz erfahren als bei einer diskontinuierlichen
sendenden Rückwärtsverbindung.
Ein anderes Beispiel der Nutzung von kontinuierlicher Übertragung
zum Reduzieren von AM Interferenz ist in dem parallel anhängigen U.S.
Patent Nr.
US6205190 angegeben,
das am 29. April 1996 eingereicht wurde, mit dem Titel „SYSTEM
AND METHOD FOR REDUCING INTERFERENCE GENERATED BY A CDMA COMMUNICATIONS
DEVICE", das an
den Rechtinhaber der vorliegenden Erfindung übertragen worden ist.
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Wenn
die Datenrate relativ niedrig ist, enthält ein kontinuierlich gesendetes
Pilotsignal auf der Rückwärtsverbindung
relativ zu dem Datensignal jedoch mehr Energie. Bei diesen niedrigen
Raten können
die Vorteile der kohärenten
Demodula tion und reduzierten Interferenz, die durch ein kontinuierlich
gesendetes Rückwärtsverbindungspilotsignal
vorgesehen werden, durch die Abnahme der Gesprächszeit und Systemkapazität bei einigen
Anwendungen aufgehoben werden. Ein Verfahren und System ist erforderlich,
welches Flexibilität bei
dem Rückwärtsverbindungsübertragungsformat
vorsieht, so wie es notwendig ist, um diese Kompromisse zu optimieren.
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Ferner
kann es sein, dass eine Kommunikationseinrichtung in einen harten
Handoff bzw. eine harte Übergabe
von einem ersten System zu einem zweiten System gehen muss, Falls
diskontinuierliche Übertragung
möglich
ist, kann die Einrichtung nach dem zweiten System während der
Perioden der Nichtübertragung suchen,
während
der Kontakt mit dem ersten System während der Perioden der Übertragung
beibehalten wird.
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Aufmerksamkeit
wird gelenkt auf die
WO
97/41653 A1 , die ein System und Verfahren beschreibt zum Reduzieren
der Interferenz, die durch empfindliche elektronische Einrichtungen
erfahren wird, wie z. B. Hörgeräten, die
in der Umgebung von CDMA Nutzerkommunikationseinrichtungen betrieben
werden. Ein Sender von der Kommunikationseinrichtung ist konfiguriert,
um Signalleistung im Wesentlichen kontinuierlich mit einem vollratigen
Leistungspegel zu senden, und zwar unabhängig von der variablen Datenrate,
mit der der Sender anderweitig betrieben werden würde. In
einem ersten Ausführungsbeispiel
wird ein Vocoder bzw. Sprachcodierer mit variabler Rate innerhalb
des Senders angewiesen, um vollratige Sprachcodierung durchzuführen, und
zwar unabhängig
von dem momentanen Pegel der Nutzersprache. In einem zweiten Ausführungsbeispiel baut
ein Mikroprozessor vollratige Rahmen unter Verwendung wiederholter
Versionen von Codesymbolen, die durch den Vocoder erzeugt wurden,
auf. In einem dritten Ausführungsbeispiel
baut der Mikroprozessor vollratige Rahmen auf, durch Erzeugen von
Signalisierungsbits von einem vorher bestimmten Muster, um anderweitige
nicht volle Rahmen aufzufüllen.
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In Übereinstimmung
mit der vorliegenden Erfindung ist ein Verfahren zum Übertragen
eines Rückwärtsverbindungssignals
nach Anspruch 1 und eine Rückwärts verbindungsübertragungsvorrichtung
nach Anspruch 14 vorgesehen. Bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung
sind in den abhängigen
Ansprüchen offenbart.
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ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung ist ein neuartiges und verbessertes Verfahren
und System zum Kommunizieren eines Rahmens von Information gemäß sowohl
einem kontinuierlichen Sendeformat, als auch einem diskontinuierlichen
Sendeformat. In einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein
Verfahren offenbart zum Senden von Rahmen von Information. Das Verfahren
beinhaltet. das Senden von Information kontinuierlich über den
Rahmen hinweg, wenn es in einem kontinuierlichen Sendemodus ist
und der Rahmen von einer ersten Datenrate aus einer Vielzahl von
Datenraten ist; und Senden der Information diskontinuierlich in
dem Rahmen, wenn es in einem diskontinuierlichen Sendemodus ist
und der Rahmen von der ersten Datenrate ist. Somit betrachtet die
vorliegende Erfindung das Senden von einer oder mehreren Datenraten
in entweder einem kontinuierlichen Sendemodus oder einem diskontinuierlichen
Sendemodus.
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Das
Verfahren kann ferner das Senden von Information kontinuierlich über den
Rahmen hinweg beinhalten, wenn der Rahmen von einer zweiten Datenrate
aus der Vielzahl von Datenraten ist. Somit betrachtet die vorliegende
Erfindung die kontinuierliche Übertragung
nur für
bestimmte Datenraten und eine Auswahl zwischen kontinuierlicher
und diskontinuierlicher Übertragung
für andere
Datenraten.
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In
einem Beispiel entspricht die erste Datenrate einer ersten Sendeleistung
und die zweite Datenrate entspricht einer zweiten Sendeleistung
und die erste Sendeleistung ist kleiner als die zweite Sendeleistung.
In diesem Beispiel beinhaltet das Verfahren das Senden des Rahmens
von der ersten Datenrate mit der zweiten Sendeleistung, wenn es
in dem diskontinuierlichen Sendemodus ist. Somit können in
dem diskontinuierlichen Sendemodus gesendete Rahmen mit einer höheren Sendeleistung
als in dem kontinuierlichen Sendemodus gesendet werden.
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In
einem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung wird die Information mit einem Fünfzig-Prozent-Arbeitszyklus
während
des Rahmens gesendet, wenn es in dem diskontinuierlichen Sendemodus
ist. Dies kann das Senden der Information während einer zweiten Hälfte von
dem Rahmen beinhalten.
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Ein
anderes Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung beinhaltet das Auswählen zwischen dem kontinuierlichen
Sendemodus und dem diskontinuierlichen Sendemodus, ansprechend auf
eine Sendeleistung von der drahtlosen Kommunikationseinrichtung.
Mit anderen Worten kann die vorliegende Erfindung das Auswählen des
diskontinuierlichen Sendemodus beinhalten, wenn die Sendeleistung
weniger als eine vorherbestimmte Schwelle ist. In einem alternativen
Ausführungsbeispiel
beinhaltet die vorliegende Erfindung das Auswählen zwischen dem kontinuierlichen
Sendmodus und dem diskontinuierlichen Sendemodus gemäß einer nutzerdefinierten
Präferenz.
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Die
vorliegende Erfindung betrachtet auch eine drahtlose Kommunikationseinrichtung
zum Senden von Rahmen von Information. Die drahtlose Kommunikationseinrichtung
beinhaltet eine Datenquelle mit variabler Rate zum Erzeugen der
Rahmen von Information, wobei jeder von den Rahmen von Information
eine von einer Vielzahl von Datenraten besitzt. Sie beinhaltet auch
einen Sender zum Senden der Information, kontinuierlich über den
Rahmen hinweg, wenn sie in einem kontinuierlichen Sendemodus ist,
und wenn der Rahmen von einer ersten Datenrate aus der Vielzahl
von Datenraten ist und zum Senden der Information, diskontinuierlich
in dem Rahmen, wenn sie in einem diskontinuierlichen Sendemodus
ist und wenn der Rahmen von der ersten Datenrate ist. Somit kann
die drahtlose Kommunikationseinrichtung Rahmen von einer bestimmten
Datenrate entweder kontinuierlich oder diskontinuierlich senden.
Ein Steuerprozessor wählt
dann zwischen dem kontinuierlichen Sendemodus und dem diskontinuierlichen
Sendemodus aus. Die drahtlose Kommunikationseinrichtung kann das
Verfahren der vorliegenden Erfindung implementieren, und zwar wie
kurz oben zusammengefasst ist.
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Ein
Beispiel beinhaltet auch ein Verfahren zum Empfangen eines Rahmens
von Information in einem drahtlosen Empfänger, wobei die Information
kontinuierlich über
den Rahmen hinweg vorhanden sein oder in dem Rahmen diskontinuierlich
vorhanden sein kann. Dieses Verfahren beinhaltet das Filtern des
Rahmens von Information in einem Filter mit gleitendem Fenster zum
Erzeugen eines Phasenschätzsignals
mit gleitendem Fenster, Filtern des Rahmens von Information in einem
Blockfensterfilter zum Erzeugen eines Blockfensterphasenschätzsignals
und Auswählen
zwischen dem Phasenschätzsignal
mit gleitendem Fenster und dem Blockfensterphasenschätzsignal,
ansprechend darauf, ob die Information in dem Rahmen kontinuierlich
vorhanden ist.
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In
einem Beispiel beinhaltet das Verfahren das Auswählen des Phasenschätzsignals
mit gleitendem Fenster, wenn die Information in dem Rahmen kontinuierlich
vorhanden ist und Auswählen
des Blockfensterphasenschätzsignals,
wenn die Information in dem Rahmen diskontinuierlich vorhanden ist.
Zusätzlich
kann das Verfahren das Auswählen
des Blockfensterphasenschätzsignals
vor und nach einer Phasendiskontinuität in dem Rahmen beinhalten.
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Ein
Beispiel betrachtet ferner einen drahtlosen Empfänger zum Empfangen eines Rahmens
von Information, wobei die Information kontinuierlich über den
Rahmen hinweg vorhanden sein kann oder in dem Rahmen diskontinuierlich
vorhanden sein kann. Der drahtlose Empfänger beinhaltet einen Phasenschätzer mit gleitendem
Fenster zum Filtern des Rahmens von Information in einem gleitenden
Fenster zum Erzeugen eines Phasenschätzsignals mit gleitendem Fenster,
einen Blockfensterphasenschätzer
zum Filtern des Rahmens von Information in einem Blockfenster zum
Erzeugen eines Blockfensterphasenschätzsignals und einen Multiplexer
zum Auswählen
zwischen dem Phasenschätzsignal
mit gleitendem Fenster und dem Blockfensterphasenschätzsignal,
ansprechend darauf, ob die Information in dem Rahmen kontinuierlich
vorhanden ist. Der drahtlose Empfänger kann das oben kurz beschriebene
Verfahren implementieren.
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Ein
Beispiel offenbart ein Verfahren in einem drahtlosen Kommunikationssystem
zum Kommunizieren eines Rahmens von Information zwischen einer drahtlosen
Kommunikationseinrichtung und einer drahtlosen Basisstation in einem
kontinuierlichen Sendemodus und einem diskontinuierlichen Sendemodus.
Das Verfahren beinhaltet das Senden von der drahtlosen Kommunikationseinrichtung,
der Information kontinuierlich über den
Rahmen hinweg, wenn es in dem kontinuierlichen Sendemodus ist, und
das Senden von der drahtlosen Kommunikationseinrichtung, einer ersten
Nachricht, die die drahtlose Basisstation über eine Absicht zum Senden
in einem diskontinuierlichen Modus benachrichtigt. Ansprechend darauf
sendet die Basisstation eine zweite Nachricht, die die Absicht zum
Senden in dem diskontinuierlichen Modus bestätigt, und die drahtlose Kommunikationseinrichtung
sendet die Information diskontinuierlich in dem Rahmen, wenn sie
in dem diskontinuierlichen Sendemodus ist und zwar ansprechend auf
die zweite Nachricht.
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In
einem Beispiel beinhaltet das Verfahren ferner das Demodulieren
des Rahmens von Information gemäß einem
kontinuierlichen Sendeformat, wenn die Information über den
Rahmen hinweg kontinuierlich vorhanden ist, und das Demodulieren
des Rahmens von Information gemäß einem
diskontinuierlichen Sendeformat, wenn die Information in dem Rahmen
diskontinuierlich vorhanden ist.
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Ein
Beispiel betrachtet ferner ein drahtloses Kommunikationsystem zum
Kommunizieren eines Rahmens von Information in einem kontinuierlichen
Sendemodus und einem diskontinuierlichen Sendemodus. Das drahtlose
Kommunikationssystem beinhaltet eine drahtlose Kommunikationseinrichtung
und eine drahtlose Basisstation, die das oben kurz beschriebene
Verfahren implementiert.
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In
einem letzten Aspekt von der vorliegenden Erfindung werden ein Verfahren
und eine Vorrichtung offenbart zum Ermöglichen eines harten Handoffs
von einem ersten System zu einem zweiten System. Die Einrichtung
sucht nach dem zweiten System während
der Perioden der Nichtübertragung,
während
der Kontakt mit dem ersten System während Perioden von Übertragung
beibehalten wird.
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Gating
bzw. Ausblenden wird für
Ratensätze
3, 4, 5 und 6 unterstützt.
Wenn ein Rahmen ausgeblendet wird, werden nur die Symbole innerhalb
der zweiten Hälfte
von dem Rahmen gesendet. Dies bedeutet, dass die Symbole 6144 bis
12287, gesendet werden, wobei die Nummerierung bei 0 startet. Während des
Ausblendens ist die maximale Rahmenrate die Rate 1/2.
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Normalerweise
werden die Blöcke
unter Verwendung kontinuierlicher Übertragung gesendet, mit der Ausnahme
des Rahmens mit Rate 1/8, welcher ausgeblendet bzw. unterbrochen
ist. Die kontinuierliche Übertragung
reduziert die Interferenz in dem Audioband. Der Rahmen mit Rate
1/8 ist ausgeblendet, weil dies die Rückwärtsverbindungskapazität und die
Mobilstationsgesprächzeit
verbessert, und zwar relativ dazu, wenn kontinuierliche Übertragung
genutzt wird.
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Der
Ratensatz 3, 4, 5 und 6 kann jedoch in einen Modus befohlen werden,
bei dem nur Rahmen mit Raten 1/8, Rate 1/4 und Rate 1/2 gesendet
werden, und zwar unter Verwendung von ausgeblendeter bzw. unterbrochener Übertragung
gesendet werden. Dieser Modus wird genutzt, um der Mobilstation
Zeit zu geben, ihren Empfänger
neu einzustellen und nach Systemen zu suchen unter Verwendung von
Frequenzen und anderen Technologien (z. B. AMPS und GSM).
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Während des
Ausblendens wird die zweite Hälfte
von dem Rahmen aus den folgenden Gründen gesendet. Erstens muss
das Ausblenden entweder in der ersten Hälfte oder der zweiten Hälfte von
dem Rahmen sein. Falls dies nicht so wäre, dann würde der Rahmen nicht zusammenhängende 10
Millisekunden zum Suchen enthalten. Zweitens muss der gesendete
Teil von dem Rahmen später
in dem Rahmen auftreten, um der Mobilstation Zeit zu geben zum Schätzen der
Differenz zwischen dem gemessenen und dem erwarteten Vorwärtssignal-zu-Rausch-Verhältnis. Deshalb
wird während
des Ausblendens die zweite Hälfte
von dem Rahmen gesendet.
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Zusätzlich kann
der Ratensatz 3, 4, 5 und 6 in einem Modus befohlen werden, bei
dem alle Rahmen unter Verwendung kontinuierlicher Übertragung
gesendet werden. Dieser Modus wird durch Mobilstationen genutzt,
die die Audiobandinterferenz weiter reduzieren können müssen.
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Eine
Mobilstation, die in den ausgeblendeten Modus zum Suchen befohlen
ist, wird angewiesen werden, um periodisch N Rahmen von M Rahmen
auf der Vorwärtsverbindung
und gleichzeitig der Rückwärtsverbindung
auszublenden bzw. zu unterbrechen, und zwar beginnend bei der Systemzeit
T. Die Werte von N und M hängen
ab von der Technologie, die gesucht wird, und von der Anzahl von
Kanälen,
die gesucht werden.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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Die
Merkmale, Ziele und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden klarer
werden, wenn man die unten angegebene detaillierte Beschreibung
zusammen mit den Zeichnungen betrachtet, in denen gleiche Bezugszeichen
durchgehend Entsprechendes bezeichnen und wobei die Figuren Folgendes
zeigen:
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1 ist
ein funktionales Blockdiagramm von einem exemplarischen Ausführungsbeispiel
des Übertragungssystems
der vorliegenden Erfindung, das in der drahtlosen Kommunikationseinrichtung 50 verkörpert ist;
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2 ist
ein funktionales Blockdiagramm eines Beispiels des Modulators 26 der 1;
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3 stellt
vier Diagramme der durch den Sender 28 der 1 gesendeten
durchschnittlichen Energie über
einen einzelnen Rahmen für
vier unterschiedliche Datenraten dar;
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4 ist
ein funktionales Blockdiagramm von ausgewählten Teilen von einer Basisstation 400 in Übereinstimmung
mit der vorliegenden Erfindung;
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5 ist
ein erweitertes funktionales Blockdiagramm von einer exemplarischen
einzelnen Demodulationskette von dem Demodulator 404 der 4;
und
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6 ist
ein erweitertes funktionales Blockdiagramm von einem exemplarischen
Pilotfilter, das einen Schätzer
mit gleitendem Fenster in Kombination mit einem Blockfensterschätzer nutzt.
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7 ist
ein Blockdiagramm einer Vorrichtung zum Unterstützen bei hartem Handoff.
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8 ist
ein Blockdiagramm von einem Verfahren zum Unterstützen bei
hartem Handoff.
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DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
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1 stellt
ein funktionales Blockdiagramm eines exemplarischen Ausführungsbeispiels
des Übertragungssystems
der vorliegenden Erfindung dar, und zwar verkörpert in einer drahtlosen Kommunikationseinrichtung 50.
Es wird einem Fachmann klar sein, dass die hierin beschriebenen
Verfahren auch auf die Übertragung
von einer zentralen Basisstation (nicht gezeigt) angewendet werden
können.
Es wird auch klar sein, dass verschiedene der in 1 gezeigten
funktionalen Blöcke
nicht in anderen Ausführungsbeispielen
der vorliegenden Erfindung vorhanden sein könnten. Das funktionale Blockdiagramm
der 1 entspricht einem Ausführungsbeispiel, das nützlich ist
für einen
Betrieb gemäß dem TIA/EIA
Standard IS-95C,
der kommerziell auch als cdma2000 bezeichnet wird. Andere Ausführungsbeispiele
der vorliegenden Erfindung sind nützlich für andere Standards, einschließlich von
Breitband CDMA Standards und Dualmodus CDMA/GSM Standards. Diese anderen
Ausführungsbeispiele
unterscheiden sich etwas bei der Formatierung von Daten zur Übertragung, enthalten
aber noch die hierin beschriebenen erfinderischen Prinzipien.
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In
dem Beispiel von
1 sendet die drahtlose Kommunikationseinrichtung
eine Vielzahl von verschiedenen bzw. eindeutigen Kanälen von
Information, die voneinander unterschieden werden durch kurze orthogonale
Spreizsequenzen, wie es in dem vorgenannten U.S. Patent Nr.
US2002009096 beschrieben
ist. Fünf
separate Codekanäle
werden durch die drahtlose Kommunikationseinrichtung gesendet: 1)
ein erster zusätzlicher
Datenkanal bzw. Zusatzdatenkanal
38, 2) ein zeitmultiplexter
Kanal von Pilot- und Leistungssteuersymbolen
40, 3) ein
dedizierter Steuerkanal
42, 4) ein zweiter zusätzlicher
Datenkanal
44 und 5) ein fundamentaler Kanal
46.
Der erste zusätzliche
Datenkanal
38 und der zweite zusätzliche Datenkanal
44 befördern digitale
Daten, die die Kapazität
von dem fundamentalen Kanal
46 übersteigen, wie z. B. Faksimile,
Multimediaanwendungen, Video, elektronische Postnachrichten oder
andere Formen von digitalen Daten. Der multiplexte Kanal von Pilot-
und Leistungssteuersymbolen
40 befördert Pilotsymbole, um die
kohärente
Demodulation von den Datenkanälen
durch die zentrale Basisstati on zu erlauben, und befördert Leistungssteuerbits
zum Steuern bzw. Regeln der Energie von Übertragungen zu einer drahtlosen
Kommunikationseinrichtung
50. Der Steuerkanal
42 befördert Steuerinformation
an die zentrale Basisstation wie z. B. Betriebsmodi der drahtlosen Kommunikationseinrichtung
50,
Fähigkeiten
der drahtlosen Kommunikationseinrichtung
50 und andere
notwendige Signalisierungsinformation. Der fundamentale Kanal
46 ist
der primäre
Kanal, der zum Befördern
des primären
Informationssignals von der drahtlosen Kommunikationseinrichtung
zu der zentralen Basisstation genutzt wird. In dem Fall von Sprachübertragungen
befördert
der fundamentale Kanal
46 die Sprachdaten.
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Die
zusätzlichen
Datenkanäle 38 und 44 werden
codiert und verarbeitet für
die Übertragung
durch Mittel, die nicht gezeigt sind, und an den Modulator 26 geliefert.
Leistungssteuerbits sind für
den Wiederholungsgenerator 22 vorgesehen, welcher die Wiederholung
von den Leistungssteuerbits vorsieht, bevor die Bits an einen Multiplexer
(MUX) 24 geliefert werden. In dem Multiplexer 24 werden
die redundanten Leistungssteuerbits mit Pilotsymbolen zeitlich gemultiplext
und auf Leitung 40 an den Modulator 26 geliefert.
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Der
Nachrichtengenerator 12 erzeugt die notwendigen Steuerinformationsnachrichten
und sieht die Steuernachricht für
einen CRC- und Abschluss- bzw. Tail-Bit-Generator 14 vor. Der CRC-
und Tail-Bit-Generator 14 hängt einen Satz von zyklischen
Redundanzprüfbits
an, welche Paritätsbits
sind, die genutzt werden zum Prüfen
der Genauigkeit von der Decodierung an der zentralen Basisstation
und hängt
einen vorherbestimmten Satz von Abschluss- bzw. Tail-Bits an die
Steuernachricht an. Die Nachricht ist dann für einen Codierer 16 vorgesehen,
welcher eine Vorwärtsfehlerkorrekturcodierung
auf der Steuernachricht vorsieht. Die codierten Symbole werden an
einen Interleaver bzw. Verschachtler 18 geliefert, welche
die Symbole in Übereinstimmung
mit einem vorherbestimmten Interleaverformat erneut anordnet. Die
interleaveten Symbole sind für einen
Wiederholungsgenerator 20 vorgesehen, welcher die erneut
angeordneten Symbole wiederholt, um zusätzliche Zeitdiversität in der Übertragung
vorzusehen. Die interleaveten Symbole werden auf Leitung 42 an den
Modulator 26 geliefert.
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Die
Datenquelle
1 mit variabler Rate erzeugt Daten mit variabler
Rate. In einem Beispiel ist die Datenquelle
1 mit variabler
Rate ein Sprachcodierer mit variabler Rate, wie z. B. beschrieben
in dem vorgenannten
U.S. Patent
Nr. 5,414,796 . Sprachcodierer mit variabler Rate sind bei
drahtlosen Kommunikationen beliebt, weil ihre Verwendung die Batteriestandzeit
von drahtlosen Kommunikationseinrichtungen erhöht und die Systemkapazität erhöht. Die
Telecommunications Industry Association hat die beliebtesten Sprachcodierer
mit variabler Rate in Standards, wie z. B. dem Interim Standard
IS-96 und dem Interim Standard IS-733 codifiziert. Diese Sprachcodierer
mit variabler Rate codieren das Sprachsignal mit vier möglichen
Raten, die bezeichnet werden als volle Rate, halbe Rate, Viertelrate
oder Achtelrate, entsprechend dem Pegel an Sprachaktivität. Diese
Rate zeigt an die Anzahl von Bits, die genutzt werden zum Codieren
eines Rahmens von Sprache und variieren auf einer rahmenweisen Basis.
Die volle Rate nutzt eine vorherbestimmte maximale Anzahl von Bits zum
Codieren des Rahmens, die halbe Rate nutzt die Hälfte der vorherbestimmten maximalen
Anzahl von Bits zum Codieren des Rahmens, die Viertelrate nutzt
ein Viertel der vorherbestimmten maximalen Anzahl von Bits zum Codieren
des Rahmens und die Achtelrate nutzt ein Achtel der vorherbestimmten
maximalen Anzahl von Bits zum Codieren des Rahmens.
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Die
Datenquelle 1 mit variabler Rate sieht den codierten Sprachrahmen
für einen
CRC- und Tail-Bit-Generator 2 vor. Der CRC- und Tail-Bit-Generator 2 hängt einen
Satz von zyklischen Redundanzprüfbits
an, die Paritätsbits
sind, die genutzt werden zum Prüfen
der Genauigkeit von der Decodierung an der zentralen Basisstation
und hängt
einen vorherbestimmten Satz von Tail-Bits an die Steuernachricht
an. Der Rahmen wird dann an den Codierer 16 geliefert,
welcher die Vorwärtsfehlerkorrekturcodierung
auf dem Sprachrahmen vorsieht. Die codierten Symbole werden dann
an einen Interleaver 6 geliefert, welcher die Symbole in Übereinstimmung
mit einem vorherbestimmten Interleaverformat erneut anordnet. Die
interleaveten Symbole werden dann an einen Wiederholungsgenerator 8 geliefert,
welcher die Wiederholung von den erneut angeordneten Symbolen vorsieht,
um zusätzliche
Zeitdiversität
in der Übertragung
vorzusehen. Die interleaveten Symbole werden auf Leitung 46 an
den Modulator 26 geliefert.
-
In
dem Beispiel moduliert der Modulator 26 die Datenkanäle in Übereinstimmung
mit einem Codemultiplexvielfachzugriffsmodulationsformat und liefert
die modulierte Information an einen Sender (TMTR) 28, welcher
das Signal verstärkt
und filtert und das Signal über
einen Duplexer 30 zur Übertragung
durch eine Antenne 32 liefert.
-
2 stellt
ein funktionales Blockdiagramm von einem Beispiel des Modulators 26 der 1 dar.
Die ersten zusätzlichen
Datenkanaldaten werden auf Leitung 38 an ein Spreizelement 52 geliefert,
welches die zusätzlichen
Kanaldaten in Übereinstimmung
mit einer vorherbestimmten Spreizsequenz spreizt bzw. abdeckt. In
dem Beispiel spreizt das Spreizelement 52 die zusätzlichen
Kanaldaten mit einer kurzen Walsh-Sequenz (+ – – +). Die gespreizten Daten
werden an das relative Verstärkungselement 54 geliefert,
welches die Verstärkung
von den gespreizten Zusatzkanaldaten relativ zu der Energie von
dem Pilot- und Leistungssteuersymbolen einstellt. Die verstärkungseingestellten
zusätzlichen
Kanaldaten werden an einen ersten Summierungseingang eines Summierers 56 geliefert.
Die Pilot- und leistungssteuer-gemultiplexten Symbole werden auf
Leitung 40 an einen zweiten Summiereingang des Summierungselementes 56 geliefert.
-
Die
Steuerkanaldaten werden auf Leitung 42 an ein Spreizelement 58 geliefert,
welches die zusätzlichen
Kanaldaten in Übereinstimmung
mit einer vorherbestimmten Spreizsequenz spreizt bzw. abdeckt. In
einem Beispiel spreizt das Spreizelement 58 die zusätzlichen
Kanaldaten mit einer kurzen Walsh-Sequenz (+ + + + – – – –). Die
gespreizten Daten werden an ein relatives Verstärkungselement 60 geliefert,
welches die Verstärkung
von den gespreizten Steuerkanaldaten relativ zu der Energie von
den Pilot- und Leistungssteuersymbolen einstellt. Die verstärkungseingestellten
Steuerdaten werden dann an einen dritten Summierungseingang des
Summierers 56 geliefert.
-
Das
Summierungselement 56 summiert die verstärkungseingestellten
Steuerdatensymbole, die verstärkungseingestellten
Symbole des zusätzlichen
Kanals und die zeitmultiplexten Pilot- und Leistungssteuersymbole
und liefert die Summe an einen ersten Eingang von einem Multiplizierer 72 und
einen ersten Eingang von einem Multiplizierer 78.
-
Der
zweite zusätzliche
Kanal wird auf Leitung 44 an ein Spreizelement 62 geliefert,
welches die Daten des zusätzlichen
Kanals in Übereinstimmung
mit einer vorherbestimmten Spreizsequenz spreizt bzw. abdeckt. In
einem Beispiel spreizt das Spreizelement 62 die Daten des
zusätzlichen
Kanals mit einer kurzen Walsh-Sequenz
(+ – + –). Die
gespreizten Daten werden an ein relatives Verstärkungselement 64 geliefert,
welches die Verstärkung
von den gespreizten Daten des zusätzlichen Kanals einstellt.
Die verstärkungseingestellten
zusätzlichen
Kanaldaten werden an einen ersten Summierungseingang eines Summierers 66 geliefert.
-
Die
Daten des fundamentalen Kanals bzw. Fundamentalkanaldaten werden
auf Leitung 46 an ein Spreizelement 68 geliefert,
welches die Fundamentalkanaldaten in Übereinstimmung mit einer vorherbestimmten
Spreizsequenz spreizt bzw. abdeckt. In einem Beispiel spreizt das
Spreizelement 68 die Daten des zusätzlichen (Anm. des Übersetzers:
fundamentalen) Kanals mit einer kurzen Walsh-Sequenz (+ + – –). Die
gespreizten Daten werden an ein relatives Verstärkungselement 70 geliefert,
welches die Verstärkung
von den gespreizten Fundamentalkanaldaten einstellt. Die verstärkungseingestellten
Fundamentalkanaldaten werden an einen zweiten Summierungseingang
des Summierers 66 geliefert.
-
Das
Summierungselement 66 summiert die verstärkungseingestellten
zweiten Zusatzkanaldatensymbole und die Fundamentalkanaldatensymbole
und liefert die Summe an einen ersten Eingang von einem Multiplizierer 74 und
einen ersten Eingang von einem Multiplizierer 76.
-
In
dem Beispiel wird eine Pseudorauschspreizung unter Verwendung von
zwei unterschiedlichen kurzen PN Sequenzen (PN
I und
PN
Q) zum Spreizen der Daten genutzt. In
dem exemplarischen Ausführungsbeispiel
werden die kurzen PN Sequenzen, PN
I und
PN
Q, mit einem langen PN Code multipliziert,
um zusätzliche Privatsphäre vorzusehen.
Die Erzeugung von Pseudorauschsequenzen ist in der Technik wohl
bekannt und ist im Detail beschrieben in dem
U.S. Patent Nr. 5,103,459 . Eine lange
PN Sequenz wird an einen ersten Eingang von Multiplizierern
80 und
82 geliefert.
Die kurze PN Sequenz PN
I wird an einen zweiten
Eingang des Multiplizierers
80 geliefert und die kurze
PN Sequenz PN
Q wird an einen zweiten Eingang
des Multiplizierers
82 geliefert.
-
Die
resultierende PN Sequenz von dem Multiplizierer 80 wird
an entsprechende zweite Eingänge
von den Multiplizierern 72 und 74 geliefert. Die
resultierende PN Sequenz von dem Multiplizierer 82 wird
an entsprechende zweite Eingänge
von den Multiplizierern 76 und 78 geliefert. Die
Produktsequenz von dem Multiplizierer 72 wird an den Summierungseingang
eines Subtrahierers 84 geliefert. Die Produktsequenz von
dem Multiplizierer 74 wird an einen ersten Summierungseingang
eines Summierers 86 geliefert. Die Produktsequenz von dem
Multiplizierer 76 wird an den Subtrahierungseingang des
Subtrahierers 84 geliefert. Die Produktsequenz von dem
Multiplizierer 78 wird an einen zweiten Summierungseingang
des Summierers 86 geliefert.
-
Die
Differenzsequenz von dem Subtrahierer 84 wird an ein Basisbandfilter 88 geliefert.
Das Basisbandfilter 88 führt die notwendige Filterung
auf der Differenzsequenz durch und sieht die gefilterte Sequenz
für ein
Verstärkungselement 92 vor.
Das Verstärkungselement 92 stellt
die Verstärkung
von dem Signal ein und liefert die Verstärkung an einen Hochkonvertierer 96.
Der Hochkonvertierer 96 konvertiert das verstärkungseingestellte
Signal hoch, und zwar in Übereinstimmung
mit einem QPSK Modulationsformat und sieht das unkonvertierte (Anm.
des Übersetzers:
hochkonvertierte) Signal für
einen ersten Eingang eines Summierers 100 vor.
-
Die
Summierungssequenz von dem Summierer 86 wird an ein Basisbandfilter 90 geliefert.
Das Basisbandfilter 90 führt die notwendige Filterung
auf der Differenzsequenz durch und sieht die gefilterte Sequenz
für ein
Verstärkungselement 94 vor.
Das Verstärkungselement 94 stellt
die Verstärkung
von dem Signal ein und liefert die Verstärkung an einen Hochkonvertierer 98.
Der Hochkonvertierer 98 konvertiert das verstärkungseingestellte
Signal hoch, und zwar in Übereinstimmung
mit einem QPSK Modulationsformat und sieht das hochkonvertierte
Signal für
einen zweiten Eingang des Summierers 100 vor. Der Summierer 100 summiert
die zwei QPSK modulierten Signale und liefert das Ergebnis an den
Sender 28.
-
3 zeigt
vier Darstellungen der durch den Sender 28 gesendeten durchschnittlichen
Energie über einen
einzelnen Rahmen, entsprechend für Übertragungen
mit voller Rate 300, halber Rate 302, Viertelrate 304 und
Achtelrate 306 bzw. 308. Wie zu sehen ist, ist
für die Übertragung
mit voller Rate 300 die durchschnittliche Energie gleich
einem vorherbestimmten maximalen Pegel E. Für die Übertragung mit halber Rate 302 ist die
durchschnittliche Energie gleich der Hälfte des vorherbestimmten maximalen
Pegels oder E/2. In ähnlicher Weise
ist für
die Übertragung
mit Viertelrate 304 die durchschnittliche Energie gleich
einem Viertel des vorherbestimmten maximalen Pegels oder E/4.
-
Für die Übertragungen
mit Achtelrate 306 und 308 gibt es zwei mögliche Sendeenergien.
Die erste Übertragung 306 nutzt
kontinuierliche Übertragung
mit einem Achtel des vorherbestimmten maximalen Pegels oder E/8.
Die zweite Übertragung 308 (mit
gestrichelten Linien gezeigt) nutzt eine Übertragung mit 50% Arbeitstakt
bei einem Viertel von dem vorherbestimmten maximalen Pegel oder
E/4. Mit anderen Worten sieht die vorliegende Erfindung zwei separate Übertragungsschemata
für die
Achtelratenrahmen vor: eine kontinuierliche Übertragung 306 mit
E/8 und eine diskontinuierliche Übertragung 308 mit
E/4. Es sollte bemerkt werden, dass die diskontinuierliche Übertragung 308 in 3 nur
beispielhaft gezeigt ist. Andere Arbeitstakte und Energiewerte sind
auch durch die vorliegende Erfindung in Erwägung gezogen. Zum Beispiel
kann ein 25% Arbeitstakt bei einer Energie von E/2 in einem Beispiel
genutzt werden. Ein anderes Ausführungsbeispiel
nutzt einen 50% Arbeitstakt, wobei die Übertragung eher in der ersten
Hälfte
von dem Rahmen stattfindet als in der zweiten Hälfte von dem Rahmen, wie in 3 gezeigt
ist. In noch einem anderen Beispiel wird die Übertragungsstartzeit während des
Rahmens zufällig
gemacht. In dem Ausführungsbeispiel
der Ansprüche
jedoch ist der Rahmenversatz in Inkrementen von 1,25 ms gestaffelt,
was inhärent
in cdma2000 ist, was die aggregierte Interferenz gut über eine
Rahmendauer verteilen wird.
-
Der
Energiebetrag, das Timing bzw. die Zeitsteuerung und der Arbeitstakt,
die gewählt
wurden, sind nicht Einschränkungen
der vorliegenden Erfindung. In dem in 3 gezeigten
Ausführungsbeispiel
findet die Übertragung
jedoch während
der zweiten Hälfte
von dem Rahmen statt, sodass die Leistungssteuerung an dem Ende
von dem Rahmen am genauesten sein wird, und zwar in dem Fall, in
dem der folgende Rahme mit einer höheren Datenrate ist. Und somit
ist er kritischer genau zu steuern, da die Rahmen mit höherer Datenrate mit
höherer
Leistung gesendet werden und mehr Information enthalten. In dem
Beispiel von 1 formatieren die Interleaver 6 und 18 und
die Wiederholungsgeneratoren 8 und 20 auch die
Daten derart, dass die Übertragung
von nur der zweiten Hälfte
von dem Rahmen sicherstellt, dass jedes von den originalen Informationsbits wenigstens
einmal gesendet wird.
-
Der
Steuerprozessor 36 steuert die Auswahl, ob die Übertragung
mit Achtelrate kontinuierlich oder diskontinuierlich ist. Die Datenquelle 1 mit
variabler Rate erzeugt eine Ratenanzeige für den Steuerprozessor 36, den
Steuerprozessor 36 darüber
informierend, was die aktuelle Datenrate ist. Ansprechend darauf
bestimmt der Steuerprozessor 36, ob der Sender 28 ein-
und auszublenden ist, um die diskontinuierliche Übertragung von den Rahmen mit
Achtelrate zu implementieren. In einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden
Erfindung weist der Steuerprozessor 36 den Nachrichtengenerator 12 an,
eine Nachricht zur Übertragung
an die Basisstation über
den Steuerkanal zu senden, um anzuzeigen, dass die drahtlose Kommunikationseinrichtung 50 beabsichtigt,
in dem diskontinuierlichen Modus zu arbeiten. In einem anderen Ausführungsbeispiel
kann diese Nachricht eine Anfrage sein zum Arbeiten in dem diskontinuierlichen
Modus, vorausgesetzt, dass der Basisstationsempfänger Übertragungen mit diskontinuierlichem
Modus unterstützen
kann.
-
In
einem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung kann der Steuerprozessor 36 programmiert werden,
um immer Rahmen mit Achtelrate gemäß dem, als gestrichelte Linie 308 der 3 gezeigten,
diskontinuierlichen Modus zu senden. In einem anderen Ausführungsbeispiel
kann der Steuerprozessor 36 dynamisch bestimmen, ob kontinuierlich
oder diskontinuierlich zu senden ist, und zwar gemäß der vorliegenden Sendeleistung
des Senders 28. Da die AM Interferenz, die durch diskontinuierliche Übertragung
verursacht wird, proportional ist zu der Amplitude von dem gesendeten
Signal, kann der Steuerprozessor 36 die vorliegende Sendeleistung
mit einer vorherbestimmten Schwelle vergleichen. Falls die Sendeleistung
größer als
die vorherbestimmte Schwelle ist, blendet der Steuerprozessor 36 den
Sender 28 nicht aus bzw. schaltet diesen nicht ab, was
zu kontinuierlicher Übertragung
führt.
Falls die Sendeleistung weniger ist als die oder gleich ist zu der
vorbestimmten Schwelle, blendet der Steuerprozessor 36 den
Sender 28 aus, was zu diskontinuierlicher Übertragung
führt.
In einem derartigen Ausführungsbeispiel
kann die vorliegende Sendeleistung durch bekannte Mittel bestimmt
werden. Zum Beispiel durch Messen der Ausgangsleistung von dem Sender 28 mit
einer herkömmlichen
Signalpegeldetektorschaltung (nicht gezeigt) oder durch Akkumulieren
von Leistungssteuerbefehlen von der Basisstation oder durch Überwachen
von automatischen Verstärkungssteuerungssignalen, die
an den Sender 28 gesendet werden. Jede von diesen Leistungsmessungstechniken
ist in der Technik wohl bekannt und wird hierin nicht weiter dargestellt
werden.
-
In
einem anderen Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung bestimmt der Steuerprozessor 36, ob
kontinuierlich oder diskontinuierlich zu senden ist, und zwar gemäß nutzerdefinierter
Präferenzen.
Zum Beispiel kann einem Nutzer eine Menüoption auf einer graphischen
Anzeige präsentiert
werden (nicht gezeigt), was es dem Nutzer erlaubt, die diskontinuierliche Übertragung
zu aktivieren oder zu deaktivieren. Dieses Ausführungsbeispiel wäre besonders
nützlich
für Personen,
die empfindliche elektronische Ausrüstung, wie z. B. Hörgeräte und Schrittmacher
nutzen, um es ihnen zu erlauben, ihre drahtlose Kommunikationseinrichtung
zu programmieren, um immer die kontinuierliche Übertragung durchzuführen. Dies
erlaubt es dem Nutzer seine eigene Entscheidung über den Kompromiss zwischen
der Batteriestandzeit und möglicherweise
schädlicher AM
Interferenz zu treffen. Noch ein anderes Ausführungsbeispiel erlaubt die
diskontinuierliche Übertragung während Sprachanrufen
und deaktiviert die diskontinuierliche Übertragung während Datenanrufen.
-
Typische
Leistungsverstärker
für die
drahtlose Kommunikationseinrichtung nutzen beträchtliche Mengen an Strom. Auch
verbrauchen andere Sendesignalverarbeitungskomponenten Leistung.
Ein Beispiel von dem Stromverbrauch für verschiedene Komponenten
in dem Sender
28 ist unten in TABELLE 1 gezeigt. TABELLE 1
Funktion | Strom
(mA) |
Leistungsverstärkervorspannstrom | 110–130 mA |
Leistungsverstärkertreiberstrom | 42
mA |
DAC,
Filterung, Hochkonvertierer, AGC | 40
mA |
Gesamt | 202
mA |
-
Wie
aus der obigen TABELLE 1 zu sehen ist, können ungefähr 202 mA an Strom während der
diskontinuierlichen Übertragung
in einer typischen drahtlosen Kommunikationseinrichtung abgeschaltet
werden. Eine typische Datenquelle 1 mit Variabler Rate
während
normaler menschlicher Sprache wird Rahmen mit Achtelrate in ungefähr 63% der
Zeit erzeugen. Somit ist die mögliche
durchschnittliche Stromeinsparung für das Beispiel der TABELLE
1 ungefähr
63% Achtelratenrahmen·50%
Arbeitstakt·202
mA = 64 mA. Dies ist eine signifikante Menge an Stromeinsparung
in einer typischen drahtlosen Kommunikationseinrichtung, bei der
der gesamte Stromverbrauch ungefähr
320 mA bei einem 100% Arbeitstakt ist. In diesem Beispiel führt die
diskontinuierliche Übertragung
von Achtelratenrahmen bei einem 50% Arbeitstakt zu einer Erhöhung von
ungefähr 25%
bezüglich
der Gesprächszeit.
-
Zusätzlich zu
der Erhöhung
der Gesprächszeit
wird auch ein Systemkapazitätsvorteil
durch die vorliegende Erfindung realisiert. Wie in der Technik bekannt
ist, ist die Stärke
von dem Rückwärtsverbindungspilotsignal
primär
bedingt durch den Bedarf, die Trägerphase
und das Timing von der Rückverbindungswellenform nachzuführen. Für die meiste
Zeit während
Sprachanrufen sendet eine typische drahtlose Kommunikationseinrichtung
Rahmen mit Achtelrate und sendet deshalb hauptsächlich Pilotenergie. Durch
Abschalten von sowohl der Pilot- als auch der Datensignale während Rahmen
mit niedriger Rate, verbessert die vorliegende Erfindung die Systemkapazität.
-
Falls
wir beispielsweise annehmen, dass die erforderliche Verkehrskomponente
E
b/N
0 1,6 dB pro
Antenne bei 9600 bps, 0,1 dB pro Antenne bei 1500 bps ist und die
erforderliche Pilotkomponente E
c/N
0 –22,1
dB pro Antenne ist, finden wir den unten in TABELLE 2 gezeigten
Pilotleistungsanteil. TABELLE 2
Verkehrsdatenrate
(bps) | Verkehrs Eb/N0 (dB) pro Antenne | Durchschnittliches
Pilot Ec/N0 (dB)
pro Antenne | Pilotleistung (%) |
9600 | 1,6 | –22 | 36% |
Kontinuierlich
1500 | 0,1 | –22 | 86% |
50%
Arbeitstakt 1500 | 0,1 | –25 | 76% |
-
Unter
Verwendung der oben in TABELLE 2 gezeigten Näherungen reduziert das Ausblenden
der 1500 bps Rahmen bei dem 50% Arbeitstakt das durchschnittliche
Sprachanruf Ec/N0 um
0,85 dB für
einen Vocoderbetrieb mit 8 kbps.
-
Durch
Arbeiten bei dem exemplarischen 50% Arbeitstakt für die Rahmen
mit Achtelrate wird die Fähigkeit
zum Beibehalten der Leistungssteuerung auf der Rückwärtsverbindung und der Vorwärtsverbindung beeinflusst.
Die Aktualisierungsrate wird um einen Faktor von 2 reduziert. Zum
Beispiel kann die Aktualisierungsrate in einem cdma2000 System von
800-mal pro Sekunde auf 400-mal pro Sekunde reduziert werden. Dies
tendiert zum Bewirken einer Erhöhung
der Rahmenfehlerrate für
die Rahmen mit Achtelrate. Die durch die vorliegende Erfindung gewonnene
Erhöhung
bei der Kapazität
und Gesprächszeit
kann jedoch diese Verringerung der Leistungssteuergenauigkeit bei
vielen Anwendungen überwiegen.
Zusätzlich
ist in einem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung die Sendeperiode (d. h. die Zeit, zu
der der Sender 28 eingeblendet bzw. eingeschaltet ist)
so ange ordnet, dass sie am Ende von dem Rahmen stattfindet, sodass
die Leistungssteuerung an der Rahmengrenze am genauesten ist, an
der die Datenrate für
den nächsten
Rahmen plötzlich
zunehmen kann.
-
Jetzt
sich 4 zuwendend, ist ein funktionales Blockdiagramm
von ausgewählten
Teilen von einer Basisstation 400 in Übereinstimmung mit der vorliegenden
Erfindung dargestellt. Rückwärtsverbindungs-HF-Signale
von der drahtlosen Kommunikationseinrichtung 50 (1)
werden durch einen Empfänger (RCVR) 402 empfangen,
welcher die empfangenen Rückwärtsverbindungs-HF-Signale
auf eine Basisbandfrequenz herabkonvertiert. Das Basisbandsignal
wird dann durch einen Demodulator 404 demoduliert. Der
Demodulator 404 ist ferner mit Bezug auf 5 unten
beschrieben.
-
In
dem Beispiel der 4 besitzt der Demodulator 404 mehrere
Ausgänge 405A–405N,
von denen jeder einem anderen entsprechenden Kanal von den, durch
den Modulator 26 der 1 modulierten,
logischen Kanälen
entspricht. Zum Beispiel entspricht der Ausgang 405A dem
Steuerkanal 42 von 1 und der Ausgang 405N entspricht
dem fundamentalen Kanal 46 von 1. Der Demodulator 404 wird
typischerweise andere demodulierte Signalausgänge besitzen. Der Klarheit
und Einfachheit wegen sind in 4 nur der
Steuerkanal 405A und der fundamentale Kanal 405N gezeigt.
-
Die
Daten des Steuerkanals 405A werden durch einen Deinterleaver 406 deinterleavt,
durch einen Decodierer 408 decodiert und durch einen CRC
Prüfer 410 CRC
geprüft.
Jeder von diesen funktionalen Blöcken 406–410 führt eine
komplementäre
Funktion zu ihren Entsprechungen in den Blöcken 14–18 der 1 durch. Die
Steuerkanaldaten werden dann an einen Steuerprozessor 412 zur
weiteren Verarbeitung geleitet. Zum Beispiel können die Steuerkanaldaten eine
Nachricht von der drahtlosen Kommunikationseinrichtung 50 beinhalten,
die anzeigt, dass sie entweder beabsichtigt oder anfordert, im diskontinuierlichen
Modus zu arbeiten. Ansprechend auf diese Nachricht weist der Steuerprozessor 412 einen
Nachrichtengenerator 424 (welcher Vorwärtsverbindungsdatenformatierung
beinhaltet) an, eine Antwortnachricht für die drahtlose Kommunikationseinrichtung 50 zu
er zeugen, den Empfang von der Absicht oder Anfragenachricht bestätigend.
Die Bestätigungsnachricht
wird dann durch einen Modulator 422 moduliert und durch
einen Sender (TMTR) 420 gesendet.
-
Der
fundamentale Kanal 405N wird durch einen Deinterleaver 414 deinterleavt,
durch einen Decodierer 416 decodiert und durch einen CRC
Prüfer 418 CRC
geprüft.
Jeder von diesen funktionalen Blöcken 414–418 führt eine
komplementäre
Funktion zu ihren entsprechenden korrespondierenden Blöcken 2–6 der 1 durch.
Die Daten des fundamentalen Kanals werden dann an andere Unter-
bzw. Subsysteme (nicht gezeigt) in der Basisstation 400 geleitet,
und zwar falls erforderlich zur weiteren Verarbeitung.
-
Wenn
der Steuerprozessor 412 eine Anfragenachricht bzw. Anforderungsnachricht
von der drahtlosen Kommunikationseinrichtung 50 zum Arbeiten
in dem diskontinuierlichen Modus empfängt, konfiguriert er die Deinterleaver 406, 414,
die Decodierer 408, 416 und die CRC Prüfer 410, 418 für den Betrieb
im diskontinuierlichen Modus. In einem Ausführungsbeispiel bedeutet dies,
dass die Deinterleaver 406, 414, die Decodierer 408, 416 und
die CRC Prüfer 410, 418 die
Teile von dem Rahmen ignorieren, die keine Daten enthalten.
-
Jetzt
sich 5 zuwendend, ist ein erweitertes funktionales
Blockdiagramm von einer exemplarischen einzelnen Demodulationskette
des Demodulators 404 gezeigt. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel
besitzt der Demodulator 404 eine Demodulationskette für jeden
Informationskanal. Der exemplarische Demodulator 404 der 5 führt eine
komplexe Demodulation der durch den exemplarischen Modulator 26 der 1 modulierten
Signale durch. Wie vorher beschrieben, konvertiert der Empfänger (RCVR) 402 die
empfangenen Rückwärtsverbindungs-HF-Signale auf eine
Basisbandfrequenz herab, I und Q Basisbandsignale erzeugend. Entspreizer 502 bzw. 504 entspreizen
die I und Q Basisbandsignale unter Verwendung des langen Codes von 1.
Basisbandfilter (BBF) 506 bzw. 508 filtern die
I und Q Basisbandsignale.
-
Entspreizer 510 bzw. 512 entspreizen
die I und Q Signale unter Verwendung der PNI Sequenz
von 2. In ähnlicher
Weise entspreizen Entspreizer 514 bzw. 516 die
I und Q Signale unter Verwendung der PNQ Sequenz
von 2. Die Ausgaben von den Entspreizern 510 und 512 werden
in einem Kombinierer 518 kombiniert. Die Ausgaben von dem
Entspreizer 516 wird von der Ausgabe von dem Entspreizer 512 in
einem Kombinierer 520 subtrahiert.
-
Die
entsprechenden Ausgaben von den Kombinierern 518 und 520 werden
dann Walsh-aufgedeckt bzw. -entspreizt in Walsh-Aufdeckern 522 und 524 mit
dem Walsh-Code, der genutzt wurde, um den interessierenden speziellen
Kanal in 2 abzudecken bzw. zu spreizen.
Die entsprechenden Ausgaben von den Walsh-Aufdeckern 522 und 524 werden
dann über
ein Walsh-Symbol durch Akkumulatoren 530 und 532 summiert.
-
Die
entsprechenden Ausgaben der Kombinierer 518 und 520 werden
auch über
ein Walsh-Symbol durch Akkumulatoren 526 und 528 summiert.
Die entsprechenden Ausgaben der Akkumulatoren 526 und 528 werden
dann an Pilotfilter 534 und 536 angelegt. Die
Pilotfilter 534 und 536 erzeugen eine Schätzung von
den Kanalzuständen
durch Bestimmen der geschätzten
Verstärkung
und Phase von den Pilotsignaldaten 40 (siehe 1).
Die Ausgabe des Pilotfilters 534 wird dann komplex multipliziert
durch die entsprechenden Ausgaben von den Akkumulatoren 530 und 532,
und zwar in komplexen Multiplizierern 538 und 540.
In ähnlicher
Weise wird die Ausgabe von dem Pilotfilter 536 komplex
multipliziert mit den entsprechenden Ausgaben von den Akkumulatoren 530 und 532 in
komplexen Multiplizierern 542 und 544. Die Ausgabe
von dem komplexen Multiplizierer 542 wird dann mit der
Ausgabe von dem komplexen Multiplizierer 538 in einem Kombinierer 546 summiert.
Die Ausgabe von dem komplexen Multiplizierer 544 wird von
der Ausgabe von dem komplexen Multiplizierer 540 in einem
Kombinierer 548 subtrahiert. Schlussendlich werden die
Ausgaben von den Kombinierern 546 und 548 in einem
Kombinierer 550 kombiniert zum Erzeugen des interessierenden
demodulierten Signals 405.
-
Von
speziellem Interesse sind die Pilotfilter 534 und 536.
Um eine genauere Schätzung
von der Pilotphase und -verstärkung
während
des Empfangs von diskontinuierlichen Übertragungen zu erlangen, nutzt
die vorliegende Erfindung vorzugsweise ein Pilotfilter, das die
180-Grad-Phasenverschiebung bei der Grenze zwischen kontinuierlicher
und diskontinuierlicher Übertragung
in jedem Rahmen berücksichtigt.
Zum Beispiel, bei der Übertragung
mit 50% Arbeitstakt 308 (3) berücksichtigt
das Pilotfilter die Phasenänderung,
die bei der Zeit T/2 in jedem Rahmen der Länge T auftritt.
-
Ein
Beispiel verwendet ein „gleitendes" Filterfenster in
Kombination mit einem „blockierten" bzw. „geblockten" Filterfenster, um
eine ungenaue Pilotschätzung
an der Diskontinuitätsgrenze
zu vermeiden. Das „blockierte" Filter wird genutzt
zum Schätzen
der Pilotverstärkung
und -phase unmittelbar vor und nach jedwelchen Diskontinuitäten in dem
Rahmen. Das „gleitende" Filter wird genutzt
zum Schätzen
der Pilotverstärkung
und -phase während
des Restes des Rahmens. Ein exemplarisches Pilotfilter, der einen
Schätzer 600 mit
gleitendem Fenster in Kombination mit einem Schätzer 612 mit Blockfenster
nutzt, ist in 6 gezeigt.
-
In 6 wird
die Ausgabe von einem der beiden Akkumulatoren 526 oder 528 an
ein Schieberegister 602 angelegt und wird auch weitergegeben
an einen Kombinierer 604. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel
ist das Schieberegister 602 ein zwölfstufiges Schieberegister.
Die geschobene Ausgabe des Schieberegisters 602 wird von
der weitergegebenen Eingabe in den Kombinierer 604 abgezogen
und an einen Kombinierer 606 geliefert. Die Ausgabe des
Kombinierers 606 wird in einem Verzögerungselement 608 verzögert und
zurückgegeben,
um mit der Ausgabe des Kombinierers 604 in dem Kombinierer 606 kombiniert
zu werden. Die Ausgabe des Verzögerungselements 608 wird
auch an einen Abschneider 610 geliefert, wo sie auf 11
Bits abgeschnitten wird und als eine wählbare Eingabe an einen Multiplexer 614 geliefert
wird. Diese Eingabe zu dem Multiplexer 614 repräsentiert
die Schätzung
mit gleitendem Fenster von der Pilotphase und -verstärkung.
-
Die
Ausgabe von einem der beiden Akkumulatoren 526 oder 528 wird
auch an einen Schätzer
mit Blockfenster 612 geliefert, welcher einfach das Signal über eine
vorherbestimmte Periode akkumuliert und eine Ausgabe, die die Blockfensterschätzung von
der Pilotphase und -verstärkung
repräsentiert,
als eine zweite wählbare
Eingabe an den Multiplexer 614 liefert.
-
Der
Multiplexer 614 wird durch ein Auswahlsignal von dem Steuerprozessor 412 gesteuert,
welches zwischen den Eingaben der Schätzung mit gleitendem Fenster
und der Blockfensterschätzung
auswählt,
wenn er in dem diskontinuierlichen. Sendemodus betrieben wird. Während einer
vorherbestimmten Periode unmittelbar vor und nach jeder Diskontinuität wählt der
Steuerprozessor 412 die Blockfensterschätzung von dem Multiplexer 614 aus.
Zu anderen Zeiten während
des Rahmens wählt
der Steuerprozessor 412 die Schätzung mit gleitendem Fenster
von dem Multiplexer 614 aus. Die Ausgabe von dem Multiplexer 614 wird
dann angelegt entweder an die komplexen Multiplizierer 538 und 540 oder 542 und 544,
wie in 5 gezeigt ist.
-
Ein
leicht unterschiedliches Beispiel von den Pilotfiltern 534, 536 implementiert
ein gleitendes Fenster, das FIR Filteranzapfungen mit einer Länge von
2,5 ms gleicht. Aufgrund der Phasendiskontinuitätsgrenzen, die durch die diskontinuierliche Übertragung
verursacht sind, wird die Fenstergröße jedoch unmittelbar vor und nach
jeder Phasendiskontinuitätsgrenze
reduziert, um die Effekte der Phasendiskontinuität zu glätten. Das Filter wird mit der
Modulationssymbolrate aktualisiert, die in dem exemplarischen Ausführungsbeispiel
eine Aktualisierung alle zwei Chips ist. Dies führt dazu, dass die entsprechende
Phasenschätzausgabe
auch eine Zwei-Chip-Auflösung besitzt.
Die minimale Fenstergröße ist vorzugsweise
1,25 ms und die Fenstergröße wächst von
Symbol zu Symbol, bis sie die Puffergröße des gleitenden Fensters
von 2,5 ms erreicht. Andere Ausführungsbeispiele
können
Kombinationen von den oben beschriebenen Techniken nutzen, um die
Phasendiskontinuitätsgrenzen
zu berücksichtigen,
die bei diskontinuierlicher Übertragung
inhärent
sind.
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7 zeigt
die Vorrichtung des finalen Aspekts der vorliegenden Erfindung.
Eine Mobilstation 700 mit Codemultiplexvielfachzugriff
(Code Division Multiple Access, CDMA) beinhaltet eine Symbolquelle 702,
einen Interleaver bzw. Verschachteler 704 und einen Sender 706.
Die Symbolquelle 702 kann ein herkömmliches Mikrophon und ein
Vocoder bzw. Sprachcodierer sein.
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Der
Interleaver 704 ist verbunden zum Empfangen von Symbolen
von der Symbolquelle 702 und ist konstruiert, um sie innerhalb
eines Rahmens zu verschachteln bzw. zu interleaven. Der Sender 706 ist
verbunden, um den Rahmen von interleavten Symbolen zu empfangen
und ist konstruiert, um diesen zu senden.
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Die
Vorrichtung beinhaltet ferner ein Gatter 708, das konstruiert
ist, um die Übertragung
während
eines Teils F von dem Rahmen zu deaktivieren. Der Interleaver 704 ist
konstruiert, um jedes Symbol wenigstens 1/F mal zu wiederholen.
Das Gatter 708 der 7 ist als
direkt mit dem Sender verbunden gezeigt. Es könnte alternativ durch Manipulieren
des Interleavers 704 die Übertragung teilweise deaktivieren.
Diese alternative Struktur ist komplizierter und nicht bevorzugt.
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Vorzugsweise
ist F = 1/2, sodass der Interleaver 704 jedes Symbol wenigsten
zweimal (und vorzugsweise mehrere Male) in dem Rahmen wiederholt.
Sogar, obwohl die Hälfte
des Rahmens nicht gesendet wird, wird somit wenigstens eine Kopie
(und vorzugsweise mehrere Kopien) von jedem Symbol innerhalb jedes
Rahmens gesendet.
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Es
ist für
das Gatter 708 besser, so konstruiert zu sein, dass der
Sender 706 eher während
der ersten Hälfte
von dem Rahmen als der zweiten Hälfte
deaktiviert wird. Falls der gesendete Teil von dem Rahmen später in dem
Rahmen auftritt, dann kann die Mobilstation die Differenz zwischen
dem gemessenen und erwarteten Vorwärtssignal-zu-Rausch-Verhältnis besser
schätzen.
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Die
herkömmliche
Mobilstation 700 beinhaltet einen Rahmenratenindikator 710,
welcher eine Anzeige erzeugt, wie schnell die Mobilstation 700 sendet.
Diese Anzeige ist für
viele Zwecke nützlich.
In der vorliegenden Erfindung wird sie auf einen Selektor bzw. Auswähler 712 angelegt.
Der Selektor 712 ist verbunden, um die Rahmenratenanzeige
von dem Rahmenratenindikator 710 zu empfangen. Er ist auch
konstruiert zum selektiven Aktivieren des Gatters 708,
ansprechend auf die Rahmenratenanzeige. Das heißt, er weist selektiv das Gatter 708 an,
den Sender 706 während
der ersten Hälfte
von dem Rahmen abzuschalten (aktiviert das Gatter) oder instruiert
das Gatter 708, den Sender 706 für den gesamten
Rahmen an zu lassen (deaktiviert das Gatter).
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Falls
gewünscht,
kann der Selektor 712 einen Einstellungsmechanismus 714 beinhalten,
der konstruiert ist, um das Gatter für alle Rahmenratenanzeigen
zu aktivieren. Dies ist wünschenswert,
falls die Mobilstation in einem Gebiet genutzt wird, in dem die
Kapazität
beschränkt
ist. Dieses Ein- und Ausblenden erzeugt jedoch Interferenz in dem
Audioband. Wenn es wichtig ist, Audiointerferenz zu reduzieren,
kann der Einstellmechanismus 714 konstruiert sein, um das
Gatter für
alle Rahmenratenanzeigen zu deaktivieren. Vorzugsweise ist der Einstellmechanismus 714 jedoch
konstruiert, um das Gatter für
einen ersten vorherbestimmten Satz von Rahmenratenanzeigen 716 zu
aktivieren und das Gatter für
einen zweiten vorherbestimmten Satz von Rahmenratenanzeigen 718 zu
deaktivieren.
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Die
Vorrichtung kann auch einen Moduskommandeur 720 beinhalten,
der konstruiert ist, um einen Modus anzuweisen, in dem die Übertragung
von Rahmen nur aktiviert ist, wenn einer von dem ersten (im Allgemeinen
langsameren) vorherbestimmten Satz von Rahmenratenanzeigen an den
Moduskommandeur 720 angelegt wird. Das heißt, der
Sender 706 wird deaktiviert – für den gesamten Rahmen, und
nicht nur für
seine erste Hälfte – für den zweiten
(im Allgemeinen schnelleren) Satz von Rahmenraten. Somit wird der
Sender 706 für
die erste Hälfte
von jedem Rahmen (und auch für
die zweite Hälfte
von einigen von den Rahmen) deaktiviert. Dies erlaubt es, dass ein
Empfängerneuabstimmer
bzw. -retuner 722 verbunden wird, um einen Modusbefehl
von dem Moduskommandeur 720 zu empfangen. Er ist konstruiert,
um einen Empfänger
neu abzustimmen bzw. umzustimmen, wenn er durch den Moduskommandeur 720 dazu
angewiesen wird, und zwar während
des Teils von dem Rahmen (der ersten Hälfte) während der die Übertragung
deaktiviert ist.
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Die
herkömmliche
Mobilstation 700 beinhaltet einen Leistungsindikator 724,
welcher die Leistung anzeigt, mit der die Mobilstation 700 sendet.
Die vorliegende Erfindung nutzt dies durch Verbinden des Selektors 712 zum
Empfangen einer Leistungsanzeige von dem Leistungsindikator 724.
Der Selektor 712 ist dann konstruiert zum selektiven Aktivieren
des Gatters 708, abhängig
von sowohl der Rahmenratenanzeige als auch der Leistungsanzeige.
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8 zeigt
das Verfahren des Betriebs 800 von dem finalen Aspekt der
vorliegenden Erfindung. Die vorliegende Erfindung kann somit als
ein Verfahren 800 zum Betreiben einer Mobilstation mit
Codemultiplexvielfachzugriff (CDMA) betrachtet werden. Das herkömmliche
Verfahren beinhaltet Vorsehen einer Sequenz von Symbolen 802,
Interleaven bzw. Verschachteln jedes Symbols innerhalb eines Rahmens 804 und
Senden des Rahmens von interleavten Symbolen 806. Hierzu
addiert die vorliegende Erfindung das Deaktivieren bzw. Abschalten
der Übertragung
während
eines Teils F von dem Rahmen 808. Das Interleaving 804 muss
somit das Wiederholen von jedem Symbol wenigstens 1/F mal beinhalten.
Wie zuvor ist vorzugsweise F = 1/2, und vorzugsweise findet das
teilweise Deaktivieren der Rahmenübertragung während der
ersten Hälfte
des Rahmens statt.
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Das
teilweise Deaktivieren der Rahmenübertragung ist selektiv, ansprechend
auf eine Rahmenratenanzeige 810. Das selektive teilweise
Deaktivieren 808 kann teilweises Deaktivieren der Rahmenübertragung bei
allen Rahmenratenanzeigen 812 beinhalten oder kann teilweise
die Rahmenübertragung
bei keiner Rahmenratenanzeige 814 deaktivieren.
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Das
selektive teilweise Deaktivieren 808 kann teilweises Deaktivieren
der Rahmenübertragung
für einen
ersten vorherbestimmten Satz von Rahmenratenanzeigen beinhalten
und das teilweise Deaktivieren der Rahmenübertragung für einen
zweiten vorherbestimmten Satz von Rahmenratenanzeigen ausschließen. Das Verfahren
kann ferner das Anweisen eines Modus 816 beinhalten, in
dem Übertragungen
von Rahmen nur für den
ersten vorherbestimmten Satz von Rahmenratenanzeigen aktiviert ist.
In diesem Fall beinhaltet dies auch, dass Neuabstimmen bzw. Umstimmen
eines Empfängers 818,
wenn der Modus so angewiesen wird, und zwar während des Teils des Rahmens,
während
dessen die Übertragung
deaktiviert ist.
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Das
selektive teilweise Deaktivieren kann auch teilweises Deaktivieren
der Rahmenübertragung
beinhalten, und zwar abhängig
von sowohl der Rahmenratenanzeige 810 als auch einer Leistungsanzeige 820.
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Somit
sieht die vorliegende Erfindung ein Verfahren und eine Vorrichtung
vor zum Ein- bzw. Ausschalten des Sendens in einem drahtlosen Kommunikationssystem,
welches es der drahtlosen Kommunikationseinrichtung erlaubt, entweder
in kontinuierlichen oder diskontinuierlichen Sendemodi betrieben
zu werden.
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Die
vorhergehende Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele ist vorgesehen,
um es irgendeinem Fachmann zu ermöglichen, die vorliegende Erfindung
nachzuvollziehen oder zu nutzen. Die verschiedenen Modifikationen
dieser Ausführungsbeispiele
werden Fachleuten unmittelbar klar sein und die hierin definierten
generischen Prinzipien können
auf andere Ausführungsbeispiele
ohne die Nutzung erfinderischer Fähigkeiten angewendet werden.
Somit ist nicht beabsichtigt, dass die vorliegende Erfindung auf
die hierin gezeigten Ausführungsbeispiele
beschränkt
ist, sondern sie soll im weitesten Umfang gewürdigt werden, der übereinstimmend
ist mit den hierin offenbarten Prinzipien und neuartigen Merkmalen.