DE69627599T2

DE69627599T2 - Abstrahlendes Koaxialkabel und Funkübertragungssystem mit einem derartigen Kabel

Info

Publication number: DE69627599T2
Application number: DE69627599T
Authority: DE
Inventors: Charles M. Knop; Gregory S. Orseno; Edward L. Ostertag
Original assignee: Andrew AG; Andrew LLC
Current assignee: Commscope Technologies AG; Commscope Technologies LLC
Priority date: 1995-09-22
Filing date: 1996-09-09
Publication date: 2003-11-13
Anticipated expiration: 2016-09-10
Also published as: EP0765002A3; US5809429A; DE69627599D1; EP0765002A2; EP0765002B1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft im Allgemeinen strahlende bzw. abstrahlende Übertragungsleitungen, insbesondere geschlitzte Koaxialkabel, und betrifft Funkkommunikationssysteme, die derartige abstrahlende Übertragungsleitungen benutzen.
Strahlende Koaxialkabel werden seit vielen Jahren in diversen Arten von Funkkommunikationssystemen verwendet. Ein typischer Aufbau ist in Fig. 1 gezeigt, wobei ein Kabel mit der Länge L ein Nahfeld an dem Punkt P (ξ, z) erzeugt, an dem das Feld von einem "Aufnahme-"Horn H (dessen Achse einen Winkel θ relativ zu der Kabelachse einschließt), das mit einem Empfänger R verbunden ist, empfängt. Bei einer gegebenen Frequenz kann die von einem derartigen Kabel erzeugte Feldstärke als eine Funktion der axialen Lage des Nahfeldes (d. h. ξ konstant, z variabel) entlang der Länge des Kabels stark fluktuieren. Ebenso kann an jedem derartigen Nahfeldpunkt entlang der Kabellänge die Feldstärke, die von einem derartigen Kabel erzeugt wird, stark als eine Funktion der Frequenz variieren. Derartige Fluktuationen können beispielsweise in Fig. 2a erkannt werden, die die gemessene Feldstärke in dB gegenüber dem axialen Abstand entlang dem Kabel bei einer gegebenen Frequenz für ein koaxiales abstrahlendes Kabel mit vielen Schlitzen pro Wellenlänge zeigt. Diesen Fluktuationen ist eine allmähliche Verringerung der mittleren Feldstärke auf Grund der ohmschen Abschwächung der Leitung überlagert. Es zeigt sich, dass die Fluktuation entlang des Kabels typischer Weise in der Größenordnung von ±10 dB liegen (können aber bis -20 dB gehen). In ähnlicher Weise zeigt Fig. 2b die gemessene Feldstärke in dB gegenüber der Frequenz bei einem gegebenen Abstand entlang des Kabels. Eine Untersuchung der Fig. 2 ergibt, dass bei einer gegebenen Empfangsposition entlang eines derartigen abstrahlenden Kabels ein System, das eine große Bandbreite erfordert, bis zu 20 dB Abschwächung in einer gegebenen Bandbreite aufweisen kann, was das Signal als nicht mehr herstellbar werden lassen kann. Es gilt also, dass derartige koaxiale abstrahlende Kabel nicht im Allgemeinen für die Anwendung in digitalen Kommunikationssystemen, die geringe Fehlerraten ("BER") erfordern, akzeptabel sind. Die digitale Datenkommunikation kann beispielsweise eine BER von bis zu 10&supmin;&sup8; erfordern, um einen signifikanten Datenverlust zu vermeiden und selbst digitale Sprachkommunikationssysteme erfordern eine BER von 10&supmin;².
Eine bekannte Form eines derartigen strahlenden Koaxialkabels mit starker Fluktuation besteht aus einem Koaxialkabel mit einem schaumartigen Dielektrikum mit einem gerippten äußeren Leiter, der Strahlungsschlitze aufweist, die durch die höchsten Punkte der Rippen geschnitten sind. Das schaumartige Dielektrikum reduziert die Phasengeschwindigkeit v innerhalb des Kabels auf zwischen 80% und 90% der Lichtgeschwindigkeit c, d. h. v/c = 0.8 bis 0.9. Dies bedeutet, dass die Wellenlänge innerhalb des Kabels, d. h. die Kabel-, Führungs- oder Wellenlänge λg, beträgt 80% bis 90% der Vakuumwellenlänge λv. Die Rippen und damit die Schlitze sind typischer Weise mit einem Abstand von 4 oder mehr pro 2,54 cm (inch) vorgegeben, was zu mindestens 20 Schlitzen pro λg bei der höchsten verwendeten Frequenz (λg = 14.117 cm (5.558 inch) für eine 80%ige Geschwindigkeit bei 1700 MHz) führt. Die Nahfeldmuster dieses Kabeltyps zeigen ein deutliches Schwingen, wie in den Fig. 2a und 2b dargestellt ist, was zu einem starken Signalverlust und einer hohen BER führt. Diese Kabelart erzeugt co-polare (d. h. transversale oder senkrecht zum Kabel) und kreuz-polare (d. h. axiale oder parallel zum Kabel) Komponenten des elektrischen Feldes mit im Wesentlichen vernachlässigbarem Unterschied (d. h. gleiche Größe), wie aus den gemessenen co-polaren Komponenten der Fig. 2a und 2b und entsprechenden gemessenen kreuz-polaren Mustern aus den Fig. 2c und 2d zu erkennen ist.
Eine zweite Art von abstrahlenden Koaxialkabeln besitzt Schlitze, die in Bezug auf die Kabelachse abgeschrägt sind (oder eine Reihe derartiger Schlitze, um eine größere Bandbreite zu erreichen), wobei diese in periodischen Intervallen λg entlang der Kabellänge beabstandet sind und wobei die Abschrägung von Schlitz zu Schlitz gleich ist. Diese gleiche Abschrägung und der Schlitzabstand von ungefähr λg führt zu einer gleichen Phase des transversalen elektrischen (co-polaren) Felds in den Schlitzen und somit strahlen alle Schlitze ein transversal polarisiertes Feld unter dem gleichen Winkel von ungefähr 90º zur Kabelachse von dem Kabel ab. Unvorteilhafter Weise sind die axial-elektrischen (kreuz- polaren) Felder ebenso in Phase und werden ebenso unter einem Winkel von 90º von dem Kabel abgestrahlt (obwohl diese typischer Weise schwächer im Vergleich zu ihren co- polaren Komponenten sind, im Vergleich zu jenen für den ersten Typ eines abstrahlenden Kabels (mit vielen Schlitzen pro λg), da dieser zweite Typ Schlitze aufweist, die in axialer Richtung länger als in der transversalen Richtung sind und lediglich geringfügig relativ zu der Achse geneigt sind. Somit besitzt das co-polare Muster dieses zweiten Typs eines abstrahlenden Kabels geringere Fluktuationen als der erste Kabeltyp.
Eine dritte Art eines abstrahlenden koaxialen Kabels mit ungefähr einem Schlitzabstand von λg/2 und unter Anwendung von zickzackförmigen Schlitzen wurde ebenso eingesetzt.
Diese Anordnung führt auch dazu, dass das transversale elektrische (co-polare) Feld in Phase ist und bei ungefähr 90º von der Kabelachse abgestrahlt wird, wobei allerdings die axial elektrischen (kreuz-polaren) Felder ungefähr außer Phase sind (dies gilt genau für einen Schlitzabstand von exakt λg/2, was ebenso wie ein exakter Abstand λg in dem zweiten Kabeltyp nie eingesetzt wird, da eine hohe Eingangsreflexion auftritt (d. h. die Eingangs-VSWR zu dem Kabel "sieht eine Spitze")). Diese dritte Art des abstrahlenden koaxialen Kabels liefert damit verbesserte co-polare Muster im Vergleich zu jenen der ersten beiden Kabeltypen, strahlt aber dennoch eine wesentliche kreuz-polare Komponente des elektrischen Feldes ab. Beispielsweise sind die gemessenen co-polaren und kreuzpolaren Komponenten von einem typischen Zickzackkabel in den Fig. 3a bis 3d gezeigt und in der entsprechenden Weise definiert (zu beachten ist, dass bei Vergleichen der Fig. 3a bis 3c oder 3b mit 3d, die kreuz-polare Komponente ungefähr -7 bis -9 dB relativ zu der co- polaren Komponente beträgt).
Das obige kreuz-polare (axiale elektrische) Feld ist unerwünscht, da es einen "Zweidraht- Leitungseffekt" (der im weiteren als "TWLE" bezeichnet wird) erzeugt, wobei die äußere metallische Oberfläche der Kabel ein Leitung und eine benachbarte parallele Oberfläche (Wand, Boden, Decke, etc.) die Rückleitung bildet. Der auslaufende und zurücklaufende Strom in dieser Leitung erzeugt eine stehende Stromwelle entlang der Außenseite des Kabels, die sich mit Lichtgeschwindigkeit ausbreitet (da der Abstand zwischen dem Kabel und der Wand typischer Weise mit Luft gefüllt ist). Diese stehende Stromwelle wird ebenso abgestrahlt und erzeugt, wenn dieses dem von den Schlitzen abgestrahlten Feld überlagert wird, typischer Weise ein stark oszillierendes Feld. Die Stärke dieser Oszillationen wird verringert (und kann tatsächlich bei Abwesenheit von Reflektionen ausreichend klein gemacht werden), indem das Kabel mit einem geeigneten Abstand von der Wand entfernt angebracht wird. Somit kann auf Grund des TWLE ein Kabel mit einer kreuz-polaren Komponente kein Feld erzeugen, was ausreichend schwingungsarm ist, sofern es nicht (bei Fehlen von Reflektionen) geeignet von der Wand beabstandet ist. Der erste Typ kann ein derartiges Ergebnis nicht erzeugen, selbst im Vakuum, d. h. selbst bei Abwesenheit einer Wand oder einer benachbarten Oberfläche. Dieser TWLE-Effekt kann aus den Messungen, die beispielsweise mit dem dritten Kabeltyp (zickzack) durchgeführt wurden, erkannt werden, wobei das gemessene co-polare Feld aus Fig. 3a (das sich ergab, wenn das Kabel gegen eine trockene Wand gehalten wurde, wobei die Schlitze von der Wand wegzeigen) bis zu jenem Feld aus Fig. 3a abnimmt (das gemessen wurde, wenn das Kabel gegen die gleiche trockene Wand gehalten wurde, die mit einem ein Meter breiten Metallstreifen bedeckt war, wobei wiederum die Schlitze von der Wand wegweisen). Für den ersten Kabeltyp gilt, dass dessen Muster so schlecht sind (viele starke Oszillationen), selbst gegen eine trockene Wand (Fig. 2a oder 2b), so dass die weitere Beeinträchtigung auf Grund einer metallischen Wand ohne Folgen bleibt. Der zweite Kabeltyp ist besser als der erste, aber schlechter als der Dritte, wenn eine Metallwand vorhanden ist.
In einem vierten Typ eines abstrahlenden Kabels, das in der jüngeren Vergangenheit entwickelt wurde und das ähnlich zu dem obigen zweiten Typ ist, wird eine Reihe von Schlitzen verwendet, die eine Gruppe oder eine Zelle bilden, wobei alle Schlitze relativ zu der Kabelachse geneigt sind, und wobei die Gruppen oder Zellen nach speziellen Intervallen wiederholt werden. Die Schlitze in jeder Zelle sind so angeordnet, dass bei jeder gegebenen Sequenz in der spezifizierten Bandbreite lediglich eine konstante Phasenfront abgestrahlt wird. Somit kann dieser Kabeltyp die Bandbreite über jene der zuvor beschriebenen zweiten und dritten Kabeltypen hinaus erweitern. Die Schlitze strahlen jedoch sowohl axiale als auch transversale Polarisierungen ab und dieses Kabel erzeugt ferner eine TWLE auf Grund seiner axialen Ströme. Daher muss dieses ebenso unter einem beträchtlichen Abstand von einer Wand montiert werden (oder einem Boden, einer Decke, etc.), wenn ein ausreichend schwingungsarmes Feld zu erzeugen ist (bei Abwesenheit von Reflektionen), obwohl das erzeugte Feld, ebenso wie bei dem zweiten und dem dritten Kabeltyp, geringere Fluktuationen als der zuvor beschriebene erste Kabeltyp aufweist.
Die zuvor beschriebene Anforderung hinsichtlich des Abstandes von einer Wand, der mit den zuvor erwähnten vier Arten an koaxialen Kabelstrahlern verbunden ist, um damit ein ausreichend schwingungsarmes Feld zu erzeugen, macht diese gegenüber mechanischen Schwingungen, Luftverwirbelungen und physikalischen Schäden anfällig. Da ferner die kreuz-polare Komponente des von allen vier Kabelarten abgestrahlten Signals von nahegelegenen Wänden, Böden, etc. reflektiert werden kann (insbesondere bei Innenanwendungen), und in ein co-polares Signal zurückverwandelt werden kann, kann sich dieses reflektierte umgewandelte co-polare Signal destruktiv mit dem direkt abgestrahlten co-polaren Signal überlagern, woraus wiederum ein schwingendes Gesamtfeld entstehen kann. Somit müssen die zuletzt genannten drei koaxialen abstrahlenden Kabeltypen nahe am Beobachtungspunkt (typischer Weise 5 Fuß oder weniger) betrieben werden, wenn ein ausreichend schwingungsarmes Feld zu realisieren ist. Der erste Kabeltyp besitzt dennoch einen stark schwingenden Feldbereich bei diesen geringen Abständen.
Wenn daher eines der abstrahlenden Kabel, die zuvor beschrieben wurden, in Funkkommunikationssystemen verwendet wird, können die Amplitudenschwankungen des Nahfeldes bei einem gegebenen Beobachtungspunkt stark mit der Frequenz über die gesamte Betriebsbandbreite variieren. Die Amplitude der Nahfeldschwankungen kann bei einer gegebenen Frequenz ferner stark entlang der Länge des Kabels variieren. Diese beiden Nahfeldschwankungen können zu einen nicht akzeptablen Signalverlust oder einem BER führen. Diese schlechte Leistungsfähigkeit wird dem hohen Anteil an Kreuzpolarisierung zugeschoben, der von allen obigen Kabeltypen erzeugt wird (z. B. ungefähr 0 dB, größer als -7 dB, -7 dB und größer als -7 dB entsprechend für die vier Kabeltypen). Es besteht daher ein Bedarf für eine verbesserte strahlende Übertragungsleitung, die zur Verwendung in Funkkommunikationssystemen geeignet ist, wobei diese Verbesserung erfordert, dass die co-polare Strahlung geringere Amplitudenschwankungen aufweist und dass die kreuz- polarisierte Strahlung gering wie möglich ist.
EP 0 300 147 offenbart eine Anordnung zum Übertragen von Hochfrequenzsignalen von einer Hochfrequenzleitung, die Signale aussendet, und von einer mobilen Antenne, wobei die Hochfrequenzleitung eine koaxiale Induktivität und ein Dielektrikum aufweist. Der äußere Leiter umfasst Öffnungen für das Abstrahlen oder Empfangen von Schwingungen, wobei die Öffnungen sich axial bezüglich einer Längsachse einer Hochfrequenzleitung erstrecken.
Eelectrical Communication, 1. Januar 1994, Seiten 66-73, XP 000445988, Levisse "Abstrahlende Kabel - Kanaltunnelanwendungen" beschreibt Kanaltunnelanwendungen von Strahlungsmodenkabeln, wobei ein abstrahlendes Kabel mehrere periodisch beabstandete Öffnungen aufweist, die von einer sich fortpflanzenden Hochfrequenzwelle gespeist werden.
US-A-3781725 beschreibt ein leckendes koaxiales Kabel für die Kommunikation mit bewegten Fahrzeugen, das einen inneren Leiter mit Verzögerungseigenschaften für eine elektromagnetische Welle und einen äußeren Leiter mit einer Schlitzanordnung aufweist, die aus einem schrägen Schlitz besteht, der in konstantem Abstand wiederholt wird. Ferner kann die Schlitzanordnung aus einer Gruppe schräger Schlitze aufgebaut sein, die in konstantem Abstand wiederholt angeordnet wird, wobei die Schlitze jeder Gruppe in einem unterschiedlichen Intervall angeordnet sind.
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein verbessertes strahlendes koaxiales Kabel bereitzustellen, das eine sehr geringe Kreuzpolarisierung aufweist (d. h. das eine Polarisierung parallel zur Kabelachse besitzt, die sehr gering ist) und das somit eine geringe BER ermöglicht, wenn es für digitale Kommunikationszwecke verwendet wird, das die Verzerrung minimiert, wenn für es analoge Kommunikationszwecke verwendet wird und das einen geringeren Übertragungsverlust als bestehende koaxiale Kabelstrahler aufweist.
Eine weitere Aufgabe dieser Erfindung besteht darin, ein derartiges verbessertes strahlendes koaxiales Kabel bereitzustellen, das ein co-polarisiertes Signa) (senkrecht zum Kabel) mit einer im Wesentlichen flachen Frequenzantwort, d. h. mit geringen Feldstärkeschwankungen bei einem beliebigen fixierten Nahfeldpunkt, über die gesamte Frequenzbandbreite des Kabels erzeugen kann. Eine damit verwandte Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein derartiges System bereitzustellen, das bei einer gegebenen Frequenz ein co-polarisiertes Nahfeldmuster mit geringen Feldstärkeschwankungen entlang der gesamten effektiven Länge des abstrahlenden Kabels erzeugt (wobei die effektive Länge gleich der Länge des Koaxialkabels L&sub0; ist, aber bei Z = Zstart = ξ/tan (s) beginnt und bei Z = L&sub0; + Zstart endet, wobei s der konstante Phasenfrontwinkel ist).
Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein derartiges verbessertes strahlendes koaxiales Kabel zu schaffen, das, da es eine merkliche Erzeugung kreuz-polarisierter Felder vermeidet, eine TWLE oder reflektierte kreuz-polare Signale erzeugt, die sich in co- polare Signale zurückverwandeln. Eine damit in Beziehung stehende Aufgabe besteht darin, ein solches abstrahlendes koaxiales Kabel zu schaffen, das eine deutliche Strahlungsabschwächung von Signalen vermeidet, die sich der Länge nach durch das Kabel ausbreiten.
Eine noch weitere Aufgabe dieser Erfindung besteht darin, ein solches verbessertes strahlendes koaxiales Kabel zu schaffen, das nahe an oder auf einer Wand (selbst einer metallischen Wand) oder einer anderen Oberfläche montiert werden kann, ohne im Wesentlichen den Betrieb des Funkkommunikationssystems, in welchem das abstrahlende Kabel verwendet wird, zu beeinträchtigen.
Eine noch weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein solches verbessertes abstrahlendes koaxiales Kabel bereitzustellen, das im Wesentlichen das Problem der mehrfachreflektierten kreuz-polaren Signale, die in co-polare Signale zurückverwandelt werden, verringert und damit ermöglicht, einen großen und einen kleinen Abstand zwischen dem abstrahlenden Kabel und dem Empfänger einzuhalten.
Eine weitere wichtige Aufgabe dieser Erfindung besteht darin, ein verbessertes strahlendes koaxiales Kabel von der Art, wie dies zuvor beschrieben ist, bereitzustellen, das eine relativ große Bandbreite aufweist (z. B. ungefähr 3 : 1).
Eine noch weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein solches verbessertes abstrahlendes koaxiales Kabel zu schaffen, das in effizienter Weise und wirtschaftlich in großen Längen herstellbar ist.
Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein verbessertes Funkkommunikationssystem unter Verwendung eines derartigen verbesserten abstrahlenden Koaxialkabels bereitzustellen.
Weitere Aufgaben und Vorteile der Erfindung gehen aus der folgenden detaillierten Beschreibung sowie die aus den begleitenden Zeichnungen hervor.
Erfindungsgemäß werden die vorhergehenden Aufgaben durch das Bereitstellen eines strahlenden Koaxialkabels, wie es in Anspruch 1 definiert ist, gelöst. Bei einer gegebenen Frequenz innerhalb der Betriebsbandbreite erzeugt das abstrahlende bzw. strahlende Kabel ein Nahfeldmuster mit lediglich geringen Amplitudenschwankungen entlang der wirksamen Länge des Kabels. Die Nahfeldamplitudenschwankungen des abstrahlenden Kabels sind vorzugsweise geringer als ungefähr ±3 dB in Innenräumen oder in Außenanwendungen über die gesamte Betriebsbandbreite des Systems hinweg und entlang der wirksamen Länge des Kabels (und bei einem beliebigen senkrechten Abstand ξ von dem Kabel im Bereich von 1 Fuß bis 50 Fuß). Ferner werden ein Verfahren und ein System, wie sie in den Ansprüchen 7 bzw. 15 definiert sind, bereitgestellt.
Auf Grund des nahezu flachen Nahfeldmusters (d. h. auf Grund der geringen Amplitudenschwankungen) ergibt das erfindungsgemäße System geringe BER, wenn dieses für die digitale Kommunikationszwecke angewendet wird und erzeugt geringe Verzerrungspegel, wenn es für analoge Kommunikationszwecke verwendet wird, wobei dies alles bei geringen Verlusten erreicht wird. Das System besitzt ferner eine große Bandbreite, so dass Daten mit hohen Datenraten übertragen werden können.
Das verbesserte Funkkommunikationssystem dieser Erfindung enthält das zuvor beschriebene abstrahlende Kabel, das innerhalb oder benachbart zu einem vorgeschriebenen Bereich angeordnet ist, der eine Vielzahl von Funksendern, Empfänger oder Sende/Empfangseinheiten ("Radioeinheiten") enthält, die entweder Mobil oder örtlich fixiert sein können. Signale werden von den diversen Radioeinheiten über das abstrahlende Kabel ausgesendet und empfangen.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ist eine diagrammhafte Ansicht der Geometrie eines abstrahlenden Koaxialkabels und eines entsprechenden Empfangssystems, das bei einer Frequenz von f MHz arbeitet;
Fig. 2 ist ein Satz gemessener Felder, die in Innenräumen durch ein abstrahlendes Kabel des Typs 1 erzeugt wurden: (a) co-polar vs. z, χ = 20 Fuß, f = 1850 MHz, (b) co-polar vs. Frequenz, z = 30 Fuß, ξ = 20 Fuß, (c) kreuz-polar vs. z, ξ = 20 Fuß, f = 1850 MHz und (d) kreuz-polar vs. Frequenz, z = 30 Fuß, ξ = 20 Fuß;
Fig. 3 ist ein Satz gemessener Felder, die in einem Innenraum von einem abstrahlenden Kabel des Typs 3 erzeugt wurden: (a) co-polar vs. z, ξ = 20 Fuß, f = 1850 MHz, (b) co-polar vs. Frequenz, z = 30 Fuß, ξ = 20 Fuß, (c) kreuz-polar vs. z, ξ = 20 Fuß, f = 1850 MHz und (d) kreuz-polar vs. Frequenz, z = 30 Fuß, ξ = 20 Fuß;
Fig. 3aa ist ein co-polares Nahfeldmuster, das unter den gleichen Bedingungen wie in Fig. 3 gemessen wurde, wobei ein metallischer Streifen von 3 Fuß auf der trockenen Wand eingefügt war (und wobei wie in Fig. 3 die Schlitze von der Wand wegzeigen);
Fig. 4 ist eine perspektivische Ansicht eines abstrahlenden koaxialen Kabels gemäß der vorliegenden Erfindung mit dazugehörigen Radioeinheiten ("R. U.");
Fig. 5 ist eine vergrößerte Ansicht eines Teils des abstrahlenden Kabels aus Fig. 4, wobei der bündig angekoppelte Stanzbereich in den Schlitzen gezeigt ist;
Fig. 6a und 6b sind vergrößerte Ansichten alternativer Kopplungsstanzbereiche.
Fig. 7a ist co-polares Nahfeldmuster, das von einem Beispiel des in Fig. 4 gezeigten koaxialen Kabels erzeugt wurde und (in einem Innraum) entlang der Länge des Koaxialkabels bei einem Abstand von 20 Fuß von dem Koaxialkabel gemessen wurde, wobei dieses bei einer festen Frequenz von 1700 MHz mit einer impedanzangepassten Last, die an dem entfernten Ende des Koaxialkabels angeschlossen war, betrieben wurde;
Fig. 7c ist das entsprechende gemessene kreuz-polare Feld (das erkennbar um ungefähr 15 dB kleiner als das co-polare Feld aus Fig. 7a ist);
Fig. 7aa ist ein co-polares Nahfeldmuster, das unter den gleichen Bedingungen wie in Fig. 7a gemessen wurde, jedoch war ein Metallstreifen von 3 Fuß auf der trockenen Wand eingefügt;
Fig. 7b ist eine gemessene (in einem Innenraum) co-polare Amplitudenantwort eines Beispiels des in Fig. 1 dargestellten Koaxialkabels, wobei die abgestrahlte Signalstärke gezeigt ist, die an einem festen Punkt gemessen wurde, der 20 Fuß lateral und 30 Fuß axial von dem Koaxialkabel beabstandet ist, wobei die Frequenz des abgestrahlten Signal über die gesamte Betriebsbandbreite von 1700 bis 1850 MHz überstrichen wurde (die vorhergesagte Antwort für diesen Fall ist eine gerade Linie mit einer leichten negativen Steigung, die durch den ungefähren Mittelpunkt der gemessenen Antwort verläuft); Fig. 7d ist das entsprechende gemessene kreuz-polare Feld (das erkennbar um ungefähr 15 dB geringer als das co-polare Feld aus Fig. 7b ist);
Fig. 8 ist ein vorhergesagtes (ideales Muster im Außenraum, wobei keine Reflektionen auftreten) Muster entsprechend der Fig. 7a, wobei +4 dB in Fig. 8 ungefähr -65 dB in Fig. 7a entsprechen;
Fig. 9a ist ein co-polares Nahfeldmuster, das von dem gleichen Koaxialkabel erzeugt wurde, das auch das Muster aus Fig. 7a erzeugte, gemessen (in einem Innenraum) entlang der Länge des Koaxialkabels bei einem Abstand von 5 Fuß von dem Koaxialkabel, während dieses einer festen Frequenz mit einer impedanzangepassten Last, die an dem entfernten Ende des Koaxialkabels angeschlossen war, betrieben wurde; ähnlich zeigt Fig. 9c das entsprechende gemessene kreuz-polare Feld;
Fig. 9b ist eine gemessene Amplitudenantwort des gleichen Koaxialkabels, wobei die abgestrahlte Signalstärke gezeigt ist, die an einem festen 5 fuße seitlich von dem Koaxialkabel entfernten Punkt gemessen wurde, während die Frequenz des abgestrahlten Signals über die gesamte Betriebsbandbreite variiert wurde; in ähnlicher Weise zeigt Fig. 9b das entsprechende gemessene kreuz-polare Feld. Zu beachten ist, dass die obigen gemessenen Muster einen 0 dB Referenzpegel entsprechend zu jenem der Radioeinheit, die von dem "Aufnahme"-Horn abgekoppelt und direkt mit dem Lastende 13 des Kabels verbunden ist (anstelle der üblichen abschließenden Last), aufweist;
Fig. 10a ist ein co-polares Nahfeldmuster, dass von dem strahlenden Kabel des Typs 1 bei 1,850 GHz mit einer einfachen vertikalen Dipol- "Aufnahme"-Antenne erzeugt wurde;
Fig. 10b ist ein co-polares Nahfeldmuster, das von einem strahlenden Kabel des Typs 3 bei 1,850 GHz mit einer einfachen vertikalen Dipol-"Aufnahme"-Antenne erzeugt wurde; und
Fig. 10c ist ein co-polares Nahfeldmuster, das von dem erfindungsgemäßen Kabel 1,850 GHz mit einer einfachen Dipol-"Aufnahme"-Antenne erzeugt wurde.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG BEVORZUGTER AUSFÜHRUNGSFORMEN

Obwohl die Erfindung diversen Modifizierungen und alternativen Formgebungen unterliegen kann, werden spezielle Ausführungsformen davon anhand von Beispielen in den Zeichnungen dargestellt und sind im Folgenden detailliert beschrieben.
In den Fig. 4 und 5 ist eine Länge L eines abstrahlenden bzw. eines strahlenden Koaxialkabels 10 mit einer Reihe von nicht resonaten Schlitzen 11 dargestellt, die in einer Seite des Kabels ausgebildet sind (oder möglicherweise auf zwei gegenüberliegenden Seiten, etc. um die bestmögliche Leistungsfähigkeit unabhängig von einer Montageposition an der Wand zu erreichen). Wenn ein Signal in ein Ende 12 des Kabels 10 eingespeist wird und dieses durch das Kabel zu einer angepassten Last 13 am gegenüberliegenden Ende wandert, wird ein Teil des Signals durch die Schlitze 11 entlang dar gesamten Länge des Kabels abgestrahlt. Das abgestrahlte Feld ist senkrecht zur Achse des Kabels polarisiert und kann durch Radioeinheiten R. U. an einer beliebigen Stelle entlang der Länge des Kabels detektiert werden. Das Kabel kann ferner von den Radioeinheiten R. U. abgestrahlte Signale entlang der Länge des Kabels empfangen. Diese empfangenen Signale werden durch das Kabel zu einem Empfänger (nicht gezeigt) an dem Ende 12 des Kabels geleitet.
Das strahlende Kabel 10 kann in einer Fülle unterschiedlicher Anwendungen eingesetzt werden, wobei mehrere Radioeinheiten, häufig mobile Einheiten, mit einer oder mehreren Basisstationen innerhalb eines definierten Bereichs kommunizieren müssen. Ein Beispiel eines derartigen Systems ist ein Straßen- oder Schienenkommunikationssystem, in welchem sich das strahlende Kabel entlang einer offenen Straßen oder einer Schienenstrecke (oder ebenso in einem Tunnel) erstreckt, um eine konstante Verbindung mit mobilen Radioeinheiten in den diversen Fahrzeugen auf der offenen Straße oder der Schienenstrecke (oder in dem Tunnel) herzustellen. Ein weiteres Beispiel ist ein drahtloses lokales Netzwerk (WLAN) von Personalcomputern, Druckern, Servern, und dergleichen, die in einem gemeinsamen Gebäude oder in einem gemeinsamen Stockwerk untergebracht sind. Diese Erfindung ist höchst nützlich in Anwendungen, in denen der Kommunikationsbereich ausreichend groß ist, so dass das strahlende Kabel 10 mindestens 60 Fuß fang sein muss.
Die Abmessungen, Positionen und Konfigurationen der Schlitze 11 in dem Kabel 10 sind so gewählt, um ein im Wesentlichen flaches Nahfeldmuster entlang der Länge des Kabels und über die Betriebsbandbreite des Systems hinweg zu erzeugen. Das Nahfeldmuster des strahlenden Kabels variiert vorzugsweise um weniger als ungefähr ±3 dB über die Betriebsbandbreite des Systems hinweg und entlang der Länge des Kabels. Die Bandbreite kann so groß wie jene des strahlenden Kabels sein, wie dies im Folgenden definiert ist). Um das Abstrahlen eines signifikanten kreuz-polarisierten Feldes zu vermeiden, wird jeder Schlitz 11 mit seinem länglichen Rändern entlang der Achse des Kabels orientiert und die transversale Abmessung des Schlitzes ist schmal. Beispielsweise kann in einem 2,22-cm- Kabel, das Signale bei einer Frequenz von ungefähr 1,7 GHz transportiert, die Schlitzbreite 0,508 cm (0.200 inch) betragen. Wenn die Schlitzbreite vergrößert wird, beginnt der Schlitz, ungewünschte kreuz-polarisierte Felder mit anwachsender Stärke abzustrahlen.
Um ein Abstrahlen von Energie aus dem inneren des koaxialen Kabels 10 mittels jedes Schlitzes 11 zu erreichen, ist ein Kopplungselement, etwa ein Kopplungs- bzw. Stanzbereich 14 in Fig. 5 (oder ebenso in Fig. 6a oder Fig. 6b) an jedem Schlitz vorgesehen. Aus Herstellungsgründen sind die Stanzbereiche 14 als integrale Teile der Schlitzränder in dem zentralen Bereich eines der langen Ränder jedes Schlitzes ausgebildet. Die Stanzbereiche 14 können in dem Zylinder des äußeren Leiters des Kabels liegen, oder die Stanzbereiche können in das innere des Kabels für eine erhöhte Ankopplung gebogen sein. Die Phase des elektrischen Feldes des Schlitzes ist vorzugsweise umgekehrt für aufeinanderfolgende Schlitze 11, indem die Stanzbereiche 14 an abwechselnden Rändern aufeinanderfolgender Schlitze gebildet sind, so dass die Stanzbereiche an gegenüberliegenden Rändern jedes Paares benachbarter Schlitze liegen.
Die Abmessungen der Schlitze 11 und der Stanzbereiche 14 sind so gewählt, um eine signifikante Strahlungsabschwächung der Signale zu vermeiden, die längsweise durch das Kabel laufen, wodurch sichergestellt wird, dass das Signal mit ausreichender Stärke entlang der gesamten Länge des Kabels abgestrahlt wird. Somit sind die abgestrahlten Energie pro Einheitslänge des Kabels sowie die Signalabstrahlungsabschwächung pro Einheitslänge des Kabels relativ gering.
Die Schlitze 11 sind jeweils in axialer Richtung länglich ausgebildet und der Abstand der jeweiligen Mittelpunkte S ist für gewöhnlich so gewählt, dass lediglich einige Schlitze in jeder Vakuumwellenlänge λ vorgesehen sind. Der Abstand S der Schlitze 11 bestimmt den Winkel (s) des Abstrahlens von dem Kabel, wobei für die auf gegenüberliegenden Rändern benachbarter Schlitze liegenden Stanzbereiche dieser (diese) Winkel der Gleichung gehorchen:
(1) cos sn = -((n + 0,5)/(S/λv)) + (v/c)&supmin;¹
wobei n = 0, 1, 2, ..., n = 0 der erste Winkel n = 1 der zweite Winkel, etc. ist. Für gewöhnlich wird S/λv klein genug gewählt, so dass lediglich ein (n = 0) Winkel bei einer gegebenen λv existiert, um somit sicherzustellen, dass ein im Wesentlichen "flaches" Nahfeldmuster entlang der Länge des Kabels erreicht wird, da bei zwei oder mehr Winkeln für eine gegebene Wellenlänge λ es schwierig ist, ein derartiges "flaches" Muster zu erreichen, sofern die Winkel nicht ausreichend voneinander getrennt sind, und das Aufnahmehorn H ein ausreichend richtungssteuerndes Muster aufweist. Wenn in ähnlicher Weise die Stanzbereiche alle auf dem gleichen Rand benachbarter Schlitze liegen, werden diese Winkel durch die Gleichung beschrieben:
(2) cos sm = -(m/(S/λv)) + (v/c)&supmin;¹
wobei m = 1, 2, 3, ..., m = 1 der erste Winkel, m = der zweite Winkel etc. ist und wobei sowohl (1) und (2) λv die Vakuumwellenlänge, v die Phasengeschwindigkeit in dem Kabel, c die Lichtgeschwindigkeit ist, und wobei wiederum S/λv für gewöhnlich klein genug gewählt wird, so dass lediglich ein einziger Winkel für eine gegebene λv existiert.
In jedem Fall muss jedoch S/λv groß genug sein, um sicherzustellen, dass mindestens ein einzelner Strahl existiert. Gleichung (1) zeigt an (bei Betrachtung der Fälle m = 0, m = 1 bei 180º), dass für den Einzelstrahlbetrieb folgendes zu wählen ist:
(3) 0.5(1 + v/c)&supmin;¹) ≤ S/λ < 1.5(1 + (v/c)&supmin;¹)&supmin;¹
für den Fall der altemierenden Stanzbereiche, und
(4) (1 + (v/c)&supmin;¹)&supmin;¹ ≤ Sλ/v < 2(1 + (v/c)&supmin;¹)&supmin;¹
für den Fall der abwechselnden Stanzbereiche. Es gilt z. B.: wenn S = 2,75 inch und v/c = 0.89 ist und die Option der abwechselnden Stanzbereiche gewählt wird, dann zeigen (1) und (3), dass bei einem Anwachsen der Frequenz von kleinen Werten ein einzelner Strahl bei der Frequenz f von 1011 MHz (d. h. S/λv = 0.2354) bei einem Winkel von s&sub0; = 180º entsteht und sich mit der Frequenz ändert, wobei der Winkel auf 65.43º bei f = 3033 MHz verringert (d. h. S/λv = 0,7063). Somit ist eine Bandbreite von 3033/1011 = 3 : 1 für den Einzelstrahlbetrieb verfügbar, wobei abwechselnde Stanzbereiche angewendet werden (dies folgt auch aus (3) durch Verwenden des Verhältnisses der rechten Seite zu der linken Seite). In ähnlicher Weise entsteht für den Fall der nichtabwechselnden Stanzbereiche aus (1) und (4) ein Einzelstrahl mit f = 2022 MHz (d. h. S/λv = 0,4708) bei einem Winkel von s = 180º und fällt ab auf 86,47º bei f = 4044 MHz (d. h. S/λv = 0,9416), d. h. es entsteht lediglich eine 2 : 1 Einzelwinkelbandbreite (wie dies auch aus (4) zu erkennen ist). Somit liefert das abwechselnde Vorsehen der Stanzbereiche eine 3/2 = 1.5 mal größere Bandbreite (für den Einzelstrahlbetrieb) im Vergleich zu dem Falle der nichtabwechselnden Stanzbereiche. Ferner hat dann der Fall mit den abwechselnden Stanzbereichen eine geringere Änderung im Abstrahlungswinkel in Bezug auf die Frequenz, was wünschenswert ist für eine festpositioniertes "Aufnahme"-Horn.
Die Schlitzlänge L wird so gewählt, um ein gewünschtes Maß an Strahlung aus jedem Schlitz zu erreichen (indem der Betrag des transversalen Verschiebestroms über den Schlitz hinweg gesteuert wird), was wiederum die Strahlungsabschwächung des Signals entlang der Länge des Kabels steuert. Die Breite W des Schlitzes wird schmal genug gewählt, um den Anteil der kreuz-polarisierten Strahlung aus dem Schlitz zu minimieren.
Für gewöhnlich ist es vorteilhaft, den Winkel bei ungefähr 90º zu haben, so dass die wirksame Länge des Kabels Zstart = 0 beträgt und ein wirksames Ende bei Z = L liegt, d. h. dieses ist gleich der physikalischen Länge des Kabels, so dass das Strahlungsgebiet dem Gebiet des Kabels entspricht. Ein Studium von (1) und (2) zeigt dann, dass S/λ ungefähr (2(v/c))&supmin;¹ gewählt werden sollte, (d. h. S/λg = ¹/&sub2;) für den Fall der abwechselnden Stanzbereiche, und ungefähr (v/c)&supmin;¹, (d. h. S/λg = 1 für den Fall der nichtabwechselnden Stanzbereiche, obwohl diese genauen S/λg-Werte vermieden werden sollten, um keine "VSWR- Spitzen" zu erzeugen).
Vorzugsweise sollten Durchbiegungen und andere Krümmungen in dem Koaxialkabel minimiert werden, um die Erzeugung von Oszillationen in dem Nahfeldmuster zu minimieren. Das Koaxialkabel kann mit einem äußeren Leiter versehen sein, der ausreichend steif ist, um das Kabel relativ gerade zu halten, oder es kann ein ansonsten flexibles oder halbflexibles Kabel mit einem oder mehreren Längselementen verstärkt werden, so dass eine ausreichende Steifheit erreicht wird, um das Kabel relativ gerade zu halten.
Das strahlende Kabel dieser Erfindung erzeugt ein im Wesentlichen flaches Nahfeldmuster nahe am Kabel sowie bei deutlichen Abständen von dem Kabel. Das Kabel kann direkt an einer Wand montiert werden (vorzugsweise mit der Seite ohne Schlitze zur Wand hin), oder an anderen Oberflächen, so dass es nicht für mechanische Schwingungen, Luftverwirbelungen und physikalische Beschädigungen empfänglich ist.
Fig. 7a ist eine Darstellung des Ankopplungsverlustes (co-polar), der entlang der Länge des Koaxialkabels mit einem Außenleiter mit einem Außendurchmesser von 2.22 cm (7/8 inch) und einer einzelnen Reihe an Schlitzen, die sich entlang der Länge des Kabels mit einem Abstand der entsprechenden Mitten S von 6,99 cm (2,75 inch) erstrecken, gemessen wurden. Jeder Schlitz ist 5,08 cm (2 inch) lang (I = 5,08 cm (2,00 inch) und 0,508 cm (0,200 inch) breit (w = 0,508 cm (0,200 inch)), mit einem sich nach innen erstreckenden Stanzbereich, der in der Mitte eines der langen Ränder jedes Schlitzes ausgebildet ist. Die Schlitzränder, die die Stanzbereiche bilden, waren abwachselnd entlang der Länge des Kabels so vorgesehen, dass die Stanzbereiche an gegenüberliegenden Rändern jedes Paares benachbarter Schlitze angeordnet sind. Jeder Stanzbereich war 2,311 cm (0,910 inch) lang (in axialer Richtung) und 0,211 cm (0,083 inch) breit (in radialer Richtung). Die Länge des Kabels betrug 19,81 m (25 Fuß) und wurde bei einer Frequenz von 1700 MHz (λ = 17,648 cm (6,948 inch)) mit ξ = 6,096 m (20 Fuß) betrieben, wobei ξ der senkrechte Abstand zwischen dem gemessenen Feldpunkt und der Kabelachse ist. Man kann erkennen, dass die Ankopplungsverluste innerhalb von ±3 dB entlang der gesamten Länge des Kabels im Wesentlichen flach waren. Das gemessene kreuz-polare Nahfeld (Fig. 7e) lag ungefähr 15 dB unterhalb des co-polaren Nahfeldes, und dieser geringe Kreuzpolarisierungspegel ist der Grund für die ausgezeichnete "flache" co-polare Antwort. Alle diese Muster wurden mit einem pyramidenförmigen "Aufnahme-"Horn gemessen, das mit seiner Achse unter einem Winkel 95º (±10º) zu der Kabelachse angeordnet war (da hier S/λv = 2,75/6,948 = 0,396, und v/c = 0,89 ist, so dass aus (1) s = 98º beträgt).
Da das zuvor beschriebene strahlende Kabel ein im Wesentlichen flaches Nahfeldmuster aufweist, bietet es eine zuverlässige Kommunikation zu und von Radioeinheiten, die entlang der Länge des Kabels verteilt sind. Diese Zuverlässigkeit ist insbesondere bei digitaler Kommunikation nützlich, da es geringe Bit-Fehlerraten ermöglicht. Zum Beispiel kann die digitale Datenkommunikation eine Bit-Fehlerrate von lediglich 10&supmin;&sup8; erfordern, um einen signifikanten Datenverlust zu vermeiden. Diese geringen BER sind mit einem im Wesentlichen flachen Nahfeldmuster erreichbar, da Fluktuationen oder Oszillationen in dem Muster von derartig geringer Amplitude sind, so dass Verluste eines oder mehrerer Bits der Daten gewissermaßen nicht vorkommen. Die im Wesentlichen flachen Nahfeldmuster der vorliegenden Erfindung sind ebenso für analoge Kommunikationssignale vorteilhaft, um störende Verzerrungen der analogen Signale zu vermeiden.
Fig. 7a ist das co-polare Nahfeldmuster, das unter den gleichen Bedingungen wie in Fig. 7a gemessen wurde (beide mit der Seite ohne Schlitze auf die Wand zuweisend), aber einem 0,91 m (3 Fuß) Metallstreifen, der auf der trockenen Wand eingefügt ist (die Tatsache, dass Fig. 7aa im Wesentlichen identisch zu Fig. 7a ist, zeigt an, dass TWLE für diesen koaxialen Kabelstrahler nicht existiert).
Fig. 7b zeigt die gemessene co-polare Frequenzantwort des zuvor beschriebenen Koaxialkabels über die Betriebsbandbreite des Systems. Die Amplitude des abgestrahlten Signals wurde an einem Punkt gemessen, der 6,096 m (20 Fuß) (ξ = 6,906 m (20 Fuß)) seitlich von dem Koaxialkabel und 9,144 m (30 Fuß) axial (z = 9,144) (30 Fuß) von dem Ende des Koaxialkabels, das mit dem Signalgenerator verbunden ist, entfernt war. Die Frequenz des Signalgenerators wurde über das Frequenzband von 1,700 bis 1,850 GHz variiert, was die typische Betriebsbandbreite des Koaxialkabels für Strahlungswinkel von 92º bis 98º ist. Die Schlitze des Koaxialkabels hatten die gleichen Abmessungen und Positionen, wie sie zuvor beschrieben sind. Man kann erkennen, dass die gemessene Signalamplitude im Wesentlichen flach (±2,5 dB) über das Frequenzband war. Die Achse "Aufnahme"-Homs war unter einem Winkel von 95º (ein Wert zwischen 92º und 98º (±10º) zu der Achse des Koaxialkabels angeordnet.
Fig. 7d zeigt wiederum den geringen Pegel (-15 dB oder weniger) der Kreuzpolarisierung).
Fig. 9a bis 9d sind Messungen ähnlich zu den Fig. 7a bis 7d, die allerdings unter einem Abstand von 1,524 m (5 Fuß) von dem Koaxialkabel durchgeführt wurden. Man kann erkennen, dass die Kurven in den Fig. 9a und 9b ungefähr so flach sind wie jene in den Fig. 7a und 7b, und die Fig. 9c und 9d zeigen wiederum eine -15 dB Kreuzpolarisierung.
Da das zuvor beschriebene strahlende Koaxialkabel ein im Wesentlichen flaches Nahfeldmuster aufweist, liefert es eine zuverlässige Kommunikation zu und von Radioeinheiten, die entlang der Länge des Koaxialkabels angeordnet sind. Diese Zuverlässigkeit ist insbesondere für die digitale Kommunikation vorteilhaft, da somit geringe Bit-Fehlerraten erreicht werden können. Beispielsweise kann die digitale Datenkommunikation eine Bit-Fehlerrate in der Größenordnung von 10&supmin;&sup8; erfordern, um einen merklichen Datenverlust zu vermeiden. Diese geringen Bit-Fehlerraten sind mit einem im Wesentlichen flachen Nahfeldmuster erreichbar, da die Fluktuationen oder Oszillationen in dem Muster eine derartige geringe Amplitude aufweisen, das der Verlust eines oder mehrerer Bits der Daten faktisch nicht auftritt. Die im Wesentlichen flachen Nahfeldmuster der vorliegenden Erfindung sind ebenso für analoge Kommunikationssignale vorteilhaft, um Verzerrungen in den Analogsignalen zu vermeiden.
Das geschlitzte Koaxialkabel 10 besitzt vorzugsweise einen Hauptstrahlwinkel im Bereich von ungefähr 92º bis 98º, da dieser Winkelbereich in der Nähe von 90º liegt, so dass die wirksame Länge (strahlendes Gebiet) im Wesentlichen gleich der physikalischen Länge des Kabels ist. Wie aus dem obigen zu ersehen ist, entspricht dies einer Frequenzbandbreite von 1,85/1,70 = 1,09 oder ungefähr 9%.
Um die Bandbreite über diesen Bereich hinaus zu erweitern, kann eine geeignete Änderung (Verringerung) im Schlitzabstand in der Schlitzlänge durchgeführt werden, wobei dennoch ein Einzelstrahlbetrieb realisiert wird, wobei nunmehr ein größerer Winkelbereich abgedeckt wird. Somit kann ein Betrieb von 1,700 bis 2,500 GHz (bei 47% Bandbreite) beispielsweise realisiert werden, indem S = 5,08 cm (2,00 inch) und I = 3,81 cm (1,5 inch) gesetzt wird, wobei der Winkelbereich (aus (1)) zu 93º ≤ So ≤ 128º wird. Dies ist ein dennoch ausreichend kleiner Winkelbereich (128 - 93 = 35º), so dass das "Aufnahme"-Horn auf S = 110º gesetzt werden kann, da die Richtungsempfindlichkeit des Horns über ±(35/2) = ±17º um diese Einstellung herum im Wesentlichen nicht abnimmt.
Die Radioeinheiten, die von dem Koaxialkabel abgestrahlte Signale empfangen, umfassen vorzugsweise eine Richtungsantenne, etwa das zuvor angeführte pyramidenförmige Horn, mit einer Öffnung, die im Wesentlichen senkrecht (beispielsweise innerhalb von ±10º) zu der Achse des Hauptabstrahlungsstrahls des koaxialen Kabels liegt. Diese Antenne besitzt vorzugsweise einen Richtungsgewinn von mindestens ungefähr 10 dBi und ist so positioniert, um die Strahlung von mindestens ungefähr 3,048 m (10 Fuß) der Länge des Koaxialkabels zu empfangen. Andere Richtungsantennen sind parabolische Reflektoren, Eckenreflektoren und Schlitz- oder Dipolfelder.
Es ist ferner anzumerken, dass die Größe der Schwankungen, die an den Enden der effektiven Länge (siehe Fig. 7a und 9) bestehen, minimiert werden können, indem die ersten und die letzten 3,048 m (10') bis 6,096 m (20') Abschnitte des strahlenden Kabels mit kleineren Schlitzen (oder Stanzbereichen) versehen werden, um ihre Ankopplung zu verringern (d. h. den Betrag der von diesen Abschnitten abgestrahlten Energie zu reduzieren).
Ferner ist anzumerken, dass in einigen Anwendungen (z. B. einige billige Mobilfunksysteme, die TDMA verwenden) akzeptabel sein kann, ein nicht ein optimales Leistungsverhalten zu akzeptieren, wobei das optimale Leistungsverhalten jenes ist, das mit einem hochlichtungsabhängigen "Aufnahme"-Hom erreicht wird (eines mit ungefähr 15 dBi) oder mehr richtungsabhängigen Gewinn und einem guten Vorderseiten zu Rückseitenverhältnis von ungefähr 18 dB oder mehr), um Antworten ähnlich zu Fig. 7a (und 7b) zu erhalten. In diesem Falle kann eine einfache Viertelwellenlänge-(Dipol)Antenne oder zwei davon, die einer in Raumdiversitäts-Anordnung vorgesehen sind) ausreichen, um ein geeignet geringes Bit- Fehlerratenverhältnis zu erhalten (wobei die Bitfehlerrate selbstverständlich verbessert (reduziert) ist, wenn der obige Typ eines optimalen "Aufnahme-"Horns verwendet wird). Selbst unter diesen Umständen ermöglicht das besagte strahlende Koaxialkabel ein überlegenes Leistungsverhalten im Vergleich zu anderen bekannten Typen auf Grund seiner geringeren kreuz-polaren Felder. Dies wird durch die Fig. 10a, 10b und 10c gezeigt, wobei Fig. 10 eine gemessene Antwort für den obigen ersten Typ ist, Fig. 10b für den dritten Typ und Fig. 10c für das erfindungsgemäße Kabel (wobei diese Figur die dB-Ankopplung bei ξ = 6,096 m (20') als eine Funktion Z für 0 ≤ Z ≤ 19,812 m (65') unter Anwendung einer einfachen vertikalen Dipol-"Aufnahme-"Antenne zeigen), da Fig. 10c deutlich weniger signifikante Vertiefungen bei der Ankopplung aufweist. (Man erkennt die deutliche Verbesserung durch Verwenden eines richtungsabhängigen "Aufnahme-"Horns, in dem man Fig. 7a mit Fig. 10c für das erfindungsgemäße Kabel vergleicht).

Claims

1. Strahlendes Koaxialkabel (10) mit einer Längsachse, das für die Verwendung in Kommunikationssystemen, die große Kabellängen erfordern, ausgestaltet ist, wobei das Kabel umfasst:

einen länglichen zylindrischen inneren Leiter mit einer Längsachse, wobei die Achse des inneren Leiters die Kabelachse definiert,

ein dielektrisches Material, das den inneren Leiter umgibt,

einen zusammenhängenden äußeren Leiter, der das Dielektrikum umgibt und mit diesem in direkten Kontakt steht und von dem inneren Leiter beabstandet ist,

wobei der äußere Leiter mindestens eine Reihe in Längsrichtung beabstandeter gerader, sich axial erstreckender Schlitze (11) bildet, die gegenüberliegende Paare sich axial erstreckender, länglicher Ränder aufweisen und die so gestaltet sind,

um ein Strahlungsfeld zu erzeugen, das senkrecht zur Kabelachse polarisiert ist, wenn das Kabel mit elektromagnetischer Energie gespeist wird,

um im Wesentlichen die Ausstrahlung eines Feldes, das parallel zur Kabelachse polarisiert ist, und

um eine merkliche Strahlungsabschwächung von Signalen, die sich entlang dem Kabel ausbreiten, zu vermeiden,

gekennzeichnet durch

einen entsprechenden Stanzbereich (14), der ein integraler Bestandteil eines entsprechenden länglichen Randes jedes Schlitzes (11) ist und zur Kopplung von Energie zwischen einem Raumbereich innerhalb des äußeren Leiters und der Schlitze dient, so dass die Energie außerhalb des äußeren Leiters abgestrahlt wird.

2. Das strahlende Koaxialkabel nach Anspruch 1, wobei jeder längliche Rand der Schlitze im Wesentlichen parallel zur Kabelachse ist.

3. Das strahlende Koaxialkabel nach Anspruch 1, wobei die Strahlungsenergie ein Nahfeld erzeugt, und wobei die Abmessungen und Positionen der Schlitze in dem äußeren Leiter eine im Wesentlichen flache Frequenzantwort über eine Betriebsbandbreite des Kabels im Nahfeld an einem beliebigen Punkt entlang der Länge des Kabels erzeugen.

4. Das strahlende Koaxialkabel nach Anspruch 1, wobei die Strahlungsenergie ein Nahfeld erzeugt, und wobei die Abmessungen und Positionen der Schlitze in dem äußeren Leiter so gewählt sind, um ein Nahfeldmuster mit einer Amplitude zu erzeugen, die bei einer gegebenen Frequenz entlang der Kabellänge im Wesentlichen konstant ist.

5. Das strahlende Koaxialkabel nach Anspruch 1, wobei jeder der Schlitze rechteckig ist.

6. Das strahlende Koaxialkabel nach Anspruch 1, wobei der äußere Leiter mehrere Reihen länglicher beabstandeter Schlitze bildet, wobei die Schlitze in jeder Reihe beabstandet sind, um Signale in einem ausgewählten Frequenzband abzustrahlen.

7. Verfahren zur Kommunikation zwischen mehreren Radioeinheiten, zu denen Transmitter, Empfänger, Sende/Empfangsgeräte gehören, die innerhalb eines vorgeschriebenen Bereichs liegen, wobei das Verfahren umfasst:

Anordnen eines länglichen koaxialen Kabels gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei die Längsachse innerhalb oder benachbart zu dem vorgeschriebenen Bereich liegt, um ausgestrahlte Signale zu senden an und um ausgestrahlte Signale zu empfangen von den mehreren Radioeinheiten entlang der Kabellänge mittels des Kabels, das ein Nahfeld aufweist, das den vorgeschriebenen Bereich mit den mehreren Radioeinheiten umschließt, und

Auswählen der Abmessungen und Positionen der Schlitze in dem Kabel so, um eine im Wesentlichen flache Frequenzantwort im Nahfeld entlang der Kabellänge zu erzeugen.

8. Das Verfahren nach Anspruch 7, wobei die von den Abmessungen und Positionen der Schlitze in dem Kabel erzeugte Frequenzantwort im Wesentlichen flach über die Betriebsbandbreite des Kabels ist.

9. Das Verfahren nach Anspruch 7, wobei die von den Dimensionen und Positionen der Schlitze in dem Kabel erzeugte Frequenzantwort im Wesentlichen flach über die Betriebsbandbreite der Radioeinheiten ist.

10. Das Verfahren nach Anspruch 7, wobei die Amplitude des Nahfeldmusters um weniger als ungefähr ±3 dB entlang der Kabellänge fluktuiert.

11. Das Verfahren nach Anspruch 7, wobei das Kabel mindestens ungefähr 18,3 m lang ist.

12. Das Verfahren nach Anspruch 7, wobei die Stanzbereiche aufeinanderfolgender Schlitze an alternierenden länglichen Rändern der Schlitze angeordnet sind und wobei der Mitte-zu-Mitte-Schlitzabstand S in Längsrichtung ungefähr λg/2 ist, so dass die erzeugte konstante Phasenfront einen Winkel von ungefähr 90º zu dem Kabel einschließt, wobei λg die Wellenlänge der Signale in dem Kabel ist.

13. Das Verfahren nach Anspruch 7, das ferner umfasst:

Auswählen der Dimensionen und Positionen der Schlitze, um ein Nahfeldmuster mit einer Amplitude zu erzeugen, die bei einer gegebenen Frequenz im Wesentlichen konstant entlang der Kabellänge ist.

14. Digitales Kommunikationssystem, das eine Zweiwegübertragung digitaler Signale bei hohen Datenraten mit vernachlässigbaren Bitfehlerraten bewältigen kann, wobei das System umfasst:

mehrere Radioeinheiten, zu denen Sender, Empfänger und Sende/Empfangsgeräte gehören, die innerhalb eines vorgeschriebenen Bereichs lokalisiert sind, ein längliches Koaxialkabel gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, das innerhalb

oder benachbart zu dem vorgeschriebenen Bereich angeordnet ist, um ausgestrahlte Signale zu senden an und um ausgestrahlte Signale zu empfangen von den mehreren Radioeinheiten entlang der Kabellänge,

wobei das Kabel ein Nahfeld aufweist, das den die mehreren Radioeinheiten enthaltenden vorgeschriebenen Bereich umschließt, und

wobei die Dimensionen und Positionen der Schlitze so gewählt sind, um eine im Wesentlichen flache Frequenzantwort im Nahfeld entlang der Kabellänge zu erzeugen.

15. Das System nach Anspruch 14, wobei die mehreren Radioeinheiten Richtungshornantennen zum Senden und Empfangen der ausgestrahlten Signale aufweisen.

16. Das System nach Anspruch 14, wobei die mehreren Radioeinheiten Dipolantennen zum Senden und Empfangen der ausgestrahlten Signale aufweisen.

17. Das System nach Anspruch 14, wobei jede der mehreren Radioeinheiten ein Paar aus Dipolantennen in Raum-Diversity-Anordnung aufweisen.

18. Das System nach Anspruch 14, wobei die Dimensionen und Positionen der Schlitze so gewählt sind, um ein Nahfeldmuster mit einer Amplitude zu erzeugen, die im Wesentlichen bei einer gegebenen Frequenz entlang der Kabellänge konstant ist.