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Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Korrektur von
nichtlinearen Verzerrungen eines Leistungs-Funkverstärkers.
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Die Erfindung ist in Funksendern, insbesondere mobilen
Funkkommunikationsstationen, anwendbar.
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Die digitalen Systeme zur mobilen Funkkommunikation
verwenden immer häufiger Funkmodulationen mit nichtkonstanter
Hüllkurve, um die spektrale Wirksamkeit des Systems zu
erhöhen. Diese Modulationen mit nichtkonstanter Hüllkurve
umfassen insbesondere die Quadraturphasenmodulationen (QPSK,
OQPSK, oder π/4-QPSK) oder auch die Quadraturphasen- und
-amplitudenmodulationen (n-QAM-Modulationen).
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Bei einem gegebenen Datendurchsatz haben diese Modulationen
den Vorteil, eine kleinere Frequenzbandbreite als die
häufig verwendeten Modulationen mit konstanter Hüllkurve, wie
die GMSK-Modulation, zu verlangen. Diesem Vorteil steht
jedoch gegenüber, dass die Modulationen mit nichtkonstanter
Hüllkurve eine sehr lineare Sendekette erfordern, um die
Verbreiterung des Spektrums durch die nichtlinearen
Verzerrungen zu vermeiden. Der kritische Punkt dieser Kette ist
im allgemeinen der Leistungsverstärker des Senders. Im Fall
einer mobilen Funkkommunikationsstation, bei der der
Stromverbrauch minimiert werden muss, ist die Verwendung eines
linearen Verstärkers, der in Klasse A arbeitet, wegen
seines zu geringen Wirkungsgrads im allgemeinen nicht
akzeptabel. Eine geeignete Lösung besteht darin, einen
nichtlinearen Verstärker mit hohem Wirkungsgrad, der mit einer
Linearisierungstechnik kombiniert ist, zu verwenden.
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Die Linearisierungstechnik durch adaptive Vorverzerrung ist
eine zu diesem Zweck verwendbare Technik der
Verstärkerlinearisierung. Diese Technik wird im Artikel "Adaptative
Linearisation Using Predistorsion" von M. Faulkner u.Mitarb.
(Proc. of the 40th IEEE Veh. Tech. Conf. 1990, Seiten 35-
40) und in dem amerikanischen Patent 5 093 637 beschrieben.
Die Technik der Linearisierung durch adaptive Vorverzerrung
besteht darin, dass eine Vorverzerrungstabelle an das
komplexe Basisbandsignal angelegt wird. Diese Tabelle wird
digital berechnet, indem man das Basisbandsignal und ein
demoduliertes Signal vergleicht, das aus dem verstärkten
Funksignal erhalten wurde. Diese Berechnung besteht darin,
dass man die Vorverzerrungstabelle ändert, um eine Tabelle
zu erhalten, die die Verzerrungen der Sendekette
korrigiert. Nach einer Anfangsperiode der Anpassung korrigiert
die Vorverzerrungstabelle die nichtlinearen Verzerrungen
des Verstärkers.
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Die verwendeten Vorverzerrungsalgorithmen beruhen im
allgemeinen auf der Hypothese, dass die durch den
Leistungsverstärker eingeführte Verzerrung nur von dem Modul des
komplexen Basisbandsignals abhängt und nicht von seiner Phase
(nur AM-AM- und AM-PM-Verzerrungen). Folglich wählt man
Vorverzerrungsfunktionen, die nur vom Modul des Signals
abhängen. Dennoch können gewisse Verzerrungen auch durch den
Modulator eingeführt werden, der zur Umsetzung des Signals
um die Trägerfrequenz herum dient, sowie durch den
Demodulator, der das in den Anpassungsperioden benutzte
demodulierte Signal erzeugt. Der Modulator und der Demodulator
können Gleichgewichts- und/oder Quadraturfehler aufweisen,
die, abgesehen von den durch sie eingeführten PM-AM- und
PM-PM-Verzerrungen, die Gefahr mit sich bringen, dass sie
den Anpassungsalgorithmus auf eine ungeeignete
Vorverzerrungstabelle hin konvergieren lassen.
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Ein Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, das Verfahren
der Linearisierung durch adaptive Vorverzerrung zu
verbessern, indem man es weniger empfindlich für die Fehler des
Modulators oder des Demodulators macht.
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Zu diesem Zweck schlägt die Erfindung ein Verfahren zur
Korrektur von nichtlinearen Verzerrungen eines Verstärkers
vor, der ein Funksignal empfängt und ein ein komplexes
digitales Eingangssignal abbildendes verstärktes Funksignal
sendet, bei welchem man eine Vorverzerrungstabelle
speichert, welche jedem Wert des komplexen digitalen
Eingangssignals einen Wert eines vorverzerrten komplexen digitalen
Signals zuordnet, und das vorverzerrte komplexe Signal
moduliert, um das dem Verstärker zugeleitete Funksignal zu
erhalten. In einer Anpassungsperiode demoduliert man einen
Teil des verstärkten Funksignals, um ein demoduliertes
komplexes Signal zu erhalten, das man mit dem komplexen
Eingangssignal vergleicht, dem das in dieser Anpassungsperiode
modulierte, vorverzerrte komplexe Signal zugeordnet ist, um
die Vorverzerrungstabelle zu aktualisieren. Erfindungsgemäß
besitzt das komplexe Eingangssignal oder das vorverzerrte
komplexe Signal in der Anpassungsperiode eine modulo π
konstante Phase.
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Wenn ein komplexes Signal einen realen Teil oder
Inphasekomponente von der Form I = ρcosφ und einen gedachten Teil
oder Quadraturkomponente von der Form Q = ρsinφ besitzt, so
versteht man unter "Phase" des komplexen Signals das
Argument Q der komplexen Zahl I+jQ. Wenn diese Phase bei dem
komplexen digitalen Eingangssignal oder dem in der Anpassungsperiode
vorverzerrten komplexen digitalen Signal
konstant ist (modulo π), ist der Algorithmus der Anpassung der
Vorverzerrungstabelle durch die PM-PM- und
PM-AM-Verzerrungen, die sich aus Fehlern des Modulators oder des
Demodulators ergeben können, wenig gestört. Dadurch erreicht
man eine bessere Leistung des Verfahrens zur Korrektur der
nichtlinearen Verzerrungen dank einer besseren Konvergenz
des Algorithmus.
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Das komplexe Eingangssignal hat in der Anpassungsperiode
ein schmaleres Spektrum als außerhalb der
Anpassungsperiode. Das begrenzt die ungewünschten Sendungen außerhalb des
zugeteilten Durchlassbereichs in den Anpassungsperioden,
während der Anpassungsalgorithmus der Tabellen noch nicht
konvergiert hat.
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Ein anderer Aspekt der Erfindung betrifft einen Funksender,
umfassend: eine digitale Signalquelle, die ein komplexes
digitales Eingangssignal erzeugt; Vorverzerrungsmittel, die
eine Vorverzerrungstabelle umfassen, die jedem Wert des
komplexen digitalen Eingangssignals einen Wert eines
vorverzerrten komplexen digitalen Signals zuordnen;
Modulationsmittel, die aus dem vorverzerrten komplexen Signal ein
Funksignal erzeugen; einen Leistungsverstärker zur
Verstärkung des Funksignals und zum Anlegen dieses Funksignals an
eine Sendeantenne; und Demodulationsmittel, die aus einem
Teil des verstärkten Funksignals ein demoduliertes
komplexes Signal erzeugen, wobei in diesem Funksender die
Vorverzerrungsmittel dafür ausgelegt sind, die
Vorverzerrungstabelle auf der Grundlage eines Vergleichs zwischen dem in
mindestens einer Anpassungsperiode von den
Demodulationsmitteln erzeugten demodulierten komplexen Signal und dem
komplexen Eingangssignal vorzunehmen, dem das von den
Vorverzerrungsmitteln in der Anpassungsperiode erzeugte
vorverzerrte
komplexe Signal zugeordnet ist. Die
Vorverzerrungsmittel sind dafür ausgelegt, in der Anpassungsperiode
ein komplexes Eingangssignal mit einer modulo π konstanten
Phase zu verwenden oder in der Anpassungsperiode ein
vorverzerrtes komplexes Signal mit einer modulo π konstanten
Phase zu erzeugen.
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Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich
aus der nachstehenden Beschreibung eines nicht begrenzenden
Ausführungsbeispiels unter Bezugnahme auf die beiliegende
Zeichnung. In dieser zeigen:
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Fig. 1 ein Blockschaltbild eines an die Durchführung der
Erfindung angepassten Funksenders,
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Fig. 2 ein Blockschaltbild einer digitalen Signalquelle des
Senders von Fig. 1,
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Fig. 3 eine Graphik, die die Wirkung der nichtlinearen
Verzerrungen eines Verstärkers auf das Spektrum eines
Funksignals zeigt,
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Fig. 4 ein Blockschaltbild einer Vorverzerrungseinheit des
Senders von Fig. 1,
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Fig. 5 ein Prinzipschaltbild eines
Funk-Quadraturmodulators,
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Fig. 6 eine Graphik, die die Verbesserung zeigt, die durch
die Verwendung eines Anpassungssignals mit
konstanter Phase an dem Spektrum des linearisierten
Signals erzielt wird,
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Fig. 7 eine Graphik, die das Spektrum des während der
Anpassungsphasen gesendeten Signals zeigt, wenn man
ein Anpsssungssignal mit schmalem Band verwendet,
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Fig. 8 eine Darstellung einer Abwandlung einer
Vorverzerrungseinheit und
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Fig. 9 ein Blockschaltbild von Mitteln zur Aktualisierung
einer Vorverzerrungstabelle.
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Der in Fig. 1 dargestellte Funksender ist beispielsweise
ein Teil einer mobilen digitalen Funkkommunikationsstation.
Die Bezugszahl 10 bezeichnet eine digitale Signalquelle,
die ein komplexes Eingangssignal in Form einer
Inphasekomponente Im und einer Quadraturkomponente Qm mit einer
Abtastfrequenz Fs erzeugt. Eine Vorverzerrungseinheit 12 legt
an das Eingangssignal eine Vorverzerrung an, um ein
vorverzerrtes komplexes digitales Signal mit einer
Inphasekomponente Id und einer Quadraturkomponente Qd zu erzeugen.
Dieses vorverzerrte Signal wird durch einen Digital-Analog-
Wandler 14 ins Analoge umgewandelt und dann einem
Quadraturmodulator 16 geliefert. Auf der Basis des vorverzerrten
Signals und von zwei Wellen in Quadratur cosωt und -sinωt,
die von einem örtlichen Oszillator 18 geliefert werden,
liefert der Modulator 16 ein Funksignal d'. Wenn ρd und φd
die Amplitude bzw. die Phase des vorverzerrten Signals
bezeichnen, so ist das Funksignal d' normalerweise von der
Form ρdcos (ωt+φd), wobei die Frequenz f = ω/2π die
Nennfrequenz des benutzten Kommunikationskanals ist.
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Der Leistungsverstärker 20 verstärkt das Funksignal d' und
liefert das verstärkte Funksignal zu der Antenne 22 des
Senders. Ein Koppler 24 entnimmt einen Teil r' des
verstärkten Funksignals am Ausgang des Verstärkers 20. Dieser
Teil r' wird einem Quadraturdemodulator 26 geliefert, der
mit Hilfe der vom örtlichen Oszillator kommenden Wellen
cosωt und -sinωt ein demoduliertes komplexes Signal r
erzeugt. Die Inphasekomponente Ir und die Quadraturkomponente
Qr des demodulierten Signals werden durch einen Analog-
Digital-Wandler 28 in der Abtastfrequenz Fs auf derselben
Anzahl von Bits wie die Komponenten des Eingangssignals m
(beispielsweise 12 Bits) digitalisiert.
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Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild der digitalen Signalquelle
10. Die Bezugszahl 30 bezeichnet die binäre Datenquelle des
Senders, die Datenbits a&sub0;, a&sub1;, ... liefert, die in den
Formaten des gewählten Funkkommunikationssystems codiert und
geformt sind. Eine logische Einheit 32 codiert die
Datenbits, um codierte Inphasekomponenten Ii und
Quadraturkomponenten Qi in einem Takt zu erzeugen, der die Hälfte
desjenigen der Datenbits gemäß dem benutzten Modulationstyp ist.
Es handelt sich dabei um eine Modulation mit nichtkonst
anter Hüllkurve. Bei dem vorliegenden Beispiel handelt es
sich um eine differentielle Quadraturphasenmodulation mit
Phasensprüngen von ±π/4 oder ±3π/4 (π/4-DQPSK-Modulation).
Die Komponenten Ii und Qi des Tastwerts i des codierten
komplexen Signals sind hierbei von der Form cosφi bzw.
sinφi, wobei der Phasensprung φi+1-φi von den Werten der
beiden aufeinanderfolgenden Datenbits a2i, a2i+1 auf die in der
Tabelle I angegebene Weise abhängt.
TABELLE 1
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Zur Begrenzung der Breite des Spektrums des Signals ist die
Abtastfrequenz Fs größer als der Takt der Datenbits. Wenn
die Datenbits a2i, a2i+1 beispielsweise eine Taktfregenz von
36 kbit/s haben, haben die komplexen Abtastwerte Ii und Qi
eine Taktfrequenz von 18 kbit/s, und man kann sie mit einem
Faktor 8 überabtasten, um eine Abtastfrequenz Fs von 144
kHz zu erhalten. Die Komponenten Ii und Qi werden jeweils
durch einen halben Nyquistfilter in Form gebracht, der an
die Überabtastfrequenz Fs angepasst ist. Dies erzeugt ein
Basisbandfilter mit einem Spektrum, das in einer Bandbreite
von 18 kHz eingeschlossen ist. Man kann nun in dem
Funkkommunikationssystem mehrfache, beispielsweise um 25 kHz
beabstandete Frequenzkanäle vorsehen, die eine intensive
Verwendung des verfügbaren Durchlassbereichs gewährleisten.
Es ist jedoch so vorzugehen, dass die Sendekette keine
Spektralkomponenten außerhalb des Bandes von 18 kHz
erzeugt, um die benachbarten Kanäle nicht zu stören. Zur
Veranschaulichung zeigt Fig. 3 den Verlauf des Spektrums des
Funksignals π/4-DQPSK linear verstärkt (Kurve A) und
verstärkt mit einem nicht linearen Verstärker mit hohem
Wirkungsgrad (Kurve B). Die Verbreiterung des Spektrums
infolge der nichtlinearen Verzerrungen ist nicht akzeptabel.
Aus diesem Grund sieht man eine Vorverzerrungseinheit 12
vor, die die Aufgabe hat, die nichtlinearen Verzerrungen
des Leistungsverstärkers 20 auszugleichen.
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Fig. 4 zeigt ein Ausführungsbeispiel der
Vorverzerrungseinheit 12. Da man davon ausgeht, dass die durch den
Verstärker 20 eingeführten Verzerrungen vom Typ AM-AM und AM-PM
sind, wird die Vorverzerrung in polaren Koordinaten ρ, φ
angelegt und nicht in kartesianischen Koordinaten I, Q.
Deshalb sind drei arithmetische Einheiten 40, 42, 44
vorgesehen, um das Eingangssignal m in polare Koordinaten ρm, φm
umzuwandeln, um das demodulierte Signal r in polare
Koordinaten ρr, φr umzuwandeln bzw. um das in polaren Koordinaten
ρa, φd berechnete vorverzerrte Signal d in kartesianische
Koordinaten Id, Qd umzuwandeln. Das Modul ρm
des Eingangssignals
dient als Adresspointer in einem Lebendspeicher
(RAM) 46, in dem eine Vorverzerrungstabelle gespeichert
ist, die jedem quantifizierten Wert von ρm einen Wert des
Moduls ρd des vorverzerrten Signals zuordnet sowie einen
Phasenverschiebungswert δφ, der anzulegen ist, um das
Signal vorzuverzerren. Zur Begrenzung der erforderlichen
Speichergröße kann die Adressierung im Speicher 46 praktisch
mit Hilfe von log&sub2;K Bits von starkem Gewicht von ρm
stattfinden, beispielsweise die 5 Bits mit den größten Gewichten
bei einer Vorverzerrungstabelle mit K = 32 Eingängen, wobei
die gespeicherten Werte ρd, δφ auf 12 Bits quantifiziert
sein können. Ein Summierer 48 fügt die Phasenverschiebung
δφ der Phase φm des Eingangssignals hinzu, um die Phase φd
des vorverzerrten Signals zu erzeugen.
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Die in der Vorverzerrungstabelle enthaltenen Werte werden
adaptiv berechnet. Während einer Adaptionsperiode ist das
komplexe Eingangssignal m nicht das von den Filtern 34
gelieferte, sondern ein besonderes Adaptionssignal. Diese
Adaptionsperioden sind der Linearisierung des Verstärkers
und nicht der Übertragung eines Nutzsignals gewidmet.
Beispielsweise im Fall eines Zeitmultiplexsystems (TDMA) mit
Sendezeitintervallen von 510 bits bei 36 kbit/s kann man
Anfangsadaptionsperioden vorsehen, die Zeitintervallen von
238 bits entsprechen (d. h. 952 komplexe Abtastwerte oder
-6,6 ms), die der Konvergenz des Vorverzerrungsalgorithmus
gewidmet sind, und zu Beginn jedes Sendezeitintervalls eine
Adaptionsperiode von 32 bits (d. h. 128 komplexe Abtastwerte
oder 0,89 ms), die der Auffrischung der
Vorverzerrungstabeile gewidmet sind.
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Das während der Adaptionsperioden gesammelte demodulierte
Signal r wird mit dem Adaptionssignal verglichen, um die
Vorverzerrungstabelle zu aktualisieren. Das in polaren
Koordinaten ρ&sub0;, φ&sub0; ausgedrückte Adaptionssignal wird durch
einen Filter 50 um eine voreingestellte Zeit verzögert, um
die Verzögerung auszugleichen, die das Signal r bei
Durchquerung der Funkkette erfährt. Das verzögerte Signal m'
kann auf diese Weise mit Hilfe von Subtrahierern 52, 54 mit
dem ihm entsprechenden demodulierten Signal r verglichen
werden. Der Subtrahierer 52 erzeugt die Differenz Δp = ρr - ρm
zwischen den Modulen des demodulierten Signals und des
verzögerten Adaptionssignals. Der Subtrahierer 54 erzeugt die
Differenz Δφ = φr - φm zwischen den Phasen des demodulierten
Signals und des verzögerten Adaptionssignals. Eine
Adaptionseinheit 56 nimmt die Aktualisierung der
Vorverzerrungstabelle vor. Wenn k = q(ρm') die Adresse im Speicher 46
bezeichnet, die einem Abtastwert des Moduls ρm' des
verzögerten Adaptionssignals entspricht (k = q(ρm') wird in dem oben
betrachteten Quantifizierungsbeispiel, in dem K = 32, durch
die 5 bits starken Gewichts von ρm dargestellt), kann die
Adaption einfach darin bestehen, dass die an der Adresse k
gespeicherten Werte pd(k) und δφ(k) gemäß
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ρd(k) = ρd(k) - Cp.Δρ (1)
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δφ(k) = δφ(k) - Cρ.Δφ (2)
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aktualisiert werden, worin cρ und cφ Dämpfungskoeffizienten
zwischen 0 und 1 sind. In Fig. 4 bezeichnet die Bezugszahl
58 die zur Aktualisierung der Vorverzerrungstabelle
dienenden digitalen Mittel, und zwar die arithmetische Einheit
42, den Filter 50, die Subtrahierer 52, 54 und die
Adaptionseinheit 56.
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Die Hypothese, nach welcher die zu kompensierenden
Distorsionen nur vom Typ AM-AM und AM-PM sind, berücksichtigt
nicht Gleichgewichts- und/oder Quadraturfehler, die der
Modulator 16 oder der Demodulator 26 aufweisen können. Fig. 5
ist ein Modell eines Modulators mit solchen Fehlern (eine
ähnliche Darstellung wäre auch für den Demodulators
möglich). Die Bezugszahl 60 bezeichnet einen idealen
Quadraturmodulator mit zwei Vervielfachern 62, 64, die die Welle
cosωt mit der am Eintritt vorhandenen Inphasekomponente I'
und die Welle -sinωt mit der Quadraturkomponente Q'
modulieren, und einem Summierer 66, der das modulierte Signal
aus den Ausgängen der Vervielfacher 62, 64 liefert (die
Modulation kann natürlich auch über eine oder mehrere
Zwischenfrequenzen durchgeführt werden). Im Fall des idealen
Modulators ist das modulierte Signal von der Form
ρ'cos(ωt+φ'), wenn I'+jQ' = ρ'ejφ'. Ein Gleichgewichtsfehler
drückt sich darin aus, dass die Komponenten I und Q im
Modulator unterschiedliche Verstärkungen erfahren, was mit
den Vervielfachern 72 und 74 dargestellt wird, die an die
Inphasekomponente und an die Quadraturkomponente
Verstärkungen bzw. anlegen (a ≠ 0 erzeugt einen
Gleichgewichtsfehler. Ein Quadraturfehler würde der
Tatsache entsprechen, dass die beiden aus dem örtlichen
Oszillator austretenden Wellen nicht genau in Quadratur wären. In
dem in Fig. 5 dargestellten Fehlermodell 70 entspricht ein
Quadraturfehler einem Winkel α von nicht null, wobei das
Eingangssignal I, Q des realen Modulators am Eingang des
idealen Modulators 60 zu
I' = I. .cosα+Q. .sinα,
Q' = I. .sinα+Q. .cosα verformt wird. Bei diesem Modell
verifizieren der Modul ρ' und die Phase φ' des modulierten
Signals die folgenden Funktionen in Abhängigkeit vom Modul
ρ und von der Phase φ des komplexen Signals I, Q:
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(ρ'/ρ)2 = 1+a.cos2φ+ .sin2φ.sin2α (3)
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Der Modul wird in Abhängigkeit von der Phase am Eingang
verformt (Verzerrung PM-AM) und die Phase am Ausgang hängt
von der Phase am Eingang nichtlinear ab (Verzerrung PM-PM).
Dies widerspricht der Hypothese der Verzerrung AM-AM und
AM-PM, auf der die Vorverzerrungstechnik beruht. Die
Gleichgewichts- und Quadraturfehler beeinträchtigen also
die Leistung der Linearisierung durch Vorverzerrung.
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Praktisch sind die Gleichgewichts- und Quadraturfehler
relativ gering (kleines a und kleines α), so dass die
Verzerrungen PM-AM und PM-PM nur eine kleine Störung des
Spektrums verursachen. Wenn diese Verzerrungen hinsichtlich
der Verbreiterung des Spektrums, die sie direkt außerhalb
der Adaptionsperioden verursachen, akzeptabel bleiben
können, so haben die Erfinder festgestellt, dass sie die
Leistungen beeinträchtigen, indem sie außerdem eine Konvergenz
der Vorverzerrungstabelle auf ungeeignete Werte hin
verursachen.
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Dieser Nachteil kann umgangen werden, indem man ein
komplexes Adaptionssignal verwendet, das eine modulo π konstante
Phase φ&sub0; besitzt, d. h. eine Inphase- und eine
Quadraturkomponente in einem konstanten Proportionalitätsverhältnis
(= tgφ&sub0;). Wenn tgφ konstant ist, läuft die durch die
Gleichgewichts- und Quadraturfehler eingeführte Verzerrung nach
den Beziehungen (3) und (4) darauf hinaus, dass das
modulierende Signal mit einer komplexen Konstanten multipliziert
wird, was das Konvergenzverhalten des
Vorverzerrungsalgorithmus nicht stört.
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Praktisch führt die Vorverzerrungseinheit 12 eine gewisse
Schwankung δφ in der Phase φd des an den Modulator 16
angelegten vorverzerrten Signals 16 ein, wenn die Phase φ&sub0; des
Adaptionssignals konstant ist. Dennoch bleibt diese
Schwankung von kleiner Amplitude, da sie annähernd den
Phasenverzerrungen entspricht, die durch die nichtlinearen
Verzerrungen des Verstärkers 20 verursacht werden, die
typischerweise kleiner als 10º sind. Infolgedessen stört diese
Schwankung δφ die Konvergenz nicht zu sehr, auf jeden Fall
viel weniger, als wenn man die Phase φ&sub0; sich mit einer
Amplitude von etwa π ändern lassen würde. Die Phasenschwankung
δφ wird übrigens durch die nichtlineare Verzerrung des
Verstärkers 20 im Eingangssignal r' des Demodulators 26
ausgeglichen, so dass die durch den Demodulator eingeführten
Verzerrungen PM-AM und PM-PM während der Adaption annähernd
konstant bleiben und die Konvergenz nicht stören.
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Zum Vergleich zeigt Fig. 6 das Spektrum eines verstärkten
Funksignals, das (außerhalb der Adaptionsperioden) erhalten
wird, indem man ein Adaptionssignal mit konstanter Phase
verwendet (Kurve C), und ein Adaptionssignal mit
veränderlicher Phase von derselben Natur wie das außerhalb der
Adaptionsperioden erzeugte Eingangssignal m (Kurve D). Bei
einer gegebenen Leistung im Durchlassbereich b beobachtet
man mit typischen Gleichgewichts- und Quadraturfehlern der
gewöhnlich in den mobilen Funkkommunikationsterminals
verwendeten Modulatoren und Demodulatoren dank der besseren
Konvergenz des Vorverzerrungsalgorithmus eine Verringerung
G des in den benachbarten Kanälen erzeugten Rauschpegels,
die bis zu 10 dB und mehr gehen kann.
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In dem in Fig. 4 dargestellten Beispiel wird das
Adaptionssignal mit modulo π konstanter Phase mit Hilfe eines
Speichers 80 vom Typ PROM erzeugt, in dem die
aufeinanderfolgenden Abtastwerte einer Funktion x&sub0;(t) mit der
Taktfrequenz Fs gelesen werden. Zwei Vervielfacher 82, 84
multiplizieren den Ausgang x&sub0; des Speichers mit c&sub0; und
s&sub0;, um die Inphasekomponente I&sub0; bzw. die
Quadraturkomponente Q&sub0; des Adaptionssignals zu erzeugen. Zwei Umschalter 86,
88 werden durch die Sende-Überwachungseinheit des Terminals
gesteuert, um außerhalb der Adaptionsperioden dem Eingang
der arithmetischen Einheit 40 die von der digitalen
Signalquelle kommenden Komponenten Im, Qm zuzuführen (Stellung 0)
und während der Adaptionsperioden die Komponenten I&sub0;, Q&sub0;
des Adaptionssignals zuzuführen (Stellung 1). Die Phase φ&sub0;
des Adaptionssignals ist dabei modulo π konstant mit
tgφ&sub0; = s&sub0;/c&sub0;, wobei der Modul ρ&sub0; des Adapationssignals durch
ρ&sub0;² = x&sub0;².(s&sub0;² + C&sub0;²) gegeben ist. Die Wahl s&sub0; = c&sub0; = 1 (φ&sub0; = π/4
oder 5π/4) ist bequem, da sie es gestattet, auf die
Vervielfacher 82, 84 zu verzichten (I&sub0; = Q&sub0; = x&sub0;). Die im
Speicher 80 gespeicherten Werte der Funktion x&sub0;(t) sind so
gewählt, dass sie eine Verteilung besitzen, die dafür
geeignet ist, den gewünschten Dynamikbereich des Verstärkers 20
zu nutzen.
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Es wurde übrigens festgestellt, dass es vernünftig ist, das
Adaptionssignal so zu wählen, dass es ein deutlich
schmaleres Spektrum als das außerhalb der Adaptionsperioden
erzeugte Eingangssignal m hat. Dadurch wird vermieden, wenn
der Vorverzerrungsalgorithmus noch nicht konvergiert hat,
dass ungewünschte Leistung außerhalb des Durchlässbereichs
erzeugt wird, was die angrenzenden Kanäle stören würde.
Eine Art, dies vorzunehmen, besteht darin, dass der Durchsatz
der binären Datenquelle 30 während der Adaptionsperioden
reduziert wird (wobei das Adaptionssignal nun nicht aus dem
in Fig. 4 dargestellten Speicher 80 erhalten wird, sondern
am Ausgang der Filter 34). Zur Veranschaulichung zeigt Fig.
7 (Kurve E) das Spektrum eines nichtlinear verstärkten π/4-
DQPSK-Funksignals, das aus einem Adaptionssignal erhalten
wird, das erzeugt wird, indem der Durchsatz der binären
Datenquelle 30 um einen Faktor 4 reduziert wird (9 kbit/s
anstelle von 36 kbit/s). Diese Kurve E ist mit der Kurve B
von Fig. 3 zu vergleichen, die ihr Homolog in dem Fall
wäre, in dem der Durchsatz der binären Datenquelle in den
Adaptionsperioden unverändert beibehalten wäre. Man stellt
fest, dass die Verwendung eines Adaptionssignals mit
schmalem Band zu einer starken Verringerung der außerhalb des
Kanals während der Adaptionsperioden ausgestrahlten
Leistung führt.
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Bei einer bevorzugten Version der Erfindung besitzt das
Adaptionssignal gleichzeitig die Eigenschaften der
konstanten Phase und des schmalen Bandes, deren Vorteile oben
dargelegt wurden. Eine einfache Art, dies zu erreichen,
besteht darin, dass man ein Adaptionssignal vorsieht, dessen
realer Teil und dessen gedachter Teil zu ein und derselben
Sinuswellenform von der Frequenz f&sub0; proportional sind, die
beträchtlich kleiner als ein Viertel des Durchsatzes der
binären Datenquelle 30 ist. Das Spektrum des
Adaptionssignals reduziert sich dabei auf zwei Linien mit einem Abstand
von 2f&sub0;. Bei dem in Fig. 4 dargestellten Beispiel genügt
es, im Speicher 80 eine Funktion x&sub0;(t) zu speichern, die zu
cos (2πf&sub0;t+θ) proportional ist, wobei θ eine Konstante ist.
Bei dem oben genannten Beispiel eines binären Takts von 36
kbit/s am Ausgang der Quelle 30 hat man befriedigende
Ergebnisse erhalten, indem man f0 = 4,5 kHz genommen hat.
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Die in Fig. 8 dargestellte Ausführungsvariante der
Vorverzerrungseinheit 12 unterscheiden sich von der der Fig. 4
dadurch, dass die modulo π konstant gehaltene Phase nicht
die des Adaptionssignals ist, sondern die des vorverzerrten
Adaptionssignals. Da die Phase hierbei am Eingang des
Modulators 16 konstant (modulo π) ist, wird die Konvergenz des
Adaptionsalgorithmus nicht durch die Gleichgewichts- und
Quadraturfehler des Demodulators gestört (Beziehungen (1)
und (2)), und zwar unabhängig von den in der
Vorverzerrungstabelle enthaltenen Phasenvorverzerrungen δφ. Dagegen
bewirkt die Verzerrung AM-PM durch die nichtlinearen
Verzerrungen des Verstärkers 20 eine Schwankung von der
Größenordnung von δφ (im allgemeinen niedrig) am Eingang des
Demodulators 26.
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Die Elemente, aus denen die in Fig. 8 dargestellte
Vorverzerrungseinheit besteht, sind in der Mehrzahl identisch mit
denen, die unter Bezugnahme auf Fig. 4 beschrieben wurden,
und sind mit denselben Bezugszahlen versehen. Ein
Umschalter 90 ist hinzugefügt, um zu dem Summer 48 die im Speicher
46 gelesene Phasenvorverzerrung nur außerhalb der
Adaptionsperioden zu übertragen (Stellung 0). In den
Adaptionsperioden leitet der Umschalter 90 dem Summierer 48 einen Wert
null zu (Stellung 1), was gewährleistet, dass die Phase des
vorverzerrten Signals der von der arithmetischen Einheit 40
gelieferten modulo π Phase entspricht. Zur
Rekonstituierung des Adaptionssignals, dem das vorverzerrte
Signal mit konstanter Phase zugeordnet ist, errechnet ein
Subtrahierer die Differenz zwischen der von der
arithmetischen Einheit 40 gelieferten Phase φm und der im Speicher
46 gelesenen Phasenvorverzerrung δφ. Diese Differenz stellt
die Phase φ&sub0; des Adaptionssignals dar und wird den Aktualisierungsmitteln
58 geliefert, damit sie nach der Ad-hoc-
Verzögerung mit der Phase φr des demodulierten Signals
verglichen wird.
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In dem in Fig. 8 dargestellten Fall kennt man das
Adaptionssignal, dessen Phase φ&sub0; von den in der Tabelle
gespeicherten Werten δφ abhängt, nicht von vorneherein, ebenso
das vorverzerrte Signal, dessen Modul ρd in der Tabelle
abgelesen wird. Dagegen sind der Modul ρ&sub0; des
Adaptionssignals und die Phase φd (tgφd = s&sub0;/c&sub0;) des vorverzerrten Signals
vordefiniert. Nimmt man die Funktion x&sub0;(t) proportional zu
cos(2πf&sub0;t+θ), wie oben dargelegt wurde, so haben das
Adaptionssignal und das vorverzerrte Signal ein schmaleres
Spektrum in den Adaptionsperioden als außerhalb dieser
Perioden, was eine kleine Störung der angrenzenden Kanäle
gewährleistet. Wenn c&sub0; = s&sub0;, hat das vorverzerrte Signal einen
realen Teil und einen gedachten Teil, die identisch sind.
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Fig. 9 zeigt eine vorteilhafte Ausführungsvariante 158 der
Aktualisierungsmittel 58 einer Vorverzerrungseinheit gemäß
Fig. 4 oder Fig. 8. Zwei Pufferspeicher 100, 200 sind
vorgesehen, um N aufeinanderfolgende komplexe Abtastwerte des
Adaptionssignals und des demodulierten Signals in den
Adaptionsperioden zu speichern. Die Zahl N wird typischerweise
gleich der Anzahl von Abtastwerten mit der Frequenz Fs des
Adaptionssignals in der Adaptionsperiode gewählt. Bei dem
dargestellten Beispiel empfängt der Speicher 100 die
polaren Koordinaten ρ&sub0;, φ&sub0; des Adaptionssignals, während der
Speicher 200 die kartesianischen Koordinaten Ir, Qr des
demodulierten Signals r empfängt.
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Die Aktualisierungsbehandlungen der Vorverzerrungstabelle
werden nach Empfang der beiden Blöcke von N Abtastwerten
des Adaptionssignals und des demodulierten Signals
durchgeführt. Die erste dieser Behandlungen, die von der Einheit
151 durchgeführt wird, besteht in der Korrektur einer
Nullverschiebung, die das demodulierte Signal r aufweisen kann.
Das Adaptionssignal ist vom Mittelwert null und
normalerweise ist bei dem demodulierten Signal dasselbe der Fall.
Fehler des Modulators 16 und/oder des Demodulators 26
können eine Nullverschiebung (offset) im demodulierten Signal
bewirken. Um zu vermeiden, dass diese Verschiebung den
Vorverzerrungsalgorithmus beeinträchtigt, errechnet die
Einheit 151 an dem Block von N Abtastwerten die Mittelwerte
der Inphasekomponente und der Quadraturkomponente des
demodulierten Signals und subtrahiert diese Mittelwerte von den
gespeicherten Abtastwerten:
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und, bei i = 1, ...,N : Is(i) = Ir(i) - , und Qs(i) = Qr(i) - . In
den oben angeführten Ausdrücken bedeuten Ir(i) und Qr(i)
die i-ten gespeicherten Abtastwerte der Inphasekomponente
und der Quadraturkomponente des demodulierten komplexen
Signals r und Is(i) und Qs(i) bezeichnen die i-ten
Abtastwerte der Inphasekomponente und der Quadraturkomponente
eines korrigierten demodulierten Signals s, das die
Korrektureinheit 151 der arithmetischen Einheit 142 liefert. Die
Einheit 142 erzeugt den Modul ρs und die Phase φs des
korrigierten demodulierten Signals s.
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Eine andere Behandlung, die von einer Einheit 153
durchgeführt wird, besteht in der Schätzung der Verzögerung des
demodulierten Signals r bezüglich des ihm entsprechenden
Adaptionssignals. Diese Schätzung umfasst die Berechnung
einer Korrelation ΔD gemäß:
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und dann eine Anpassung der an das Adaptionssignal
angelegten Verzögerung D gemäß:
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D = D + cd.ΔD/Fs
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In diesen Ausdrücken bezeichnet cd einen
Dämpfungskoeffizienten zwischen 0 und 1, L eine Blocklänge für die
Schätzung der Verzögerung (L ≤ N, typischerweise L 100), ρs(i)
bedeutet den i-ten Abtastwert des Moduls des korrigierten
demodulierten Signals und ρm'(i) bedeutet den i-ten
Abtastwert des Moduls des verzögerten Adaptionssignals. Sobald
die Schätzung der Verzögerung D einen stabilen Wert
liefert, wird dieser Wert verfestigt, um die von der Einheit
153 durchgeführten Berechnungen zu vermeiden. Da die
geschätzte Verzögerung D von der Form D = D&sub1;/Fs + D&sub2; mit 0 ≤ D&sub2; < 1/Fs
und ganzzahligem D&sub1; ist, besteht eine bequeme Möglichkeit,
diese Verzögerung anzulegen, darin, dass die ganzzahlige
Verzögerung D&sub1; dem Speicher 100 geliefert wird, um von D&sub1;
Adressen die Lesung der Abtastwerte ρm', φm' in diesem
Speicher zu verschieben, und die Bruchverzögerung D&sub2; zu
verwenden, um den Taktgeber des Analog-Digitalwandlers 28 zu
verschieben.
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Die in Fig. 9 dargestellten Aktualisierungsmittel 158
umfassen zwei Subtrahierer 152, 154, die die jeweiligen Differenzen
zwischen den Modulen und den Phasen des
korrigierten demodulierten Signals s und des verzögerten
Adaptionssignals m' errechnen: Δρ(i) = ρs(i) - ρm'(i) und
Δφ(i) = φs(i) - φm'(i). Diese Differenzen Δρ(i), Δφ(i) werden
einer Einheit 155 zur Errechnung von Mittelwerten
geliefert. Für jeden Index k zur Quantifizierung der Module ρm,
am Eingang des Speichers 46 berechnet die Einheit 155 die
Mittelwerte (k) und (k) der von den Subtrahierern
gelieferten Abweichungen Δρ(i) und Δφ(i), für die der Modul
des Adaptionssignals durch den Index k quantifiziert wird:
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Die Adaptionseinheit 156 aktualisiert dann die Werte ρd(k)
und δφ(k), die bei jeder Adresse k (1 ≤ k ≤ K) im Speicher 46
gespeichert sind, gemäß:
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ρd(k)
= ρd(k) - cρ. (k) (5)
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δφ(k) = δφ(k) - Cφ. (k) (6)
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Die an den K Adressen der Vorverzerrungstabelle
gespeicherten Werte werden auf diese Weise am Ende der Behandlung
eines Blocks von N Abtastwerten aktualisiert. Die
Berücksichtigung von Mittelwerten (k) und (k) in den Beziehungen
(5) und (6) gestattet es gegenüber der Verwendung der
Beziehungen (1) und (2) ohne Mittelung, die Fehler infolge
der Fehler des Modulators und/oder des Demodulators
(Gleichgewicht oder Quadratur) und Interferenzen zwischen
Abtastwerten zu verringern und auch den Einfluss des im
demodulierten Signal vorhandenen Rauschens zu verringern.
Die Mittelung gestattet dem Vorverzerrungsalgorithmus auch,
schneller zu konvergieren. Die Behandlung in Blöcken hat
außerdem den Vorteil, dass die Nullverschiebung des
demodulierten Signals gemessen und beseitigt wird (Einheit 151)
und dass eine Feinschätzung der an das Adaptionssignal
anzulegenden Verzögerung D gestattet wird.