DE69820970T2 - Spannungsregler - Google Patents

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Description

  • Diese Erfindung bezieht sich allgemein auf einen Spannungsregler und insbesondere auf einen Parallel-Spannungsregler, der einen Bezugsspannungserzeuger verwendet, der eine Schwebe-Ausgangsspannung bezüglich der Spannung der Spannungsquelle erzeugt.
  • Unter Bezugnahme auf 1 wird ein Parallel-Spannungsregler 10 nach dem Stand der Technik gezeigt. In 1 erzeugt eine Spannungsquelle V1 eine Spannung von zum Beispiel 15 Volt, die auf Grund von Temperatur- oder Laständerungen Schwankungen aufweisen könnte. Um eine konstante Spannung zu erzeugen, wird der Parallel-Spannungsregler 10 benötigt. In diesem Beispiel wird zusätzlich zur Regulierung der Spannung (dem Erzeugen einer konstanten Spannung) die Ausgangsspannung VOUT1 auf 5 Volt gesenkt, um eine CMOS Schaltung mit konstant 5 Volt zu versorgen.
  • Der Parallel-Spannungsregler 10 enthält einen Bezugsspannungserzeuger 14, einen Operationsverstärker 16, einen Metall-Oxyd-Silizium Feldeffekttransistor (MOSFET) T1 und 2 Widerständen R2 und R3. Der negative Anschluss des Bezugsspannungserzeugers 14 ist geerdet und der positive Anschluss ist mit dem invertierenden Eingang (–) des Operationsverstärkers 16 verbunden. Der Ausgang des Operationsverstärkers 16 ist mit dem Gate des Transistors T1 verbunden. Der Source-Anschluss des Transistors T1 ist geerdet und der Drain-Anschluss des Transistors T1 ist mit dem Ausgang eines Ausgangsknotens 12 verbunden. Der nichtinvertierende Eingang des Operationsverstärkers 16 ist mit dem Knoten 12 über den Widerstand R2 verbunden und außerdem über den Widerstand R3 geerdet. Des Weiteren ist die Spannungsquelle V1 über den Widerstand R1 mit dem Ausgangsknoten 12 verbunden.
  • Die Ausgangsspannung VOUT1 am Knoten 12 in 1 berechnet sich wie folgt: Vout1 = (R2 + R3)I1 = [(R2 + R3)V3/R3] = (1 + R2/R3)V3.
  • Ferner wird die Spannung des nichtinvertierenden Eingangs der Spannung des invertierenden Eingangs gleichgesetzt, die gleich der Ausgangsspannung des Bezugsspan nungserzeugers 14 ist, da der Operationsverstärker 16 im linearen Bereich benutzt wird. Der Bezugsspannungserzeuger 14 erzeugt eine Bezugsspannung VR von 1 Volt.
  • Daher sind beide Spannungen des invertierenden und des nichtinvertierenden Eingangs des Operationsverstärkers 16 gleich 1 Volt. Da V3 = VR, gilt VOUT1 = (1 + R2/R3)V3 = (1 + R2/R3)VR.
  • Die obige Beziehung zeigt, dass der Parallel-Spannungsregler 10 die Ausgangsspannung VOUT1 unabhängig von der Eingangspannung V1 und proportional zu der Bezugsspannung VR des Bezugsspannungserzeugers 14 hält. Der Parallel-Spannungsregler 10 regelt die Ausgangsspannung VOUT1 und gleicht jede Änderung der Spannung der Spannungsquelle aus.
  • Falls sich zum Beispiel die Spannungsquelle V1 von 15 Volt auf 16 Volt ändert, neigt die Ausgangsspannung VOUT1 dazu, sich zu erhöhen. Sobald sich die Ausgangsspannung VOUT1 für einen Moment ändert, steigt die Spannung am nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers 16. Der Unterschied zwischen den beiden Eingängen des Operationsverstärkers 16 erhöht die Gate-Spannung des Transistors T1, der im Gegenzug den Strom aus T1 und R1 erhöht. Der Anstieg des Stroms von T1 und Widerstand R1 wird die Spannung am Knoten 12 senken. Dies dauert an, bis die Spannung V1 und daher die Ausgangsspannung VOUT1 wieder auf die ursprünglichen Werte zurückkommen.
  • Durch die Auswahl passender R2 und R3 kann eine gewünschte Ausgangsspannung VOUT1 gewählt werden. Zum Beispiel sind in 1 R2 und R3 so gewählt, dass die Ausgangsspannung am Knoten 12 auf 5 Volt gesetzt ist. Da die Bezugsspannung Vr des Bezugsspannungserzeugers 14 temperaturunempfindlich ist, ist auch die Ausgangsspannung VOUT1 temperaturunempfindlich.
  • Typischerweise verwenden Parallel-Spannungsregler Bezugsspannungserzeuger, um eine konstante Spannung am invertierenden und am nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers zu erzeugen, um damit eine festgelegte Spannung am Ausgangsknoten zu erzeugen. Jedoch ist es aufgrund der Beliebtheit des CMOS Prozesses und insbesondere des P-Substrat CMOS Prozesses wünschenswert, einen Bezugsspannungserzeuger zu entwerfen, indem man Bipolar-Transistoren, die in P-Substrat CMOS Technologie hergestellt sind, verwendet. Die Herstellung von Bipolar-Transistoren in P-Substrat CMOS Technologie ist ein bekanntes Verfahren in der Industrie. Dennoch erzeugt der Entwurf eines Bezugsspannungserzeugers in P-Substrat CMOS Technologie eine temperaturunabhängige Bezugsspannung bezüglich der Spannungsquelle.
  • Eine vorübergehende Änderung der Spannung der Spannungsquelle bewirkt, dass der Ausgang des Bezugsspannungserzeugers variiert (schwebend ist). Ein typischer Spannungserzeuger ist so entworfen, dass er eine Bezugsspannung bezüglich des Grundpotenzials des integrierten Schaltkreises erzeugt. Daher ist die Spannung im Wesentlichen festgelegt, obgleich sich die Spannung der Spannungsquelle oder die Temperatur ändert.
  • Der Grund dafür, dass eine Bezugsspannung, die durch P-Substrat CMOS Technologie erzeugt wird, eine Schwebespannung ist, liegt darin, dass Bipolar-Transistoren, die in P-Substrat CMOS Technologie gefertigt sind, PNP-Transistoren sind. Um eine Bezugsspannung bezüglich des Grundpotenzials zu erzeugen, werden NPN-Transistoren benötigt, die einfach in N-Substrat CMOS Technologie gefertigt werden können.
  • Bezugnehmend auf 2 wird ein Bipolar-Transistor 20 gezeigt, der in P-Substrat CMOS Technologie gefertigt ist. In P-Substrat CMOS Technologie ist das Substrat, das ein P-Substrat ist, typischerweise mit dem Grundpotenzial oder mit der negativsten Spannung, die in der Schaltung verwendet wird, verbunden. Daher muss man, um in P-Substrat CMOS Technologie einen Bipolar-Transistor zu bauen, den Bipolar-Transistor in einer Wanne ausführen. Da das Substrat ein P-Substrat ist, muss die Wanne eine n-Wanne sein. Dies wiederum bedingt, dass der Bipolar-Transistor ein PNP-Transistor ist. In dieser Konfiguration wird die n-Wanne als Basis B, einer der p+ Bereiche als Kollektor C und der andere p+ Bereich als Emitter E des Bipolar-Transistors 20 benutzt.
  • In 2 ist die Schicht 22 ein Isolator und die Schicht 24 ist aus einem Material wie zum Beispiel Aluminium gefertigt, das als Gate G des P-Substrat CMOS Transistors genutzt werden soll. Da der Transistor 20 als Bipolar-Transistor genutzt wird, wird an das Gate G eine Spannung von über 5 Volt angelegt, die nicht die Funktion des Bipolar-Transistors 20 beeinflusst.
  • Bezugnehmend auf 3 wird ein Blockdiagramm des Bezugsspannungserzeugers 30 gebaut aus NPN-Transistoren gezeigt, der eine konstante 1 Volt Bezugsspannung erzeugt. Die 1 Volt Bezugsspannung wird bezüglich des Grundpotenzials erzeugt und da die Spannung des Grundpotenzials zu Null bestimmt ist, ist die Ausgangsspannung VR1 des Bezugsspannungserzeugers 30 eine konstante 1 Volt Spannung.
  • Bezugnehmend auf 4 wird ein Blockdiagramm eines Bezugsspannungserzeugers 40, der mit PNP-Transistoren gebaut ist und 1 Volt erzeugt. Der Bezugsspannungserzeuger 40 erzeugt eine konstante 1 Volt Bezugsspannung bezüglich der Spannungsquelle V2, und da die Spannung der Spannungsquelle V2 typischerweise 5 Volt ist, ist der Ausgang des Bezugsspannungserzeugers 40 gleich 5 – 1 = 4 Volt. Der Ausgang des Bezugsspannungserzeugers 40 ist schwebend, da jede vorübergehende Änderung in der Spannungsquelle eine Änderung der Ausgangsspannung VR2 verursacht. Falls sich zum Beispiel die Spannung der Spannungsquelle auf 5,2 Volt ändert, dann ergibt sich am Ausgang VR2 5,2 – 1 = 4,2 Volt. Daher soll in dieser Spezifikation der Term „schwebend" Folgendes bedeuten: „Eine Spannung, die eine konstante Spannung unterhalb der Spannung der Spannungsquelle ist, und die deshalb den vorübergehenden Änderungen der Spannungsquelle folgt." Weiterhin soll „Schwebe-Bezugsspannungserzeuger" in dieser Spezifikation einen Bezugsspannungserzeuger bedeuten, der eine Schwebe-Ausgangsspannung erzeugt, so dass der Unterschied zwischen der Spannung der Spannungsquelle und der schwebenden Ausgangsspannung eine konstante Spannung ist, die unabhängig von Temperaturschwankungen ist.
  • US-A-4931718 offenbart einen Parallel-Spannungsregler, der Folgendes umfasst:
    eine Spannungsvergleichseinrichtung mit einem ersten und einem zweiten Eingang sowie einem Ausgang;
    einen Bezugsspannungserzeuger, der eine Schwebe-Ausgangsspannung bezüglich der Spannung die geregelt werden soll erzeugt;
    wobei die Schwebe-Ausgangsspannung des Bezugsspannungserzeugers eine konstante Spannung unterhalb der zu regelnden Spannung ist;
    wobei die Schwebe-Ausgangsspannung des Bezugsspannungserzeugers mit dem ersten Eingang der Spannungsvergleichseinrichtung gekoppelt sein soll; eine Stromableiteinrichtung;
    wobei der Ausgang der Spannungsvergleichseinrichtung mit der Stromableiteinrichtung elektrisch verbunden ist, um die Stromableiteinrichtung zu steuern;
    wobei die Stromableiteinrichtung elektrisch mit der zu regelnden Spannung verbunden ist;
    eine Spannungsbestimmungseinrichtung;
    wobei die Spannungsbestimmungseinrichtung elektrisch mit dem zweiten Eingang der Vergleichseinrichtung gekoppelt ist;
    wobei die Spannung, die geregelt werden soll, als eine Spannungsquelle elektrisch mit dem Bezugsspannungserzeuger, der Spannungsbestimmungseinrichtung und der Vergleichseinrichtung verbunden ist; und
    die Vergleichseinrichtung so aufgebaut und eingerichtet ist, dass sie die Stromableiteinrichtung so steuert, dass sie die zu regelnde Spannung regelt;
    Gemäß dieser Erfindung ist ein Parallel-Spannungsregler, der eine Spannung liefert, die eine konstante Spannung unabhängig von der Temperatur und unterhalb der Spannung der Spannungsquelle ist, dadurch gekennzeichnet, dass der Regler des Weiteren umfasst:
    eine erste und zweite Pegelverschiebeeinrichtung, die elektrisch mit der zu regelnden Spannung verbunden sind;
    wobei die Schwebe-Ausgangsspannung des Bezugsspannungserzeugers über die erste Pegelverschiebeeinrichtung elektrisch mit dem ersten Eingang der Spannungsvergleichseinrichtung verbunden ist; und
    die Spannungsbestimmungseinrichtung über die zweite Pegelverschiebungseinrichtung elektrisch mit dem zweiten Eingang der Vergleichseinrichtung verbunden ist.
  • Besondere Ausführungsformen in Übereinstimmung mit dieser Erfindung werden nun mit Bezug auf die anliegenden Zeichnungen beschrieben; wobei
  • 1 einen Parallel-Spannungsregler nach dem Stand der Technik zeigt;
  • 2 einen Bipolar-Transistor zeigt, der in P-Substrat CMOS Technologie hergestellt ist;
  • 3 ein Blockdiagramm einer Bezugsspannung gebaut aus NPN-Transistoren zeigt, das eine Spannung bezüglich des Grundpotenzials erzeugt;
  • 4 ein Blockdiagramm einer Bezugsspannung gebaut aus PNP-Transistoren zeigt, das eine Schwebespannung bezüglich der Spannungsquelle erzeugt;
  • 5 ein Schaltkreisdiagramm einer ersten Vorgehensweise ohne Übereinstimmung mit dieser Erfindung zum Entwurf eines Parallel-Spannungsreglers zeigt, der auf einem Schwebe-Bezugsspannungserzeuger beruht;
  • 6 ein Schaltkreisdiagramm einer bevorzugten Ausführungsform des Parallel-Spannungsreglers dieser Erfindung zeigt, der auf einem Schwebe-Bezugsspannungserzeuger beruht.
  • Dieses Ausführungsbeispiel ist dazu entworfen, eine Spannung VDD von zum Beispiel 5 Volt einer Spannungsquelle VP zu erzeugen und zu regeln, wobei die Spannungsquelle eine Spannung von zum Beispiel 15 Volt erzeugt. Die Spannung VDD am Knoten 52 wird als eine 5 Volt Spannungsquelle für die ganze Schaltung des integrierten Schaltkreises (Mikrochip) verwendet. Da die Spannung VDD als eine Spannungsquelle für den ganzen Mikrochip verwendet wird, ist sie auch mit dem Versorgungseingang des Bezugsspannungserzeugers verbunden. Falls der Parallel-Spannungsregler 50 nicht vorhanden wäre, würde jede Schwankung der Spannung der Spannungsquelle VP eine Schwankung der Spannung VDD verursachen und folglich würde die Leistung, mit der der ganze Mikrochip einschließlich des Bezugsspannungserzeugers versorgt wird, ebenso schwanken. Deshalb muss der Parallel-Spannungsregler 50 die Spannung VDD, die auch die Versorgungsspannung seines Bezugsspannungserzeugers ist, regeln.
  • Weil VDD die Spannung ist, die der Parallel-Spannungsregler regelt, wird diese nachfolgend als „Ausgangsspannung VDD" bezeichnet. Da Knoten 52 der Knoten ist, der die Ausgangsspannung VDD liefert, wird dieser als „Ausgangsknoten" bezeichnet.
  • Der Parallel-Spannungsregler 50 enthält einen Operationsverstärker 54, einen MOSFET T2, zwei Widerstände R4 und R5 und einen Schwebe-Bezugsspannungserzeuger 56. Der nichtinvertierende Eingang des Operationsverstärkers 54 ist mit dem Ausgangsknoten 52 über den Widerstand R4 sowie mit dem Grundpotenzial über den Widerstand R5 verbunden. Der Ausgang des Operationsverstärkers 54 ist mit dem Gate des Transistors T2 verbunden. Der Drain-Kontakt des Transistors T2 ist mit dem Ausgangsknoten 52 verbunden und dessen Source ist geerdet. Die Schwebe-Ausgangsspannung VFR des Bezugsspannungserzeugers 56 ist mit dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers 54 verbunden. Ferner ist zur Spannungsversorgung der Ausgangsknoten 52 mit dem Versorgungseingang PIN1 des Bezugsspannungserzeugers 56 und mit dem Versorgungseingang PIN2 des Operationsverstärkers 54 verbunden.
  • Typischerweise ist die Spannungsversorgung des Bezugsspannungserzeugers unabhängig von der zu regulierenden Spannung (VDD). In dieser Erfindung ist es auf Grund der Natur des Schwebe-Bezugsspannungserzeugers 56 trotzdem notwendig, die Ausgangsspannung VDD des Parallel-Spannungsreglers 50 als Spannungsversorgung des Bezugsspannungserzeugers 56 aus dem folgenden Grund zu nutzen.
  • Die Spannung des Knotens 58 ist entscheidend bei der Bestimmung des Werts der Ausgangsspannung VDD. Eine konstante Spannung, die an den Knoten 58 angelegt ist, wird den Betrag des konstanten Stroms I2 bestimmen, der über die Widerstände R4 und R5 fließen wird. Der konstante Strom I2 wird einen konstanten Spannungsabfall über den Widerstände R4 und R5 verursachen, und da der Knoten 60 direkt mit dem Ausgangsknoten 52 verbunden ist, bestimmt dieser Spannungsabfall über den Widerständen R4 und R5 die Ausgangsspannung VDD am Knoten 52.
  • Typischerweise wird eine konstante Bezugsspannung verwendet, um eine konstante Spannung an den Knoten 58 anzulegen. Da der Bezugsspannungserzeuger 56 in P-Substrat CMOS Technologie gefertigt ist, erzeugt er jedoch eine konstante Schwebe-Bezugsspannung zwischen seinem Versorgungseingang PIN1 und der Schwebespannung VFR. Der Operationsverstärker 54 arbeitet im linearen Bereich und daher hat sein nichtinvertierender Eingang die gleiche Spannung wie sein invertierender Eingang. Als Ergebnis hat der nichtinvertierende Eingang eine Spannung identisch zu VFR. Da VFR eine Schwebespannung ist, ist die Spannung am Knoten 58 eine nicht festgelegte Spannung, wodurch eine Schwankung des Spannungsabfalls über dem Widerstand verursacht wird. Die Lösung, um eine konstante Spannung über dem Widerstand R4 zu liefern, besteht darin, den Knoten 60 mit dem Versorgungseingang PIN1 des Bezugsspannungserzeugers 56 zu verbinden. Da zu dem Zweck der Regulierung der Ausgangsspannung VDD der Knoten 52 mit dem Knoten 60 verbunden werden muss, liegt die Lösung darin, die Ausgangsspannung VDD als Spannungsversorgung mit dem Versorgungseingang PIN1 des Bezugsspannungserzeugers 56 zu verbinden.
  • Der Schwebe-Bezugsspannungserzeuger 56 erzeugt eine konstante Spannung VREF zwischen der Spannung seines Versorgungseingangs PIN1 und seiner Schwebe-Ausgangsspannung VFR: VREF = VDD – VFR.
  • VREF ist eine konstante Spannung unabhängig von Temperaturänderungen und von Schwankungen der Versorgungsspannung und der Schwebe-Bezugsspannung. In dieser Schaltung wird die konstante Spannung VREF über den Widerstand R4 übertragen. Weil der invertierende und der nichtinvertierende Eingang des Operationsverstärkers 54 gleiche Spannungen aufweisen, ist die Spannung des Knotens 58 gleich VFR, und da der Knoten 60 mit dem Knoten 52 verbunden ist, ist die Spannung am Knoten 60 gleich der Ausgangsspannung VDD. Als Ergebnis ist die Spannung VR4 über dem Widerstand R4 die Differenz zwischen der Ausgangsspannung VDD und der Schwebe-Bezugsspannung VFR: VR4 = VDD – VFR = VREF
  • Folglich ist die Spannung VR4 über dem Widerstand R4 ein konstante Spannung.
  • Die konstante Spannung VREF über dem Widerstand R4 erzeugt einen konstanten Strom I2, der einen konstanten Spannungsabfall über den beiden Widerständen R4 und R5 verursacht, wobei der Spannungsabfall die Ausgangsspannung VDD bestimmt. Falls die Spannung der Spannungsversorgung VP schwankt, fließt jeder beliebige Überschussstrom, der durch die Schwankung der Spannung der Spannungsquelle VP erzeugt wird, durch den Transistor T2. Die Funktion des Transistors T2 wird genauer bei der Beschreibung der 6 erläutert.
  • Jedoch ist die Schaltung 50 der 5 keine exakte Lösung. Typischerweise ist die Ausgangsspannung VFR des Schwebe-Bezugsspannungserzeugers 54 etwa 4 Volt, und auf Grund der Beschränkung des Gleichtaktbereichs des Eingangs des Operationsverstärkers, kann eine 4 Volt Spannung nicht mit einem der Eingänge des Operationsverstärkers 54 verbunden werden.
  • Bezugnehmend auf 6 wird eine Schaltung 60 gezeigt, die eine verbesserte Version der Schaltung 50 der 5 ist, und eine Schaltung in Übereinstimmung mit dieser Erfindung zeigt. In 6 werden alle gleichen Elemente und alle Elemente, die dem gleichen Zweck dienen wie Elemente der Schaltung 50 der 5, mit den gleichen Bezugsnummern bezeichnet.
  • In 6 ist die Ausgangsspannung VFR des Bezugsspannungserzeugers 56 mit dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers 54 über einen n-Kanal MOSFET (NMOS) T3 verbunden. Der Transistor T3 wird als Pegelverschieber verwendet, um die Spannung VFR zu senken, und um damit die Eingangsvoraussetzungen des Operationsverstärkers 54 zu erfüllen. Die Spannung VFR ist mit dem Gate des Transistors T3 verbunden, Source des Transistors T3 ist mit dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers 54 verbunden und Drain des Transistors T3 ist mit der Ausgangsspannung VDD verbunden.
  • Der Transistor T3 verschiebt seine Gate-Spannung VG3 um seine Gate-Source Spannung VGS3 zu seiner Source-Spannung VS3. Folglich gilt für die Source-Spannung bzw. für die nach unten verschobene Spannung: VS3 = VFR(nach unten verschoben) = VG3 – VGS3
  • Und da VG3 = VFR, gilt: VS3 = V(–) = VFR(nach unten verschoben) = VFR – VGS3
  • Da der Operationsverstärker 54 im linearen Betriebsbereich arbeitet, weisen der invertierende und der nicht invertierende Eingang des Operationsverstärkers 54 auf Grund der negativen Rückkopplung gleiche Spannungen auf. Daher gilt für die Spannung V(+) des nichtinvertierenden Eingangs des Operationsverstärkers 54: V(+) = V(–) = VFR(nach unten verschoben) = VFR – VGS3.
  • In der Schaltung 50 von 5 benötigt der Knoten 58 eine Spannung identisch zu VFR. Aus dem gleichen Grund muss die Spannung von Knoten 62 identisch zu VFR sein. Daher muss die Spannung des nichtinvertierenden Eingangs des Operationsverstärkers 54 nach oben zu seinem Originalwert von VFR verschoben werden, den er vor seiner Verbindung mit dem Knoten 62 hatte. Jedoch muss die Pegelverschiebung hochgenau sein, um den Wert von VFR im Wesentlichen wiederherzustellen.
  • Um eine genaue Pegelverschiebung nach oben zu erreichen, wird ein NMOS-Transistor T4 verwendet. Der Source-Anschluss von Transistor T4 ist mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 54 verbunden, dessen Gate ist mit dem Knoten 62 verbunden und dessen Drain ist mit der Ausgangsspannung VDD verbunden. Für die Spannung am Gate von Transistor T4 gilt: VG4 = VS4 + VGS4.
  • Da die Spannung an Source von Transistor T4 gleich der Spannung am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 54 ist, die gleich dem nach unten verschobenen VFR(nach unten verschoben) ist, gilt: VG4 = VFR(nach unten verschoben) + VGS4.
  • Mit der Ersetzung VFR – VGS3 für VFR(nach unten verschoben), VG4 = VFR – VGS3 + VGS4.
  • Um eine genaue Pegelverschiebung nach oben zu erreichen, müssen VGS3 und VGS4 im Wesentlichen gleich sein, damit sie sich gegenseitig aufheben. Um gleiche VGS3 und VGS4 zu bilden, werden die zwei Transistoren T3 und T4 als NMOS-Typen gewählt, damit sie ähnliche Eigenschaften haben. Außerdem werden sie beim Layout des integrierten Schaltkreises nahe zueinander platziert, damit sie ähnliche CMOS-Prozesse erhalten. Darüber hinaus müssen die Ströme, die durch die Transistoren T3 und T4 fließen, identisch sein. Daher wird ein Stromspiegel 64 verwendet, um identische Ströme für die Transistoren T3 und T4 zu liefern.
  • Der Stromspiegel 64 besteht aus drei MOSFET Transistoren T5, T6 und T7. Die Gates der Transistoren T5, T6 und T7 sind miteinander verbunden und die Source-Anschlüsse der Transistoren T5, T6 und T7 sind geerdet. Der Drain-Anschluss des Transistors T5 ist mit Source von Transistor T4 und Drain von Transistor T6 ist mit Source von Transistor T3 verbunden. Drain von Transistor T7 ist mit dessen Gate sowie mit der Ausgangsspannung VDD über den Widerstand R7 verbunden. Im Stromspiegel 64 sind die Ströme I5 des Drains von Transistor T5 und I6 des Drains von Transistor T6 identisch mit dem Strom I7 des Drains von Transistor T4. Daher sind die beiden Ströme I5 und I6, die durch die zwei Transistoren T4 und T3 fließen, gleich.
  • Durch den identischen Entwurf der beiden Transistoren T3 und T4 und das Gleichmachen ihrer beiden Ströme sind die Gate zu Source Spannungen VGS3 und VGS4 im Wesentlichen die Gleichen. Als Ergebnis ist die nach oben verschobene Spannung VFR' am Gate von Transistor T4 im Wesentlichen gleich zu VFR, die im Gegenzug die Spannung über dem Transistor R4 konstant hält: VDD – VFR' = VDD – VFR = VREF(konstante Spannung)
  • Daher wird die Ausgangsspannung VDD auf eine festgelegte Spannung gesetzt: VDD = (R4 + R5)I2,wobei I2 = (VDD – VFR')/R4 = VREF/R4 folglich gilt: VDD = (R4 + R5)VREF/R4 = (1 + R5/R4)VREF
  • Da VREF in dieser Schaltung typischerweise bei etwa 1 Volt liegt, muss für das Verhältnis zwischen den beiden Widerständen R4 und R5, um den gewünschten Werte für VDD zu erzeugen, gelten: R5/R4 = gewünschter Wert für VDD – 1.
  • Soll zum Beispiel VDD 5 Volt sein, so gilt für das Verhältnis von R5 zu R4: 5 – 1 = 4.
  • Auf diese Weise kann durch Wahl von einem R5, das viermal so groß ist als R4, ein VDD von 5 Volt erzeugt werden: VDD = (1 + 4)VREF = 5, falls VREF = 1 Volt.
  • Weiterhin wird der Transistor T2 groß genug gewählt, um einen beliebigen Überschussstrom, der durch Schwankungen der Spannung der Spannungsversorgung VP oder durch Schwankungen des Laststroms (der Strom, der durch Schaltkreise, die an VDD angeschlossen sind, gezogen wird) entsteht, aufzunehmen.
  • Falls die Spannung der Spannungsquelle VP im Betrieb zum Beispiel von 15 Volt auf 16 Volt ansteigt, steigt die Spannung von VDD auch augenblicklich von zum Beispiel 5 Volt auf 5,2 Volt an. Die Schaltung 60 ist auf eine Weise entworfen, dass die Spannung am Knoten 62 im Wesentlichen gleich VFR ist, wenn VDD im Wesentlichen 5 Volt ist. Sobald VDD ansteigt, verursacht jedoch das Verhältnis von R4/R5, dass die Spannung am Knoten 62 etwas geringer ist als VFR. Der Unterschied zwischen VFR und der Spannung am Knoten 62 wird zu den Eingängen des Operationsverstärkers 54 übertragen, wodurch die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 54 ansteigt und dadurch der Strom durch den Transistor T2 und der Strom durch den Widerstand R6 ansteigt. Ein höherer Strom durch den Widerstand R6 bewirkt ein Absinken der Spannung VDD. Diese Neigung hält an, bis die Spannung VDD auf ihren ursprünglichen Wert (den gewünschten Wert) zurückgekehrt ist, wobei sich dann die Spannung am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 54 der Spannung am nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers 54 angleicht.
  • Gleichermaßen holt der Parallel-Spannungsregler 60 die momentan veränderte Spannung VDD auf ihren ursprünglichen Wert (den gewünschten Wert) zurück, falls die Spannung VP der Spannungsquelle absinkt oder der Laststrom (der Strom, der durch Schalt kreise, die an VDD angeschlossen sind, gezogen wird) sich ändert. Folglich regelt der Parallel-Spannungsregler dieser Erfindung jede Spannungsänderung von VDD, die auf Grund von Veränderungen der Spannung der Spannungsquelle oder des Laststroms entsteht. Daher bleibt die Ausgangsspannung konstant, unabhängig von Schwankungen der Spannung der Spannungsquelle.
  • Da für die Ausgangsspannung VDD
    VDD = (1 + R5/R4) VREF gilt, und da VREF temperaturunabhängig ist, ist die Ausgangsspannung VDD außerdem auch temperaturunabhängig.
  • Zusammenfassend verwendet das offenbarte Ausführungsbeispiel dieser Erfindung einen temperaturunabhängigen Schwebe-Bezugsspannungserzeuger, um eine temperaturunabhängige und geregelte Ausgangsspannung VDD aus einer ungeregelten und temperaturempfindlichen Spannungsquelle zu erzeugen.
  • Es sollte beachtet werden, dass die Schaltung 60 als eine alleinstehende Schaltung, die in Verbindung mit einem Schwebe-Bezugsspannungserzeuger verwendet werden soll, oder als ein integrierter Schaltkreis in Verbindung mit einem Schwebe-Bezugsspannungserzeuger auf einem gemeinsamen Substrat gebaut werden kann.

Claims (5)

  1. Parallel-Spannungsregler zum Bereitstellen einer Spannung, die unabhängig von der Temperatur eine konstante Spannung unter der Spannung einer Spannungsquelle (VP) ist, wobei der Parallel-Spannungsregler umfasst: eine Spannungsvergleichseinrichtung (54) mit einem ersten und einem zweiten Eingang sowie einem Ausgang; einen Bezugsspannungserzeuger (56), der eine Schwebe-Ausgangsspannung (VFR) in Bezug auf eine zu regelnde Spannung (VDD) erzeugt; wobei die Schwebe-Ausgangsspannung (VFR) des Bezugsspannungserzeugers (56) eine konstante Spannung unterhalb der zu regelnden Spannung (VDD) ist; die Schwebe-Ausgangsspannung (VFR) des Bezugsspannungserzeugers (56) elektrisch mit dem ersten Eingang der Spannungsvergleichseinrichtung (56) gekoppelt wird; eine Stromableiteinrichtung (T2); wobei der Ausgang der Spannungsvergleichseinrichtung (54) elektrisch mit der Stromableiteinrichtung (T2) verbunden ist, um die Stromableiteinrichtung (T2) zu steuern; die Stromableiteinrichtung (T2) elektrisch mit der zu regelnden Spannung (VDD) verbunden ist; eine Spannungsbestimmungseinrichtung (R4, R5); wobei die Spannungsbestimmungseinrichtung (R4, R5) elektrisch mit dem zweiten Eingang der Vergleichseinrichtung (54) gekoppelt ist; die zu regelnde Spannung (VDD) elektrisch mit dem Bezugsspannungsgenerator, der Spannungsbestimmungseinrichtung und der Vergleichseinrichtung als eine Spannungsquelle verbunden ist; und die Vergleichseinrichtung (54) so aufgebaut und eingerichtet ist, dass sie die Stromableiteinrichtung (T2) so steuert, dass sie die zu regelnde Spannung (VDD) regelt; dadurch gekennzeichnet, dass der Regler des Weiteren umfasst: eine erste (T3) und eine zweite (T4) Pegelverschiebeeinrichtung, die elektrisch mit der zu regelnden Spannung (VDD) verbunden sind; wobei die Schwebe-Ausgangsspannung (VFR) des Bezugsspannungserzeugers (56) über die erste Pegelverschiebeeinrichtung (T3) elektrisch mit dem ersten Eingang der Spannungsvergleichseinrichtung (54) verbunden ist; und die Spannungsbestimmungseinrichtung (R4, R5) über die zweite Pegelverschiebeeinrichtung (T4) elektrisch mit dem zweiten Eingang der Vergleichseinrichtung (54) verbunden ist.
  2. Parallel-Spannungsregler nach Anspruch 1, wobei die Vergleichseinrichtung (54) ein Operationsverstärker ist, der erste Eingang der Vergleichseinrichtung (54) der nichtinvertierende Eingang des Operationsverstärkers ist und der zweite Eingang der Vergleichseinrichtung (54) der invertierende Eingang des Operationsverstärkers ist.
  3. Parallel-Spannungsregler nach Anspruch 1 oder 2, wobei die erste Pegelverschiebeeinrichtung (T3) eine Spannung nach unten verschiebt und die zweite Pegelverschiebeeinrichtung (T4) eine Spannung nach oben verschiebt.
  4. Parallel-Spannungsregler nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die erste Pegelverschiebeeinrichtung (T3) und die zweite Pegelverschiebeeinrichtung (T4) NMOS-Transistoren sind.
  5. Parallel-Spannungsregler nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Stromableiteinrichtung (T2) ein MOSFET ist.
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