DE69828242T2

DE69828242T2 - Verfahren zur Spreizspektrumsignalübertragungsverarbeitung und entsprechender Empfänger

Info

Publication number: DE69828242T2
Application number: DE69828242T
Authority: DE
Inventors: Didier Lattard; Christophe Boulanger; Didier Varreau; Mathieu Bouvier Des Noes
Original assignee: Commissariat a lEnergie Atomique CEA
Current assignee: Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Priority date: 1997-10-22
Filing date: 1998-10-20
Publication date: 2005-12-08
Anticipated expiration: 2018-10-21
Also published as: EP0911991B1; FR2770058A1; EP0911991A1; US6335947B1; FR2770058B1; DE69828242D1

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung hat ein Verarbeitungsverfahren eines Spreizspektruminformationsübertragungssignals und einen entsprechenden Empfänger zum Gegenstand.
Stand der Technik
Die Direktsequenz-Spreizspektrumsmodulationstechnik wird seit vielen Jahren benutzt, insbesondere für die Funkverbindungen mit den Satelliten und im militärischen Bereich.
Bei einem Digitaldatensender, der mit einer klassischen Modulationstechnik arbeitet, modulieren die gesendeten Daten einen Funkträger. Die benutzte Modulation kann eine Phasen-, Frequenz- oder Amplitudenmodulation oder eine gemischte Modulation sein. Um die Darstellung zu vereinfachen, beschränken man sich hier auf die Phasenmodulationen, die heute die am meisten benutzten sind.
Die zu übertragenden digitalen Daten sind Binärelemente oder Bits. Diese Bits haben eine Periode T_b, das heißt, dass man alle T_b ein neues Bit übertragen muss. Mit diesen Bits kann man Bitgruppen bilden, auch Symbole genannt, deren Periode mit T_s bezeichnet wird und ein Vielfaches von T_b ist. Es sind diese Symbole, welche den Funkträger modulieren, zum Beispiel phasenmodulieren.
Zwei Phasenmodulationsbeispiele können diese Technik darstellen:

a) die Modulation des Typs BPSK (für "Binary Phase Shift Keying"); sie besteht darin, den Bits 0 zum Beispiel einen P Phasenzustand 0 zuzuordnen und den Bits 1 einen Phasenzustand π; in diesem Fall ist das Bit selbst das Symbol (T_s = T_b) und dem Funkträger wird Bit für Bit sein Phasenzustand aufgezwungen;
b) die Modulation des Typs QPSK (für "Quaternary Phase Shift Keying") besteht darin, durch zwei aufeinanderfolgende Bits gebildete Symbole zu benutzen; diese Symbole können folglich vier Zustände annehmen (00, 01, 10, 11); man ordnet jedem dieser Zustände einen Zustand der Phase des Trägers zu; in diesem Fall T_S = 2T_b, und dem Funkträger wird sein Phasenzustand alle zwei Bits aufgezwungen.

Auf der Empfangsseite muss das empfangene Signal demoduliert werden. Man unterscheidet zwei große Demodulationsgruppen: die kohärente Demodulation und die nichtkohärente Demodulation. Die Technik der kohärenten Demodulation besteht darin, in dem Empfänger eine Untereinheit bzw. -gruppe zu realisieren, deren Rolle es ist, die mittlere Phase des Trägers zu ermitteln, um einen Phasenbezug wiederherzustellen. Dieser Phasenbezug wird anschließend mit dem empfangenen Signal gemischt, um die Daten zu demodulieren.
Die nichtkohärente Demodulationstechnik beruht auf der Beobachtung, dass es genügt, den Phasenbezug des laufenden Symbols zu vergleichen mit der Phase des vorhergehenden Symbols. In diesem Fall ermittelt der Empfänger nicht die Phase der Symbole sondern die Phasendifferenz zwischen zwei aufeinanderfolgenden Symbolen. Es handelt sich dann um eine Differentialphasenmodulation des Typs DPSK ("Differential Phase Shift Keying") oder DQPSK ("Differential Quadrature Phase Shift Keying").
Die beigefügten 1 bis 3 zeigen schematisch die Struktur und Funktionsweise eines Spreizspektrumsenders und eines Spreizspektrumempfängers, die mit DPSK arbeiten. Dieser Stand der Technik entspricht dem Dokument FR-A-2 712 129.
Die 1 zeigt das Schaltbild eines Senders. Dieser Sender besitzt einen Eingang Ee, in den die zu sendenden Daten b_k eingespeist werden, und er umfasst einen Differentialcodierer 10, gebildet durch eine logische Schaltung 12 und eine Verzögerungsschaltung 14; der Sender umfasst noch einen Pseudozufallssequenzgenerator 30, einen Multiplizierer 32, einen lokalen Oszillator 16 und einen Modulator 18, verbunden mit einem Ausgang Se, der das DPSK-Signal liefert.
Die logische Schaltung 12 erhält die binären Daten b_k und liefert binäre Daten d_k. Die logische Schaltung 12 erhält ebenfalls die um einen Rang verzögerten Daten d_k-1. Die in der Schaltung 12 durchgeführte logische Operation ist die Exklusiv-ODER-Operation mit den Daten b_k und dem verzögerten d_k-Komplement (das heißt mit
):
Die beim Senden zur Modulation der Daten benutzte Pseudozufallssequenz muss eine Autokorrelationsfunktion besitzen, die eine markante Spitze (des Werts N) für eine Verzögerung Null aufweist und möglichst schwache Sekundärkeulen. Dies kann erreicht werden, indem man Sequenzen von maximaler Länge verwendet (auch m-Sequenzen genannt) oder zum Beispiel sogenannte GOLD- oder KASAMI-Sequenzen. Diese Pseudozufallssequenz, mit {C_l} bezeichnet, besitzt eine Bitrate, die N-mal höher ist als die der zu übertragenden binären Daten. Die Dauer T_c eines binären Elements dieser Pseudozufallssequenz, auch "Chip" genanntes Element, ist folglich gleich T_b/N.
Die "Chip"-Rate der Pseudozufallssequenz kann mehrere Millionen und sogar mehrere zehn Millionen pro Sekunde betragen.
Die beigefügte 2 zeigt das Schaltbild eines entsprechenden Empfängers des Differentialmodulatortyps. Dieser Empfänger besitzt einen Eingang Er und umfasst ein angepasstes Filter 20, dessen Impulsreaktion die zeitliche Umkehrung der in dem Sender benutzten Pseudozufallssequenz ist, eine Schaltung 22 zur Realisierung einer Verzögerung T_b, einen Multiplizier 24, einen Integrierer 26 über eine Periode T_b und eine logische Entscheidungsschaltung 28. Der Empfänger besitzt einen Ausgang Sr, der die Daten ausgibt.
Wenn man das Signal am Eingang Er mit x(t) bezeichnet, erhält der Multiplizierer 24 das gefilterte Signal X_F(t) und das verzögerungsgefilterte Signal x_F(t – T_b). Das Produkt wird über eine Periode kleiner oder gleich T_b integriert, in dem Integrierer, der ein Signal liefert, dessen Polarität ermöglicht, den Wert des übertragenen Bits zu bestimmen.
Das in dem Empfänger benutzte Eingangsfilter 20 besitzt eine im Basisband äquivalente Impulsreaktion, mit H(t) bezeichnet, und diese Reaktion muss der zeitlich umgekehrte konjugierte Komplex der beim Senden benutzten Pseudozufallssequenz c(t) sein: H(t) = c*(Tb – t)
Das durch ein solches Filter gelieferte Signal ist dann: xF(t) = x(t)*HF(t)wo das Zeichen * die Faltungsoperation bezeichnet, also
Das angepasste Filter 20 realisiert also die Korrelation zwischen dem in seinen Eingang eingespeisten Signal und der Spreizungszufallssequenz.
In einem Kanal mit Gaußschem Rauschen präsentiert sich das Signal x_F(t) folglich in Form eines Impulssignals, wobei die Wiederholungsfrequenz der Impulse gleich 1/T_b ist. Die Umhüllende dieses Signals ist die Autokorrelationsfunktion des Signals c(t). Die Information wird durch die Phasendifferenz zwischen zwei aufeinanderfolgenden Korrelationsspitzen transportiert.
Der Ausgang des Multiplizierers wird also durch eine Folge positiver oder negativer Spitzen gebildet, je nach Wert des übertragenen Bits.
Im Falle einer Vielfachwege-Funkübertragung wird der Ausgang des angepassten Filters durch eine Folge von Korrelationsspitzen gebildet, wobei jede Spitze einem Ausbreitungsweg entspricht.
Die verschiedenen Signale der Empfangskette sind in der 3 dargestellt. Die Linie (a) repräsentiert das gefilterte Signal x_F(t), die Linie (b) das Korrelationssignal x_F(t)*x_F(t – T_b) und die Linie (c) das Signal am Ausgang des Integrierers.
Die Direktsequenz-Breitspektrumsmodulationstechnik ist in der Fachliteratur ausführlich beschrieben. Man kann zum Beispiel folgende Arbeiten nennen:

– "CDMA Principles of Spread Spectrum Communication", von Andrew J. VITERBI, Addison-Wesley, Wireless Communications Series;
– "Spread Spectrum Communications", von Marvin K. SIMON et al., Vol. I 1983, Computer Science Press;
– "Spread Spectrum Systems", von R.C. DIXON, John WILEY and Sons.

Diese Technik wurde auch in verschiedenen Artikeln beschrieben:

– "Direct-sequence Spread Spectrum with DPSK Modulation and Diversity for Indoor Wireless Communications", veröffentlicht von Mohsen KAVEHRAD und Bhaskar RAMAMURTHI in der Zeitschrift "IEEE Transactions on Communications", Vol. COM 35, Nr. 2, Februar 1987;
– Practical Surface Acoustice Wave Devices", von Melvin G. HOLLAND, in der Zeitschrift Proceedings of the IEEE, Vol. 62, Nr. 5, Mai 1974, Seiten 582-611.

Die Vorteile der Direktsequenz-Spreizspektrumstechnik sind vielfach. Insbesondere kann man nennen:

– Diskretion: diese Diskretion ist verbunden mit der Spreizung der übertragenen Information über ein breites Basisband; daraus resultiert eine geringe Spektraldichte der Sendeleistung;
– Vielfachzugriff: mehrere Direktsequenz-Spreizspektrumverbindungen können sich dasselbe Basisband teilen, indem man Pseudozufallssequenzen mit rechtwinkliger Spreizung benutzt (wobei diese Sequenzen eine Interkorrelationsfunktion besitzen, die für alle Verschiebungen ein sehr schwaches Restrauschen aufweisen); diese Technik nennt man Codemultiplex-Vielfachzugriff (oder in der englischen Abkürzung CDMA);
– gute Verträglichkeit mit den klassischen Schmalbandkommunikationen: dasselbe Basisband kann nämlich geteilt werden von den Systemen, die eine Schmalbandmodulation benutzen, sowie den Systemen, die eine Breitbandmodulation benutzen; die Schmalbandkommunikationen erfahren nur eine leichte Zunahme des radioelektrischen Umgebungsrauschens, das umso geringer ist, je größer die Wellenlänge ist; die Spreizspektrumsmodulationskommunikationen bewirkten dank der beim Empfang durchgeführten Korrelationsoperation eine Unterdrückung der Schmalbandmodulationen;
– Abfang- bzw. Abhorch-Schwierigkeit: eine Direktsequenz-Spreizspektrumsübertragung ist nur schwer abzufangen bzw. abzuhorchen wegen der geringen Spektraldichte und aufgrund der Tatsache, dass der Empfänger die Spreizfrequenz kennen muss, um die Daten demodulieren zu können;
– sehr gutes Verhalten in einer Vielfachwege-Umgebung: in solchen Umgebungen erfolgt die Ausbreitung der radioelektrischen Welle über vielfache Wege, was mit Phänomenen der Reflexion, Diffraktion und Diffusion verbunden ist; außerdem ist es nicht selten, dass es zwischen dem Sender und dem Empfänger keinen zeitlich stabilen Direktweg mehr gibt; diese Vielfachwege-Ausbreitung bewirkt Störeffekte, die zu einer Verschlechterung der Übertragungsqualität tendieren.

Die oben beschriebene Technik hat jedoch einen Nachteil, der mit der Notwendigkeit verbunden ist, eine Kanalschätzung bzw. -bewertung durchführen zu müssen, das heißt eine Bestimmung der Anzahl der Wege, denen die radioelektrische Welle folgt, mit den entsprechenden Verzögerungen und Amplituden, und dies für jeden Benutzer. Diese Bewertung ist oft schwierig, hauptsächlich dann, wenn der Kanal multiple Wege umfasst, es mehrere Benutzer gibt und ein bestimmtes radioelektrisches Rauschniveau die Signale verrauscht.
Außerdem wird bei einem Integrationsempfänger wie dem oben beschriebenen die über die multiplen Wege transportierte Energie dank eines Akkumulators summiert, der mit einem Teil des Symbols arbeitet. Damit solche Empfänger zufriedenstellend funktionieren, muss die Impuls-Reaktion des Kanals (Teil, in dem die Spitzen erscheinen) kleiner bzw. schneller sein als die Dauer eines Symbols (allgemein zweimal kleiner). Wenn diese Regel nicht eingehalten wird, wird es schwierig, die Symbole zu trennen, und wenn die Impuls-Reaktion größer bzw. länger ist als das Symbol, verbietet ein symbol-internes Verzerrungsphänomen eine korrekte Demodulation der Daten. Das Akkumulationsprinzip liefert kein gutes Leistungsniveau mehr.
Die vorliegende Erfindung hat die Aufgabe, genau diese Nachteile zu beseitigen Das Dokument EP-A1-0 701 343 beschreibt ein Kanalschätzungsverfahren, das die folgenden Operationen umfasst:

– man führt zwischen dem zu behandelnden Signal und der benutzten Direktsequenz eine Korrelation durch, was mehrere Korrelationsspitzen mit unterschiedlichen Amplituden liefert,
– man bestimmt die Korrelationsspitze mit der größten Amplitude,
– man zieht von dem zu behandelnden Signal den Teil ab, welcher der Korrelationsspitze mit der größten Amplitude entspricht.

Dieses Verfahren zielt darauf ab, eine verbesserte Kanalschätzung bzw. -bewertung zu liefern.
Darstellung der Erfindung
Die Erfindung schlägt ein Verfahren vor, das nicht mehr nach dem Signalintegrationsprinzip arbeitet, sondern die Korrelationsspitzen nacheinander in einer der Abnahme der Amplitude entsprechenden Reihenfolge verarbeitet. Dazu besteht das erfindungsgemäße Verfahren darin, die Korrelationsspitze mit der größten Amplitude zu bestimmen, die dieser Spitze entsprechende Information von dem zu behandelnden Signal abzuziehen und das neue Signal ebenso zu behandeln, und so weiter, bis alle Spitzen abgearbeitet sind. Aufgrund der sukzessiven Informationen, die man bei den verschiedenen Durchläufen dieser Iteration erhält, rekonstruiert man die übertragene Information.
Mit anderen Worten: anstatt die verschiedenen Korrelationsspitzen global zu betrachten, indem man sie integriert, analysiert man sie einzeln, eine nach der anderen.
Noch genauer hat die vorliegende Erfindung ein Verfahren zur Verarbeitung eines Signals zum Gegenstand, das einer Direktsequenz-Spreizspektruminformationsübertragung durch einen Kanal mit Vielfachwegen entspricht, wobei dieses Verfahren dadurch gekennzeichnet ist, dass es die folgenden Operationen umfasst:

a) man führt einer Korrelation zwischen dem zu verarbeitenden Signal und der benutzten Direktsequenz durch, was mehrere Korrelationsspitzen mit unterschiedlichen Amplituden liefert,
b) man bestimmt die Korrelationsspitze mit der größten Amplitude und rekonstruiert die entsprechende Information,
c) man spreizt das Spektrum der der Spitze mit der größten Amplitude entsprechenden Information wieder, wobei man dieselbe Direktsequenz benutzt,
d) man zieht von dem zu verarbeitenden Signal den der genannten wieder gespreizten Information entsprechenden Teil ab und erhält ein neues Signal,
e) man wiederholt die Operationen a, b, c und d für dieses neue Signal, und so weiter, bis alle Spitzen abgearbeitet sind,
f) aufgrund der verschiedenen sukzessive bei den verschiedenen Korrelationsspitzen erhaltenen Informationen rekonstruiert man die übertragene Information.

Für die Anwendung des oben definierten Verfahrens hat die vorliegende Erfindung auch einen Direktsequenz-Spreizspektrumsempfänger zur sukzessiven Verarbeitung der verschiedenen Übertragungswegen entsprechenden Korrelationsspitzen zum Gegenstand. Dieser Empfänger enthält wenigstens zwei Kaskadenschaltungen, von denen jede umfasst:

– einen Summierer, fähig zwei Signale zu empfangen,
– Einrichtungen zur Durchführung einer Korrelation zwischen einer Pseudozufallssequenz und dem empfangenen Eingangssignal, wobei diese Einrichtungen mehrere Korrelationsspitzen liefern,
– Einrichtungen zur Bestimmung der Spitze mit der größten Amplitude und zur Rekonstruktion der entsprechenden Information,
– Einrichtungen um die erhaltene, der Spitze mit der größten Amplitude entsprechende Information wieder zu spreizen und ein Ausgangssignal von entsprechender Polarität zu erhalten,
– Einrichtungen um das Eingangssignal um eine Dauer gleich der Ausgangssignalbildungsdauer zu verzögern,

Kurzbeschreibung der Zeichnungen
Die 1, schon beschrieben, ist ein Schaltbild eines bekannten Spreizspektrumsenders;
die 2, schon beschrieben, ist ein Schaltbild eines bekannten Spreizspektrumempfängers;
die 3, schon beschrieben, zeigt die allgemeine Funktionsweise eines wie in der 2 dargestellten Empfängers;
die 4 zeigt das Grundschaltbild eines erfindungsgemäßen Empfängers;
die 5 zeigt eine spezielle Realisierungsart einer der den erfindungsgemäßen Empfänger bildenden Schaltungen;
die 6 zeigt den Verlauf eines "Dot"-Signals in der ersten Stufe eines Empfängers;
die 7 zeigt den Verlauf eines "Dot"-Signals in der zweiten Stufe des Empfängers, nach Eliminierung der Spitze mit der größten Amplitude;
die 8 zeigt den Verlauf eines "Dot"-Signals in der dritten Stufe, nach Eliminierung beider Spitzen mit den größten Amplituden.
Detaillierte Darstellung von Realisierungsarten
Vor der Beschreibung einiger besonderen Realisierungsarten der Erfindung ist es nützlich, einige die Art der in den Spreizspektrumsempfängern verarbeiteten Signale in Erinnerung zu rufen.
Betrachtet wird ein Träger mit der Pulsation w, phasenmoduliert durch eine Zeitfunktion P(t). Das modulierte Signal kann sich schreiben: s(t) = A(t) cos[wt + P(t)]wo A(t) die Amplitude des Signals ist.
Dieser Ausdruck kann sich weiterentwickeln in: s(t) = A(t) cos wt cos P(t) – A(t) sin wt sin P(t).
Indem man den Teil A(t)cosP(t), der mit dem Träger in Phase ist, mit I(t) bezeichnet, und den Teil A(t)sinP(t), der zum Träger um 90° phasenverschoben ist, mit Q(t), kann man dieses letztere Signal auch in folgender Form schreiben: s(t) = I(t) cos wt – Q(t) sin wt.
Das komplexe Signal S(t) schreibt sich dann einfach: S(t) = U(t) exp (jwt)mit U(t) = I(t) + jQ(t). Das wahre Signal s(t) entspricht dann dem reellen Teil des komplexen Signals S(t).
Die Verarbeitung des Signals s(t) kann folglich durch die doppelte Verarbeitung der Teile I(t) und Q(t) erfolgen, die in der Folge einfach mit I und Q bezeichnet werden.
Die Prozessoren, die solche Signale verarbeiten, erhalten die Signale I und Q generell auf zwei verschiedenen Eingängen. Diese Signale erlangt man, indem man das Empfangssignal mit einer Welle multipliziert, entweder in Phase mit dem Träger oder um 90° phasenverschoben zu diesem. Die Prozessoren führen anschließend verschiedene Verarbeitungen durch, entsprechend den ausgewerteten Modulationen. So gibt es im Falle der Phasendifferentialmodulation Verarbeitungen, die darin bestehen, die Summe oder die Differenz von Produkten verzögerter oder nichtverzögerter Muster, wie zum Beispiel (I_kI_k-1 + Q_kQ_k-1) und Q_kQ_k-1 – I_kI_k-1, wo k den Rang eines Musters bezeichnet, zu bilden.
In der Literatur zu diesem Thema wird der erste Ausdruck mit "Dot" bezeichnet und der zweite mit "Cross". Diese Bezeichnungen kommen daher, dass das erste Signal vom Typ "inneres Produkt" oder "Skalarprodukt" zweier Größen ist und traditionell durch einen Punkt (auf Englisch "dot") bezeichnet wird, während das zweite Signal vom Typ "äußeres Produkt" oder "Vektorprodukt" ist, das traditionell durch ein Kreuz (auf Englisch "cross") bezeichnet wird.
Man kann zeigen, dass das Produkt aus einem Muster des Rangs k des Signals s(t), also s(k), mal dem konjugierten vorhergehenden Muster, also s*(k – 1), ist, wobei dieses Produkt, berechnet in dem Empfänger, um das Signal zu demodulieren (s. Multiplizierer 24 in der 2), bis auf eine feststehende Phasenrotation folgende Form hat: Dot(k) + jCross(k).
Das Dot-Signal ermöglicht die Bestimmung der Phasenverschiebung zwischen zwei aufeinanderfolgenden Symbolen, während die Dot- und Cross-Signale zusammen betrachtet ermöglichen, die ganzzahligen Male der π/2-Phasenverschiebung zwischen zwei Symbolen zu bestimmen. Diese Dot- und Cross-Signale ermöglichen folglich die korrekte und unzweideutige Demodulation, wenn beim Senden eine Phasendifferentialmodulation benutzt worden ist.
Ein Spreizspektrumsignalempfänger bildet also zunächst die phasengleichen und die um 90° phasenverschobenen Teile I und Q und führt anschließend bei jedem dieser Signale eine angepasste Filterung durch. Aufgrund der erhaltenen Muster berechnet der Empfänger die Dot- und Cross-Signale und rekonstruiert die durch das empfangene Signal transportierte Information.
Das Dokument FR-A-2 742 014 beschreibt einen Empfänger, der diese Technik anwendet. In der 4 dieses Dokuments ist ein Empfänger dargestellt, der zwei ähnliche bzw. gleiche Kanäle umfasst, wobei der eine den phasengleichen Teil I verarbeitet und der andere den um 90° phasenverschobenen Teil Q. Der erste digitale Verarbeitungskanal des mit dem Träger phasengleichen Teils I umfasst:

i) erste digitale Einrichtungen 50(I), fähig eine erste Filterfunktion zu erfüllen, angepasst an die beim Senden benutzte Pseudozufallssequenz,
ii) erste digitale Einrichtungen 60(I), fähig eine erste Verzögerungsfunktion zu erfüllen.

Die Schaltung umfasst noch einen zweiten digitalen Verarbeitungskanal, in den der zweite Teil Q des empfangenen Signals eingespeist wird. Dieser zweite Kanal ist zum Träger um 90° phasenverschoben. Dieser zweite Kanal umfasst wie der erste:

i) zweite digitale Einrichtungen 50(Q), fähig eine zweite Filterfunktion zu erfüllen, angepasst an die genannte Pseudozufallssequenz,
ii) zweite digitale Einrichtungen 60(Q), fähig eine Verzögerungsfunktion zu erfüllen.

Die in diesem Dokument beschriebene Schaltung enthält auch noch eine Multiplizierschaltung 70, umfassend:

– zwei erste Eingänge, von denen einer verbunden ist mit dem Ausgang der ersten digitalen Filtereinrichtungen 50(I) und ein erstes gefiltertes Signal I_k empfängt, und der andere mit dem Ausgang der ersten Einrichtungen 60(I) verbunden ist, die fähig sind, die Verzögerungsfunktion zu erfüllen und ein erstes gefiltert-verzögertes Signal I_k-1 empfangen,
– zwei zweite Eingänge, von denen einer verbunden ist mit dem Ausgang der zweiten digitalen Filtereinrichtungen 50(Q) und ein zweites gefiltertes Signal Q_k empfängt, und der andere mit dem Ausgang der zweiten Einrichtungen 60(Q) verbunden ist, die fähig sind, die Verzögerungsfunktion zu erfüllen und ein zweites gefiltert-verzögertes Signal Q_k-1 empfangen,
– Einrichtungen zur Berechnung der beiden Direktprodukte aus gefilterten Signalen und gefiltert-verzögerten Signalen des ersten und des zweiten Kanals, nämlich I_kI_k-1 und Q_kQ_k-1, und den beiden Kreuzprodukten aus gefilterten Signalen des einen Kanals und gefiltert-verzögerten Produkten des anderen Kanals, nämlich Q_kI_k-1 und I_kQ_k-1,
– Einrichtungen zur Berechnung der Summe der Direktprodukte, also I_kI_k-1+ Q_kQ_k-1, und der Differenz der Kreuzprodukte, also Q_kI_k-1 – I_kQ_k-1.

Die in diesem Dokument beschriebene Schaltung umfasst noch eine Integrations- und Taktregenerationsschaltung 80, welche die Summe der Direktprodukte und die Differenz der Kreuzprodukte erhält. Diese Schaltung umfasst auch noch eine digitale Programmiereinrichtung 90, die Informationen bzw. Daten zur Programmierung insbesondere der ersten und zweiten Filtereinrichtungen 50(I), 50(Q) enthält.
Die beiden Kanäle umfassen außerdem eine erste und eine zweite Formungs- und Summierschaltung 95(I), 95(Q), angeordnet vor jeweils den ersten und z weiten Filtereinrichtungen 50(I), 50(Q).
Nach diesen Betrachtungen bezüglich der Verarbeitung in einem Empfänger wird nun das Grundschaltbild eines erfindungsgemäßen Empfängers beschrieben. So wie dargestellt in der beigefügten 4, umfasst dieser Empfänger eine Kaskade von Schaltungen, im vorliegenden Fall vier, nämlich C1, C2, C3 und C4 (wobei die Zahl 4 natürlich nicht einschränkend ist), und eine Supervisor-Schaltung S. Die erste Schaltung C1 erhält die Daten im Basisband, das heißt den phasengleichen Teil I und den um 90° phasenverschobenen Teil Q. Die erste Schaltung C1 liefert Daten S(I1) und S(Q1) im Basisband, die der Spitze mit der größten Amplitude entsprechen, und die ursprünglichen Daten Dout(I₁) und Dout(Q₁), verzögert um die zur Bildung von S(I1) und S(Q1) nötige Zeit. Die nächste Schaltung C2 erhält diese beiden Typen von Signalen, subtrahiert von Dout(I₁) den Teil S(I1) und von Dout(Q₁) den Teil S(Q1) und führt mit den resultierenden Signalen dieselbe Behandlung wir die Schaltung C1 durch. Die Schaltung C2 liefert dann im Basisband Daten S(I2) und S(Q2), die in die Schaltung C3 eingespeist werden, und so weiter.
Das Eingangssignal mit seiner Vielzahl von Komponenten, der Vielzahl der Wege der radioelektrischen Welle zwischen dem Sender und dem Empfänger entsprechend, verliert derart progressiv Komponenten, die ihm in jeder Stufe entnommen werden.
Der Supervisor S erhält von jeder Schaltung C1, C2, C3, C4 die entsprechenden Informationen Info1, Info2, Info3, Info4 und synchronisiert die Operationen des Ganzen.
Die 5 zeigt eine jeder der Schaltungen C1, C2, C3 und C4 entsprechende spezielle Realisierungsart. Diese Schaltung, mit C bezeichnet, umfasst bekannte und weiter oben schon erwähnte Einrichtungen – die aus diesem Grund dieselben Bezugszeichen tragen – nämlich zwei Addierer 95(I), 95(Q), zwei an die Pseudozufallssequenz des Benutzers angepasste Filter 50(I), 50(Q), zwei Einrichtungen 60(I), 60(Q) zur Verzögerung um eine Symbolperiode Ts, einen Demodulator 70, in den die gefilterten Signale I_k und Q_k und die gefiltert-verzögerten Signale I_k-1 und Q_k-1 eingespeist werden und der die weiter oben definierten Dot- und Cross-Signale liefert.
Diese Schaltung umfasst noch einen Block 80, der aufgrund der Dot- und Cross-Signale einen Symboltakt Hs und die Information bezüglich des Werts des Symbols liefert. Diese Schaltung umfasst außerdem:

– ein erstes Register 320(I), verbunden mit dem Ausgang der ersten angepassten Filtereinrichtungen 50(I) des ersten Kanals I und gesteuert durch das Symboltakt-Signal Hs, geliefert durch eine Taktregenerationsschaltung 80, wobei dieses erste Register einen Ausgang besitzt,
– ein zweites Register 320(Q), verbunden mit dem Ausgang der ersten angepassten Filtereinrichtungen 50(Q) des zweiten Kanals Q und gesteuert durch das Symboltakt-Signal Hs, geliefert durch eine Taktregenerationsschaltung 80, wobei dieses erste Register einen Ausgang besitzt,
– einen ersten Vorzeichendetektor 322(I); verbunden mit dem Ausgang des ersten Registers 320(I), der eine für den ersten Kanal typische Größe D(I) liefert,
– einen zweiten Vorzeichendetektor 322(Q), verbunden mit dem Ausgang des ersten Registers 320(Q), der eine für den zweiten Kanal typische Größe D(Q) liefert,
– eine erste Schaltung 324(I) zur Bestimmung des Absolutwerts A(I) des durch den Ausgang des ersten Registers 320(I) gelieferten Signals,
– eine zweite Schaltung 324(Q) zur Bestimmung des Absolutwerts A(Q) des durch den Ausgang des ersten Registers 320(Q) gelieferten Signals,
– eine Schaltung 200, eine durch die Signale D(I) und D(Q) gesteuerte Spreizungsschaltung 206 und eine Verstärkungsschaltung 210 mit variabler Verstärkung umfassend, welche die Steuerungssignale A(I) und A(Q) erhält und S(I) und S(Q) liefert,
– eine Verzögerungseinrichtung 350, die ein Speicher des Typs FIFO ("First-In-First-Out") sein kann, der die Eingangssignale I und Q solange speichert, bis die genannten Signale S(I), S(Q) gebildet worden sind.

Die Schaltung C schließlich erste Signale Dout(I), Dout(Q), welche das verzögerte Eingangssignal bilden, und zweite Signale S(I), S(Q), welche die von den ersten Signalen abzuziehenden Teile bilden. Diese Subtraktion erfolgt automatisch in den Eingangsaddierern der nachfolgenden Schaltung, wenn die Polarität der Signale S(I), S(Q) entsprechend ist.
Die 6 bis 8 zeigen die mit einem Dreistufen-Empfänger erhaltenen Resultate.
Die 6 zeigt den Verlauf des Dot-Signals in der ersten Stufe (das heißt am Ausgang der Schaltung 70). Man sieht, dass in jeder Symbolperiode eine Spitze mit einer großen Amplitude existiert (positiv oder negativ, je nach Wert der binären Größe), gefolgt von Spitzen mit kleineren Amplituden.
Die 7 zeigt das der zweiten Stufe entnommene Dot-Signal. Man sieht, dass die erste Spitze verschwunden ist und nur noch die zweite Spitze – mit Rauschen – existiert.
Die 8 zeigt das Dot-Signal der dritten Stufe: die Korrelationsspitzen sind verschwunden und nur das Rauschen ist übriggeblieben. Folglich handelt es sich in diesem Fall um einen Kanal mit zwei Wegen.

Claims

Verfahren zur Verarbeitung eines Signals entsprechend einer Direktsequenz-Spreizspektrum-Informationsübertragung durch einen Multiplexkanal, dadurch gekennzeichnet, dass es die folgenden Operationen umfasst a) man führt einer Korrelation zwischen dem zu verarbeitenden Signal und der benutzten Direktsequenz durch, was mehrere Korrelations-Peaks mit unterschiedlichen Amplituden liefert, b) man bestimmt den Korrelations-Peak mit der größten Amplitude und rekonstruiert die entsprechende Information, c) man spreizt das Spektrum der dem Peak mit der größten Amplitude entsprechenden Information wieder, wobei man dieselbe Direktsequenz benutzt, d) man zieht von dem zu verarbeitenden Signal den der genannten wieder gespreizten Information entsprechenden Teil ab und erhält ein neues Signal, e) man wiederholt die Operationen a, b, c und d für dieses neue Signal usw., bis die Peaks verbraucht sind, f) aufgrund der verschiedenen sukzessive für die verschiedenen Peaks erhaltenen Informationen rekonstruiert man die übertragene Information.
Direktsequenz-Spreizspektrum-Differentialempfänger zur Anwendung des Verfahrens nach Anspruch 1, wobei dieser Empfänger wenigstens zwei Kaskadenschaltungen (C1, C2, C3, C4) enthält von denen jede umfasst: – einen Summierer, fähig zwei Signale zu empfangen, – Einrichtungen (50(I), 50(Q), 60(I), 60(Q), (70)) zur Durchführung einer Korrelation zwischen einer Pseudozufallssequenz und den empfangenen Signalen, wobei diese Einrichtungen mehrere Korrelations-Peaks liefern, – Einrichtungen zur Bestimmung des Peaks mit der größten Amplitude und zur Rekonstruktion der entsprechenden Information (Info), – Einrichtungen (206, 210), um die erhaltene, dem Peak mit der größten Amplitude entsprechende Information (D(I), D(Q)) wieder zu spreizen und ein Ausgangssignal (S(I), S(Q)) zu erhalten, – Einrichtungen (350), um das Eingangssignal (Dout(I), Dout(Q) um eine Dauer gleich der Dauer der Bildung des genannten Ausgangsignals (S(I), S(Q)) zu verzögern, wobei das genannte Ausgangsignal (S(I), S(Q)) und das genannte verzögerte Signal (Dout(I), Dout(Q) von einer der Schaltungen die Eingangssignale der nachfolgenden Schaltung bilden.
Empfänger nach Anspruch 2, wobei jede Schaltung umfasst: a) einen ersten Verarbeitungskanal eines ersten Teils (I) des phasengleich mit dem empfangenen Träger empfangenen Signals, wobei dieser erste Kanal umfasst i) einen ersten Summierer (95(I)), ii) erste angepasste, einer speziellen Pseudozufalls-Sequenz entsprechende Filtereinrichtungen (50(I)), wobei diese ersten Einrichtungen ein erstes gefiltertes Signal (I_k) liefern, iii) erste ein gefiltert-verzögertes Signal (I_k-1) liefernde Verzögerungseinrichtungen (60(I)), b) einen zweiten Verarbeitungskanal eines zweiten Teils (Q) des zu dem empfangenen Träger um 90° phasenverschobenen Signals, wobei dieser zweite Kanal umfasst i) einen zweiten Summierer (95(Q)), ii) zweite angepasste, der genannten speziellen Pseudozufalls-Sequenz entsprechende Filtereinrichtungen (50(Q)), wobei diese zweiten Einrichtungen ein zweites gefiltertes Signal (Q_k) liefern, iii) zweite ein gefiltert-verzögertes Signal (Q_k-1) liefernde Verzögerungseinrichtungen (60(Q)), c) eine Demodulationsschaltung (70), welche die ersten gefilterten und gefiltertverzögerten Signale (I_k, I_k-1) und die zweiten gefilterten und gefiltert-verzögerten Signale (Q_k, Q_k-1) empfängt, wobei diese Schaltung (70) Einrichtungen umfasst, um ein Signal "Dot" gleich (I_kK_k-1 + Q_kQ_k-1) und ein Signal "Cross" gleich (Q_kI_k-1 + I_kQ_k-1) zu berechnen.
Empfänger nach Anspruch 3, bei dem die Einrichtungen zum Liefern der Signale S(I) und S(Q), die dem Peak mit der größten Amplitude entsprechen, umfassen: – ein erstes Register (320(I)), verbunden mit dem Ausgang der ersten angepassten Filtereinrichtungen (50(I)) des ersten Kanals und gesteuert durch das Symbol-Takt-Signal (Hs), geliefert durch eine Taktregenerationsschaltung (80), wobei dieses erste Register einen Ausgang besitzt, – ein zweites Register (320(Q)), verbunden mit dem Ausgang der zweiten angepassten Filtereinrichtungen (50(Q)) des zweiten Kanals und gesteuert durch das Symbol-Takt-Signal (H)s, geliefert durch eine Taktregenerationsschaltung (80), wobei dieses zweite Register einen Ausgang besitzt, – einen ersten Vorzeichendetektor (322(I)), verbunden mit dem Ausgang des ersten Registers (320(I)), der eine für den ersten Kanal typische erste Größe (D(I)) liefert, – einen zweiten Vorzeichendetektor (322(Q)), verbunden mit dem Ausgang des zweiten Registers (320(Q)), der eine für den zweiten Kanal typische zweite Größe (D(Q)) liefert, – eine erste Schaltung (324(I)) zur Bestimmung des Absolutwerts (A(I)) des durch den Ausgang des ersten Registers (320(I)) gelieferten Signals, – eine zweite Schaltung (324(Q)) zur Bestimmung des Absolutwerts (A(Q)) des durch den Ausgang des ersten Registers (320(Q)) gelieferten Signals, – Pseudozufallsequenz-Spreizspektrumeinrichtungen (206), wobei diese Einrichtungen mit den Ausgängen des ersten (322(I)) und zweiten (322(Q)) Vorzeichendetektors verbunden sind, – eine Verstärkungs- und Inversionsschaltung (210) der durch die Spreizspektrumeinrichtungen (206) gelieferten Signale, wobei diese Verstärkungs- und Inversionsschaltung (210) zwei Verstärkungssteuerungseingänge besitzt, jeweils verbunden mit den beiden Ausgängen der ersten und zweiten Absolutwertbestimmungseinrchtungen (324(I)) (324(Q)), und diese Verstärkungs- und Inversionsschaltung (210) zwei Signale (S(I)), S(Q)) liefert.