DE69604778T2

DE69604778T2 - Bidirektionaler gleichspannung-gleichspannung-umformer und stromwandler

Info

Publication number: DE69604778T2
Application number: DE69604778T
Authority: DE
Inventors: Christophe Taurand
Original assignee: Thales Avionics SAS
Current assignee: Thales Avionics SAS
Priority date: 1995-01-13
Filing date: 1996-01-10
Publication date: 2000-02-03
Anticipated expiration: 2016-01-11
Also published as: FR2729471B1; WO1996021864A1; EP0803067A1; EP0803067B1; FR2729471A1; DE69604778D1; DK0803067T3; JPH10512052A; US6121768A

Description

Bidirektionale Spannungsumformer vom Typ Gleichstrom-Gleichstrom, sowie Strom-Meßfühler bzw. -Meßwandler

Die vorliegende Erfindung betrifft das Gebiet der mit Schaltunterbrechung arbeitenden Stromversorgungen sowie näherhin das Gebiet der Spannungsumformer mit induktiver Speicherung vom Typ Gleichstrom-Gleichstrom. Derartige Umformer bzw. Konverter, welche die Umformung von Gleichspanungen gestatten, finden zahlreiche Anwendungen in der Industrie und insbesondere in der Luftfahrt, wo sie dazu verwendet werden, ausgehend vom elektrischen Gleichstrom- Bordnetz der Luftfahrzeuge Spannungen von 5 V, +12 V, +15 V, ... zur Versorgung der elektronischen Bordanlagen zu erzeugen.
Allgemein beruht die Arbeitsweise der Umformer mit induktiver Speicherung auf der Durchführung von Energieübertragungszyklen, welche eine Periode der Akkumulation bzw. Speicherung einer magnetischen Energie in einem induktiven Element mit Hilfe einer Primärschaltung gestatten, mit einer nachfolgenden Periode der Wiederabgabe dieser Energie in einer zu speisenden Last, mit Hilfe einer Sekundärschaltung. Als 'buck-boost'-Umformer bezeichnet man einen Umformer, dessen induktives Element eine Induktanz mit nur einer Wicklung ist, und als 'fly-back'-Umformer einen Umformer, dessen induktives Element ein wenigstens zwei Wicklungen aufweisender Transformator ist.
Innerhalb dieses Gebietes betrifft die vorliegende Erfindung näherhin bidirektionale Spannungsumformer, welche Energie sowohl in der Richtung von der Primär- zur Sekundärseite wie in der Richtung von der Sekundär- zur Primärseite übertragen können. Dieser bidirektionale Umformertyp eignet sich besonders zur Speisung komplexer Lasten (kapazitiver und/oder induktiver), von Akkumulatoren oder auch von reversiblen Vorrichtungen wie Elektromotoren, die im Stande sind, Energie an den Umformer zurückzugeben.
Beispiele bidirektionaler Umformer mit induktiver Speicherung sind in dem amerikanischen Patent 3 986 097, betreffend Umformer vom 'fly-back'-Typ, sowie in der amerikanischen Patentschrift 4 736 151 und der europäischen Patentanmeldung 336 725, welche sich auf Umformer vom 'buck-boost'-Typ beziehen, beschrieben.
Ein allgemeines Ziel der vorliegenden Erfindung ist die Verbesserung dieser bidirektionalen Umformer, deren Betriebs- und Arbeitsweise zunächst beschrieben wird.
Fig. 1a zeigt das Grund-Schaltungsschema eines herkömmlichen bidirektionalen 'buck-boost'-Umformers. Man erkennt in einem derartigen Umformer zu beiden Seiten einer Induktanz oder Induktivität L eine Primärschaltung und eine Sekundärschaltung. Die Primärschaltung weist eine Diode Dp und einen Zerhacker- bzw. Chopper-Unterbrecher Tp in Parallelschaltung auf, wobei dieses Parallelschaltungsglied zwischen einer Speisespannungsquelle Vin und der Induktanz L liegt. In ähnlicher Weise weist die Sekundärschaltung ein Aggregat aus Diode/Zerhacker-Unterbrecher Ds/Ts zwischen der Induktanz L und einer Ausgangskapazität Cout auf. Die Kapazität Cout gewährleistet eine Glättung der Ausgangsspannung Vout des Umformers, die an eine zu speisende Verbraucherlast Z zugeführt wird. In der Praxis sind die Unterbrecher Tp, Ts elektronische Unterbrecherschalter, wie beispielsweise MOS- Transistoren oder Bipolar-Transistoren.
Wie weiter oben erwähnt, verläuft die Arbeits- und Wirkungsweise des Umformers in Zyklen von zwei Perioden, deren jede jeweils eine erste sogenannte Sammel- oder Speicherperiode der Dauer Ton umfaßt, in welcher ein Strom Ip in der Primärschaltung fließt, sowie eine zweite als Restitutionsperiode bezeichnete Periode der Dauer Toff, in welcher ein Strom Is in der Sekundärseite fließt. Fig. 2 veranschaulicht den Gesamtstrom I, welcher die Induktivität L während der Dauer eines Zyklus durchfließt. Im bidirektionalen Betriebsmodus weist die als Akkumulations- bzw. Speicherperiode Ton bezeichnete Periode tatsächlich eine erste Restitutionsphase Ton1 auf, in welcher in der Spannungsquelle Vin eine während eines vorhergehenden Zyklus in der Induktivität L angesammelte Überschußenergie an die Spannungsquelle restituiert wird, gefolgt von einer Akkumulations- bzw. Speicherphase Ton2 einer effektiven Sammlung bzw. Speicherung einer magnetischen Energie in der Induktivität L. Die Figg. 1b und 1c zeigen Ersatzschaltbilder des Umformers während der Phasen Ton1, Ton2. Während Ton1 erzeugt die Induktanz L den Strom Ip, der negativ ist (die Diode Dp ist leitend, Fig. 1b). Sobald diese Energie vollständig restituiert ist, beginnt die Akkumulations- bzw. Speicherphase, in welcher Ip positiv ist (Tp ist geschlossen, die Diode Dp sperrt, Fig. 1c). Ebenso weist die sogenannte Restitutionsphase Toff zunächst eine effektive Restitutionsphase Toff1 auf, in welcher die von der Induktivität L während Ton2 gespeicherte Energie in der Kapazität Cout und der Verbraucherlast Z restituiert wird, gefolgt von einer Sammlungs- bzw. Speicherphase Toff2, in welcher eine überschüssige, an die Kapazität Cout oder an die Verbraucherlast Z während Toff1 zugeführte Energie in der Induktivität L akkumuliert bzw. gespeichert wird. Die Figg. 1d und 1e zeigen Ersatzschaltbilder des Umformers während der Phasen Toff1, Toff2. Man erkennt, daß der Sekundärstrom Is während Toff1 (die Diode Ds ist leitend, Fig. 1d) positiv ist, sodann negativ während Toff2 (Ts ist geschlossen, die Diode Ds befindet sich im Sperrzustand, Fig. 1e), wobei die Verbraucherlast Z oder die Kapazität Cout sich wie ein Spannungsgenerator verhalten. Die während Toff2 gespeicherte Energie wird während der Phase Ton1 des nächstfolgenden Zyklus an die Spannungsquelle Vin übertragen, was eine bidirektionale Funktions- und Arbeitsweise kennzeichnet.
Ein Nachteil dieses Umformertyps besteht darin, daß sein Wirkungsgrad mit zunehmender Betriebsfrequenz abnimmt, während im Gegensatz hierzu die Wahl hoher Betriebsfrequenzen in der Größenordnung von 100 kHz bis 1 MHz vorzuziehen ist, um die Abmessung und den Raumbedarf des Umformers zu verringern.
Es ist bekannt, daß die Abnahme des Wirkungsgrads mit zunehmender Betriebsfrequenz insbesondere durch Energieverluste in den Unterbrechern während der Kommutationsperioden verursacht wird. Es sei daran erinnert, daß der Energieverlust in einem Schalter während einer Umschaltung gleich dem Produkt aus der Spannung an den Anschlüssen des Schalters mit dem den Schalter durchfließenden Strom und der Umschaltdauer ist. Man muß zwischen den Umschaltverlusten beim Schließen und den Verlusten beim Öffnen eines Schalters unterscheiden. In einem in bidirektionalem Betriebsmodus arbeitenden Umformer, wie dem in Fig. 2 gezeigten, ist das Problem der Umschaltverluste beim Schließen der Schalter Tp, Ts im Prinzip in dem Maße gelöst, als jeder Schließung des Schalters eine Leitungsperiode der Diode Dp, Ds vorausgeht, was eine Schließspannung von nahezu Null (Diodenspannung) gewährleistet. Hingegen ruft jedes Öffnen eines Schalters Tp, Ts eine Reaktion des induktiven Elements und einen abrupten Anstieg der Spannung an den Anschlüssen des Schalters hervor, was eine Zunahme der Kommutations- bzw. Umschaltzeit des Schalters durch den Miller-Effekt bewirkt. Dieses Phänomen bringt einen um so fühlbareren Energieverlust in den Schaltern mit sich, als er bei hoher Frequenz mit einer sehr großen Häufigkeit je Sekunde auftritt. Außerdem geht mit dem abrupten Spannungsanstieg beim Öffnen der Schalter eine Emission parasitärer elektromagnetischer Strahlungen einher. Dieselben Nachteile und Unzuträglichkeiten finden sich bei einem Transformatorumformer vom 'fly-back'-Typ, der nach demselben Prinzip arbeitet.
Um diesem Nachteil abzuhelfen, hat man verlustarme Umformer vorgeschlagen, bei welchen die beim Öffnen der Primär- und Sekundärschalter auftretenden Spannungsflanken durch Hinzufügung von Kapazitäten für eine sogenannte 'sanfte Kommutation' abgemildert werden.
Fig. 3 zeigt einen verlustarmen Umformer 10 vom 'fly-back'- Typ. Dieser Umformer 10 ist beispielsweise ähnlich dem in Fig. 15 der europäischen Patentanmeldung 336 725 veranschaulichten Umformer. Er unterscheidet sich von dem Umformer aus Fig. 1 durch die Zufügung von zwei Umschaltglättungs-Kapazitäten Cp, Cs und durch eine besondere Betriebs- und Arbeitsweise mit zwei Übergangsperioden, die weiter unten beschrieben werden. Die Kapazität Cp wird parallel zum Dioden/Schalter-Aggregat Dp/Tp der Primärseite zugefügt, die Kapazität Cs parallel zum Dioden/Schalter-Aggregat Ds/Ts der Sekundärseite. Außerdem ist, da es sich hier um einen 'flyback'-Umformer handelt, die Induktivität L aus Fig. 1 durch einen Transformator 1 ersetzt, welcher eine Primär-Induktivität Lp aus einer Wicklung von Np Windungen und eine Sekundär-Induktivität Ls aus einer Wicklung mit Ns Windungen aufweist.
Die Arbeits- und Wirkungsweise des Umformers ist in Fig. 4 veranschaulicht. Die Figg. 4a und 4b stellen Steuersignale Hp bzw. Hs dar, welche den Schaltern Tp bzw. Ts zugeführt werden. Die Figg. 4c und 4d zeigen die in den Primär- und Sekundärwicklungen Lp, Ls des Transformators fließenden Ströme Ip bzw. Is. Die Figg. 4e und 4f geben die Spannungen VTp und VTs an den Anschlüssen der Schalter Tp und Ts wieder. Die Figg. 4g und 4h stellen die Lade- oder Entladeströme Icp bzw. Ics der Kapazitäten Cp bzw. Cs dar. Schließlich geben die Figg. 4i und 4j parasitäre Ströme Iop und Ios wieder, welche sich zu den in den Figg. 4c und 4d wiedergegebenen Primär- und Sekundärströmen Ip und Is addieren.
Wie aus Fig. 4 ersichtlich, umfaßt jeder Arbeitszyklus des Umformers 10 jeweils vier bestimmte Perioden, die man durch ihre betreffenden Dauern T1, T2, T3, T4 bezeichnet.
Die Perioden T1 und T3 sind ähnlich den oben beschriebenen Perioden Ton und Toff, bis auf den Unterschied, daß die betreffenden Primär- und Sekundärströme Ip, Is die entsprechenden gesonderten Wicklungen Lp und Ls durchfließen. Somit umfaßt die Periode T1 eine primärseitige Restitutionsphase, in welcher der Strom Ip negativ ist (Fig. 4c, mit leitender Diode Dp, wobei Tp geöffnet oder geschlossen ist), mit einer nachfolgenden Akkumulations- oder Speicherphase, in welcher der Strom Ip positiv ist (die Diode Dp ist gesperrt, Tp ist geschlossen, Hp = 1). Umgekehrt weist die Periode T3 zunächst eine sekundärseitige Restitutionsphase auf, in welcher der Strom Is positiv ist (die Diode Ds ist leitend, Ts ist geöffnet oder geschlossen), mit einer nachfolgenden Akkumulations- oder Speicherphase, in welcher der Strom Is negativ ist (Fig. 4d, die Diode Ds ist gesperrt, Ts ist geschlossen, Hs = 1). Wie in den Figg. 4a, 4b gestrichelt angedeutet, besteht während der Perioden T1 und T3 ein Spielraum für das Schließen der Schalter Tp und Ts, solange die Dioden Dp und Ds leitend sind.
Die Perioden T2 und T4 sind Übergangsperioden kurzer Dauer, in deren Verlauf Tp und Ts geöffnet gehalten werden. In Fig. 4 sind T2 und T4 nicht maßstabsgerecht dargestellt, in Wirklichkeit liegen sie in der Größenordnung von einem Zehntel oder einem Hundertstel von T1 und T3. Während dieser Übergangsperioden entlädt sich die Kapazität Cp, während sich die Kapazität Cs auflädt, und umgekehrt (Figg. 4g und 4h). Die Dioden Dp, Ds befinden sich im Sperrzustand, die in dem Transformator gespeicherte Energie wird weder zur Primärseite noch zur Sekundärseite überführt.
Der Fachmann erkennt, daß die Umschaltglättungs-Kapazitäten Cp, Cs nicht mit den Kapazitäten verwechselt werden dürfen, die in den sogenannten Resonanz-Umformern vorliegen, deren Funktionsbetrieb mit dem von Umformern mit induktiver Speicherung nicht vergleichbar ist, die hier in Frage stehen. Hier sind die Kapazitäten Cp, Cs nicht Mittel, welche eine Überführung von Energie durch den Umformer hindurch gestatten. Sie werden vielmehr im Gegenteil gewählt, um Lade- oder Entladezeiten T2 und T4 zu erhalten, die klein gegenüber den Zeiten T1 und T3 sind, während welcher die Energieüberführungen in dem Umformer stattfinden.
Die Hinzufügung von Übergangsperioden T2, T4 und die Einführung der Umschaltglättungs-Kapazitäten Cp, Cs haben den Vorteil, daß beim Öffnen eines Schalters Tp oder Ts die dem Schalter zugeordnete Kapazität Cp oder Cs sich progressiv auflädt und einen abrupten Anstieg der Spannung VTp oder VTs verhindert. Wie die Figg. 4e und 4f zeigen, wächst die Schalterspannung VTp oder VTs während der Übergangsperiode T2 oder T4 an bis zum Erreichen ihres Maximalwerts gleich Vin+Vout*Np/Ns für VTp und gleich Vout+Vin*Ns/Np für VTs. Die Umschaltverluste beim Öffnen infolge des Miller- Effekts werden daher eliminiert oder jedenfalls beträchtlich verringert.
Diese Umformer weisen jedoch andere Nachteile auf, die jetzt beschrieben werden.

Mit der Verwendung von Umschaltglättungs-Kapazitäten verbundene Nachteile

Die Anmelderin hat zuerst bemerkt, daß trotz der Glättung der Anstiegs-/Abstiegs-Flanken von VTp und VTs die Umschaltungen der Schalter eine Quelle parasitärer elektromagnetischer Strahlung bleiben. Näherhin wurde festgestellt, daß diese Strahlungen durch parasitäre Ströme Iop, Ios verursacht werden als Folge eines parasitären Schwingungsphänomens zwischen den Umschaltglättungs-Kapazitäten Cp, Cs und in dem Umformer vorliegenden parasitären Induktivitäten, die man in Form einer ersten Induktivität lp in Reihe mit Lp und einer zweiten Induktivität ls in Reihe mit Ls (Fig. 3) wiedergeben kann. Die in den Figg. 4i und 4j wiedergegebenen Ströme Iop und Ios treten jeweils nach jeder Umschaltung der Schalter Tp, Ts auf, sie folgen einem Schwingungszustand, der langsam abklingt, und weisen eine Scheitelintensität auf, die gleich den Maximalwerten sein kann, welche Ip und Is am Ende von T1 und T3 annehmen. Der Strom Iop zirkuliert in der ganzen, die Primärschaltung bildenden Schleife, welche die Induktivität Lp, die Gruppe Diode/Schalter/Kapazität Dp/Tp/Cp und die Spannungsquelle Vin, sowie die elektrischen Verbindungen zwischen diesen Elementen umfaßt. In gleicher Weise zirkuliert der Strom Ios in der ganzen, den Sekundärkreis bildenden Schleife. Somit emittiert jede Schleife, Primär- oder Sekundärschleife, eine elektromagnetische Strahlung als Folge eines Antenneneffekts, proportional einem Magnetfluß 4) gemäß dem Ausdruck Φ = S*B. Hierin bedeutet B das durch den parasitären Strom erzeugte Magnetfeld und S die Fläche der Schleife.
Ein erstes Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, den Effekt dieser parasitären Ströme zu vermindern und einen Umformeraufbau mit schwacher Strahlung zu schaffen.
Zur Erreichung dieses Ziels sieht die vorliegende Erfindung vor, die Anordnung der Kommutationsglättungs-Kapazitäten abzuwandeln und sie parallel zu den Anschlüssen des induktiven Elements des Umformers anzuschließen. Der Vorteil besteht darin, daß einerseits die Funktion der Umschaltglättung der Kapazitäten aufrechterhalten bleibt und andererseits die Kommutationsglättungs-Kapazitäten mit den Primär- und Sekundär-Induktivitäten Schleifen verringerter Fläche und Länge bilden, in welchen die beiden Schwingungsströme Ios, Iop eingegrenzt sind. Somit werden der Magnetfluß Φ und die parasitäre Strahlung beträchtlich verringert.

Nachteile der herkömmlichen Steuersysteme

Allgemein gesehen, werden die von den bidirektionalen Umformern gelieferten Spannungen vermittels eines Steuersystems für den Primärschalter Tp und den Sekundärschalter Ts stabilisiert, welches die Ausgangsspannung Vout ständig überwacht und mit einer Bezugsspannung Vref vergleicht. Das angestrebte Ziel ist die Konstanthaltung der Ausgangsspannung Vout durch Steuerung der Schalter Tp und Ts und der Leitungsdauer T1 und T3 auf der Primär- und der Sekundärseite.
In einem Umformer im stabilisierten Betriebszustand sind die Zeiten T1 und T3 durch eine allgemeine Beziehung miteinander verbunden, die man auf folgende Weise finden kann:
(a) Während T1 ist die Höhe ΔIp = Ip2-Ip1 der Stromrampe des die Primärwicklung Lp durchfließenden Stroms gegeben durch den Ausdruck
(1) ΔIp = Vin*T1/Lp
Ip2 ist der positive Strom am Ende der Periode T1, Ip1 der negative Strom zu Beginn der Periode T1 (Fig. 4c), Vin ist die Eingangsspannung und Lp die Induktivität der Primärwicklung.
(b) In entsprechender Weise ist während T3 die Höhe ΔIs = Is1-Is2 (Fig. 4d) der Stromrampe des die Sekundärwicklung Ls durchfließenden Stroms gegeben durch den Ausdruck
(2) ΔIs = Vout*T3/Ls
(c) Das allgemeine Prinzip der Kontinuität der Energie E in einem Transformator gestattet die Annahme, daß die zu Ende einer Phase gespeicherte Energie gleich der zu Beginn der folgenden Phase übertragenen Energie ist. Dies bringen die folgenden Gleichsetzungen zum Ausdruck:
E = 1/2*Lp*(Ip2)² = 1/2*Ls*(Is1)² für den Übergang von T1 zu T3 und
E = 1/2*Ls*(Is2)² = 1/2*Lp*(Ip1)² für den Übergang von T3 zu T1.
Da im übrigen in einem Transformator gilt Lp = Al*Np² und LS = Al*NS²*, Worin Al eine Konstante ist, folgt hieraus, daß
(4) NP*ΔIp = Ns*ΔIs
(d) Durch Kombination dieser letzten Gleichung mit den oben unter (a) gegebenen Ausdrücken (1) und (2) für ΔIp und ΔIs erhält man
Diese Beziehung gibt das Verhältnis an, das zwischen der Eingangsspannung Vin und der Ausgangsspannung Vout besteht, wobei dieses Verhältnis im Falle eines in stabilisiertem Betrieb befindlichen Umformers als konstant angenommen wird. Diese Beziehung betrifft wohlgemerkt einen fly-back'-Umformer mit Transformator: im Falle eines 'buck-boost'-Umformers setzt man Ns/Np = 1.
Die Beziehung (5) läßt sich auch in der folgenden Form umschreiben:
Somit ist das Verhältnis T3/T1 für eine stabilisierte Ausgangsspannung Vout und eine konstante Eingangsspannung Vin stets konstant, unabhängig von der angewandten Steuermethode.
Beispiele von Steuersystemen, die auf diesem allgemeinen Funktionsprinzip beruhen, sind in der obengenannten europäischen Patentanmeldung 336 725, unter Bezugnahme auf die Figg. 12, 14, 15 dieser Anmeldung, beschrieben. Nach dem Stande der Technik ist es bekannt, die Schließdauer des Primärschalters Tp auf der Grundlage eines Fehlersignals E zu steuern, das durch Vergleich der Ausgangsspannung Vout und einer Bezugsspannung Vref gewonnen ist. Ebenso ist es bekannt, die Öffnung des Sekundärschalters Ts (welche das Ende der Periode T3 markiert) auszulösen, sobald der in der Sekundärseite fließende Strom Is einen bestimmten Schwellwert übersteigt (Stromsteuerung auf der Sekundärseite), oder sobald die Ausgangsspannung Vout einen bestimmten Wert unterschreitet.
Einer der Nachteile, welche die bekannten Steuersysteme aufweisen, besteht darin, daß sie keinen optimalen Wirkungsgrad über einen großen Bereich von Werten der Eingangsspannung Vin bieten. Fig. 5 veranschaulicht den Verlauf des Wirkungsgrads in Abhängigkeit von Änderungen der Eingangsspannung eines in der herkömmlichen bekannten Weise gesteuerten Umformers. Man erkennt, daß der Wirkungsgrad, der ein Optimum für einen Nennwert der Eingangsspannung besitzt, sich mit zunehmender Vin verschlechtert. Man schreibt dieses Phänomen einer Zunahme der Amplitude der Stromrampen ΔIp, ΔIs in dem Umformer sowie Verlusten durch den Joule-Effekt zu. Dieser Nachteil wird besonders störend, wenn man nicht über eine stabile Speise- bzw. Versorgungsquelle verfügt. So liegt beispielsweise im Falle eines Luftfahrzeugs die in dem Bordnetz des Flugzeugs verteilte Nennspannung Vin in der Größenordnung von 28 V, kann jedoch zwischen 12 V und 36 V oder darüber (bis zu 80 V im Falle von Netzausfällen) schwanken. Unter derartigen Betriebsbedingungen ist der Wirkungsgrad eines Umformers schwierig beherrschbar.
Ein weiterer Nachteil bestimmter bekannter Steuersysteme besteht darin, daß sie zugleich auf einer Überwachung des Primärstroms Ip und auf einer Überwachung des Sekundärstroms Is beruhen und wenigstens zwei Strom-Meßfühler bzw. Strom- Meßwandler benötigen, einen im Primärkreis angeordneten und einen im Sekundärkreis angeordneten.
Ein zweites Ziel der vorliegenden Erfindung ist daher die Schaffung eines Steuersystems für einen bidirektionalen Umformer, das die folgenden Vorteile bietet:
- einen optimalen Wirkungsgrad über einen großen Bereich von Werten der Eingangsspannung Vin, im Falle einer nichtkonstanten Spannung Vin,
- die Möglichkeit einer Regelung der Ausgangsspannung Vout über einen großen Bereich von Werten hin, bei gleichzeitiger Erhaltung eines optimalen Wirkungsgrades,
- die Überwachung des Stroms nur auf einer Seite der Schaltung, um die Anzahl von Strom-Meßfühlern bzw. Strom- Wandlern zu begrenzen. Dies wird vorzugsweise der primärseitige Strom Ip sein aus praktischen Gründen: Detektion bzw. Nachweis eines eventuellen Überlastproblems und Steuerung des Startvorgangs bei der Einschaltung,
- vollständig symmetrische Arbeits- und Wirkungsweise: Möglichkeit der Zulassung einer Strom liefernden Verbraucherlast im Ausgang.

Nachteile von zur Überwachung der in einem Spannungsumformer fließenden Ströme verwendeten Strom-Meßfühler bzw. Stromwandler

Wie weiter oben gezeigt, erfordert die Steuerung eines Umformers eine Überwachung der in dem Umformer fließenden Ströme. Diese Überwachung kann mittels Strom-Meßfühlern bzw. Stromwandlern erfolgen. Angesichts der hohen Betriebsfrequenzen und der Ströme, die groß sein können, sucht man nach verlustarmen Strom-Meßfühlern bzw. Stromwandlern mit einer kurzen Ansprechdauer.
Fig. 6 zeigt einen herkömmlicherweise in Spannungsumformern oder anderweitigen ähnlichen Vorrichtungen verwendeten Stromwandler bzw. Strom-Meßfühler 20. Dieser Stromwandler weist einen Transformator 21 auf, mit einer von dem zu messenden Strom ip durchflossenen Primärwicklung Wp und einer zur Messung dieses Stroms dienenden Sekundärwicklung Ws. Die Sekundärwicklung Ws ist über eine Diode 22 mit einem Meßwiderstand r verbunden. Schließlich liegt parallel zu den Anschlüssen der Sekundärwicklung Ws eine Impedanz 23 zur Entmagnetisierung des Transformators 21 (beispielsweise eine Zener-Diode oder ein hoher Widerstand). Im Verlauf einer Meßperiode durchfließt der Strom ip die Primärwicklung Wp, und in der Sekundärwicklung Ws tritt ein zu ip proportionaler Strom is auf, wobei das Proportionalitätsverhältnis zwischen ip und is durch das Verhältnis ns/np zwischen den Wicklungszahlen der Sekundärwicklung Ws und der Primärwicklung Wp bestimmt ist. Der Strom is durchsetzt die Diode 22 und erzeugt an den Anschlüssen des Meßwiderstands r eine Spannung V = r*is, die repräsentativ für den zu messenden Strom ip ist. Auf diese Meßperiode muß notwendigerweise eine Ruheperiode folgen, in welcher der Strom ip Null betragen muß, damit der Transformator 21 entmagnetisiert wird. Während der Ruheperiode erfolgt die Entmagnetisierung durch die Impedanz 23, an deren Anschlüssen eine Spannung umgekehrter Polarität auftritt. Ohne Ruheperiode würde im Ausgang des Stromwandlers eine zunehmende Fehlerspannung auftreten, infolge der Speicherung eines Magnetisierungsstroms in dem Transformator 21 und dessen Sättigung.
Der Hauptnachteil dieses Stromwandlers bzw. Strom-Meßfühlers besteht darin, daß er einen Strom nur in einer Richtung, die durch die Diode 22 vorgegeben ist, nachweisen kann. Außerdem gelangt der Magnetkern des Stromwandlers sehr rasch in den Sättigungszustand, sobald ein zur normalen Nachweisrichtung entgegengesetzt gerichteter Strom die Primärwicklung Wp durchfließt. Dies ist besonders störend, wenn man in einem bidirektionalen Umformer die positiven Werte des Primärstroms Ip messen will. Da der Strom Ip negativ ist, bevor er positiv wird, wird der Stromwandler zunächst durch einen zur normalen Nachweisrichtung entgegengesetzt gerichteten Strom durchflossen, der rasch zur Sättigung des Magnetkerns des Transformators 21 führt. Wenn danach der Strom Ip positiv wird, ist die Ausgangsspannung des Stromwandlers, statt daß sie, wie erwartet würde, proportional zu Ip ist, tatsächlich fehlerbehaftet.
Die Druckschrift DE-A-35 11 710 beschreibt einen Strom- Meßfühler bzw. Stromwandler, welcher einen Transformator mit einer Primärwicklung und einer Sekundärwicklung aufweist, wobei die Primärwicklung in einem Stromkreis angeordnet ist, der von einem zu messenden Strom durchflossen wird, des weiteren eine Entmagnetisierungs-Impedanz für den Transformator und einen mit der Sekundärwicklung des Stromwandlers verbundenen Meßwiderstand, wobei der Meßwiderstand mit der Sekundärwicklung über einen Schalter verbunden ist und der Schalter in der Weise gesteuert wird, daß er geschlossen ist, wenn ein Stromfluß durch die Primärwicklung zu erwarten ist, und während einer ausreichenden Zeitspanne geöffnet ist, um die Entmagnetisierung des Transformators zu gewährleisten, wenn kein Stromfluß durch die Primärwicklung zu erwarten ist.
Ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung ist die Schaffung eines isolierten bidirektionalen Stromwandlers bzw. Strom-Meßfühlers. Ein derartiger Stromwandler bzw. -Meßfühler kann insbesondere, wenngleich nicht ausschließlich, in einem bidirektionalen Spannungsumformer Anwendung finden, zur Messung eines Stroms, von dem zu erwarten ist, daß er seine Polarität im Verlaufe ein und derselben Meßperiode ändert.
Zur Erreichung dieses Ziels geht die vorliegende Erfindung von der Feststellung aus, daß in einem durch Schalter gesteuerten System wie einem bidirektionalen Spannungsumformer eine Beziehung zwischen der Steuerung der Schalter und dem Stromfluß des zu messenden Stroms in einem Schaltungsteil besteht. Daher wird gemäß der Erfindung vorgeschlagen, die Diode des herkömmlichen Stromwandlers durch einen Schalter zu ersetzen, der in der Weise gesteuert wird, daß er geschlossen ist, wenn ein zu messender Stromfluß durch die Primärwicklung des Stromwandlers zu erwarten ist, und geöffnet ist, wenn kein Stromfluß in dieser Wicklung zu erwarten ist, um die Entmagnetisierung des Stromwandlers zu gewährleisten.
Die vorliegende Erfindung betrifft insbesondere einen Strom- Meßfühler bzw. Stromwandler, welcher den mit Vorzeichen versehenen Betrag eines zu messenden Stroms liefert und umfaßt: einen Transformator mit einer Primärwicklung und einer Sekundärwicklung, wobei die Primärwicklung so angeschlossen ist, daß sie von dem zu messenden Strom durchflossen wird; eine Impedanz zur Entmagnetisierung des Transformators, in solcher Anschlußverbindung, daß sie unabhängig von der Polarität bzw. Richtung des von der Sekundärwicklung gelieferten Stroms wirksam ist; einen Meßwiderstand, dessen einer Anschluß direkt mit dem einen Anschluß der Sekundärwicklung verbunden ist; einen bidirektionalen Unterbrecherschalter, dessen einer Anschluß direkt mit dem zweiten Anschluß der Sekundärwicklung und dessen zweiter Anschluß direkt mit dem zweiten Anschluß des Meßwiderstands verbunden ist; sowie Schaltmittel zur Steuerung des genannten Unterbrecherschalters derart, daß der Schalter geschlossen wird, wenn ein Stromfluß durch die Primärwicklung zu erwarten ist, und daß der Schalter während einer ausreichenden Zeitdauer, um die Entmagnetisierung des Transformators zu gewährleisten, geöffnet wird, wenn kein Stromfluß durch die Primärwicklung zu erwarten ist.
Vorzugsweise dient der Stromwandler bzw. Strom-Meßfühler zur Messung eines periodenweise in einer Schaltung fließenden Stroms, wobei die Stromflußperioden durch Steuermittel der Schaltung gesteuert werden und ein Steuersignal für den Unterbrecher des Stromwandlers durch Steuermittel der Schaltung gebildet wird, derart daß der Schalter wenigstens während der Perioden, in welchen der Strom fließt, geschlossen ist und wenigstens während einer Zeitspanne außerhalb dieser Perioden geöffnet ist. Die Schaltung kann beispielsweise der Primärkreis eines bidirektionalen Spannungsumformers sein.
Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ist vorgesehen, daß die genannte Entmagnetisierungs-Impedanz in Parallelschaltung an den Anschlüssen der Sekundärwicklung angeschlossen ist.
Gemäß einer Ausführungsform ist vorgesehen, daß die genannte Entmagnetisierungs-Impedanz in Parallelschaltung an den Anschlüssen des Unterbrecherschalters angeschlossen ist.
Im folgenden werden, als nicht-einschränkende Beispiele, beschrieben:
- Beispiele von Umformern mit geringer parasitärer Strahlung, gemäß dem ersten Ziel der vorliegenden Erfindung,
- ein Steuerverfahren für einen Umformer gemäß dem zweiten Ziel der vorliegenden Erfindung, sowie Ausführungsbeispiele von Steuersystemen nach diesem Verfahren in Anwendung auf einen verlustarmen Umformer, sowie
- ein Strom-Meßfühler bzw. Stromwandler gemäß der vorliegenden Erfindung zur Verwendung insbesondere zum Nachweis bzw. zur Detektion eines in einem bidirektionalen Umformer fließenden Stroms, unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungsfiguren; in diesen zeigen:
Fig. 1a das elektrische Schaltbild eines bidirektionalen Spannungsumformers nach dem Stande der Technik, vom 'buckboost'-Typ,
Figg. 2b bis 1e elektrische Ersatzschaltbilder des Umformers nach Fig. 1 im Verlauf von vier Arbeits- bzw. Betriebsphasen,
Fig. 2 ein Stromdiagramm zur Erläuterung der Arbeits- und Funktionsweise des Umformers aus Fig. 1a,
Fig. 3 das elektrische Schaltbild eines verlustarmen bidirektionalen Spannungsumformers nach dem Stande der Technik, vom 'fly-back'-Typ,
Fig. 4 Zeitdiagramme 4a bis 4j, welche elektrische Signale wiedergeben, wie sie an verschiedenen Punkten des Umformers aus Fig. 3 auftreten,
Fig. 5 eine graphische Darstellung des Verlaufs des Wirkungsgrades in Abhängigkeit von der Eingangsspannung für bidirektionale Umformer nach dem Stande der Technik,
Fig. 6 das elektrische Schaltbild eines Stromwandlers bzw. Strom-Meßfühlers nach dem Stande der Technik,
Fig. 7 das elektrische Schaltbild eines bidirektionalen Spannungsumformers sowie als Blockschaltbild ein Steuersystem dieses Umformers gemäß der vorliegenden Erfindung, Fig. 8 soll ein Steuerverfahren für einen bidirektionalen Umformer gemäß der vorliegenden Erfindung veranschaulichen, wobei die Zeitdiagramme 8a, 8b, ... 8c Stromrampen in der Sekundärschaltung eines Umformers wiedergeben,
Figg. 9 und 10 elektrische Schaltbilder, welche in detaillierterer Form die Schaltblöcke aus Fig. 7 wiedergeben,
Fig. 11 die von dem Steuersystem nach Fig. 7 gelieferten elektrischen Signale,
Fig. 11bis eine Zusatzvorrichtung zu dem Umformer aus Fig. 7,
Fig. 12 eine abgewandelte Ausführung des Steuersystems nach Fig. 7,
Fig. 13 das elektrische Schaltschema eines Stromwandlers bzw. Strom-Meßfühlers gemäß der vorliegenden Erfindung,
Fig. 14 die Arbeits- und Betriebsweise des Stromwandlers bzw. Strom-Meßfühlers aus Fig. 13, sowie
Fig. 15 eine spezielle Ausführung des Stromwandlers nach Fig. 13.
Fig. 7 veranschaulicht einen Umformer 60 gemäß der vorliegenden Erfindung, im vorliegenden Fall vom 'fly-back'-Typ. In seinem Aufbau unterscheidet sich der Umformer 60 nicht von dem herkömmlichen Umformer aus Fig. 3. Man findet sämtliche bereits beschriebenen Elemente, d. h. den Transformator 1 mit den beiden Induktivitäten Lp, Ls, den Primärkommutator Dp/Tp und den Sekundärkommutator Ds/Ts, sowie die Ausgangskapazität Cout, die Last Z sowie die Spannungsquelle Vin. Die Umschaltglättungs-Kapazitäten Cp, Cs können in der gestrichelt gezeigten Weise angeordnet werden, d. h. in herkömmlicher Weise oder wie zuvor vorgeschlagen.
Der Umformer 60 wird durch ein Steuersystem gemäß der Erfindung gesteuert, welches einen Verstärker 61, eine Schaltung 70 zur Erzeugung eines Steuersignals Hp für den Primärschalter Tp sowie eine Schaltung 80 zur Erzeugung eines Steuersignals Hs für den Sekundärschalter Ts umfaßt. Der Verstärker 61 ist ein Verstärker mit Regelschleife herkömmlicher Art. Er erhält am Eingang die Ausgangsspannung Vout des Umformers 60 sowie eine regelbare Bezugsspannung Vref zugeführt und führt der Schaltung 70 eine Spannung G(&epsi;) gemäß einer Funktion der Abweichung bzw. des Fehlers &epsi; zwischen der Spannung Vout und der Bezugsspannung Vref zu. Die Schaltung 70 erhält des weiteren eine Spannung V(Ip) zugeführt, welche den in der Primärschaltung fließenden Strom Ip wiedergibt und von einem in Reihe mit dem Kommutator Dp/Tp angeordneten Stromwandler bzw. Strom-Meßfühler 62 geliefert wird.
Ein Arbeits- bzw. Funktionszyklus des Umformers 60 umfaßt die bereits in der Einleitung in Verbindung mit Fig. 4 beschriebenen Perioden T1, T2, T3, T4. Die Steuerung des Umformers wird durch das folgende Steuersystem gewährleistet. Während der Periode T1 ist der Primärschalter Tp geschlossen und Ts geöffnet. Die Schaltung 70 vergleicht V(Ip) mit G(&epsi;) und öffnet den Schalter Tp, wenn der Strom Ip auf der Primärseite einen solchen Wert erreicht, daß V(Ip) größer oder gleich G(&epsi;) wird. Der für den Primärschalter Tp gewählte Steuermodus besteht somit in einer Steuerung bzw. Regelung des Maximalstroms Ip2 (Fig. 4c) der Stromrampe in der Primärschaltung. Die Öffnung von Tp, welche dem Ende der Periode T1 entspricht, bewirkt den Beginn der Periode T2, in der Tp und Ts geöffnet bleiben. Am Ende von T2 schickt die Schaltung 70 ein Signal S(T2') an die Schaltung 80. Gemäß der Erfindung schließt diese Schaltung, sobald sie das Signal S(T2') erhält, den Sekundärschalter Ts und beginnt eine Zeitzählung für die Zeit T3. Nach Abschluß der Zählung von T3 öffnet die Schaltung 80 den Schalter Ts, was dem Beginn der Periode T4 entspricht. Am Ende von T4 schickt die Schaltung 80 ein Signal S(T4') für das Ende der Periode T4 an die Schaltung 70, die dann durch Schließen von Tp den folgenden Zyklus auslöst. Nach einer Anlaufperiode nach dem Einschalten des Umformers stabilisiert sich Vout auf einen Wert nahe Vref. Somit kann man durch geeignete Regelung von Vref die Ausgangsspannung wählen.
Ein bedeutsames Merkmal der vorliegenden Erfindung, das in der vorstehenden Beschreibung des Steuersystems ersichtlich ist, besteht darin, daß die Öffnung des Sekundärtransistors Ts ausschließlich durch eine Zeitzählung der Zeit T3 bestimmt wird. Außerdem wird erfindungsgemäß die Zeit T3 nicht willkürlich festgelegt, sondern gemäß einer Beziehung bestimmt, welche zu den gewünschten Vorteilen führt. Nunmehr wird ein Verfahren zur Bestimmung von T3 beschrieben.
Zunächst sieht die vorliegende Erfindung die Suche nach einer Beziehung vor, welche einen Ausdruck für T3 in folgender Form gestattet:
T3 = f(Vin, Vout, Ioutmax)
Darin bedeuten Vin die Eingangsspannung des Umformers, Vout die Ausgangsspannung und Ioutmax einen maximalen Stromwert Iout, der von dem Umformer an die Last Z abgegeben oder von der Last Z aufgenommen werden kann (Fig. 11). Da die Arbeitsweise bidirektional ist, kann dieser Strom in der Tat positiv (+Ioutmax) oder negativ (-Ioutmax) sein.
Einleitend sei zunächst daran erinnert, daß die in der Einleitung beschriebenen allgemeinen Beziehungen (2) und (6) für die Höhe ΔIs der Stromrampe Is im Sekundärkreis (Fig. 4d) und für das Verhältnis T3 und T1 wie folgt sind:
(2) ΔIs = Is1-Is2 = Vout*T3/Ls und
Da der sekundärseitige Strom Is die Form einer Rampe der Höhe ΔIs (Fig. 4d) besitzt, kann der von dem Umformer abgegebene mittlere Ausgangsstrom Iout wie folgt ausgedrückt werden:
(7) Iout = 1/2(Is1+Is2)*T3/(T1+T3),
unter Vernachlässigung von T2 und T4, die zu T1 und T3 hinzuzufügen wären.
Im übrigen darf die Rampe des die Sekundärseite durchfließenden Stroms ΔIs nicht beliebig sein und kann ausgehend von den folgenden Zwangsbedingungen definiert werden:
(A) Falls eine glatte Umschaltung beim Öffnen der Schalter gewünscht wird, müssen in jedem Zyklus die Dioden Dp und Ds vor dem Öffnen der Schalter leitend sein, wenigstens während einer sehr kurzen Zeit. Das bedeutet, daß es eine kurze Periode der Inversion der Richtung des Stroms Is geben muß. In anderen Worten, muß Is1 stets positiv sein, selbst wenn Is1 sehr nahe an Null liegt, und Is2 muß stets negativ sein, selbst wenn Is2 sehr nahe an Null liegt;
(B) falls man einen optimalen und homogenen Wirkungsgrad mittels einer Begrenzung der Joule-Effekt-Verluste und der Eisenverluste gewährleisten will, muß die Höhe ΔIs der Stromrampe Is beherrschbar sein und innerhalb eines gewissen vorgegebenen Bereichs liegen;
(C) eine einfache Weise zur Erzielung des gemäß (B) angestrebten Ergebnisses besteht darin, daß man einen Steuermodus sucht, welcher gewährleistet, daß die Rampenhöhe ΔIs für konstante Werte von Vin, Vout eine vom Ausgangsstrom Iout unabhängige Konstante ist.
Ausgehend von diesen drei Bedingungen (A), (B), (C) läßt sich die Form der Rampe ΔIs wie in den Zeitdiagrammen von Fig. 8 veranschaulicht definieren. In Fig. 8(a) ist ein Extremfall dargestellt, welcher einem maximalen Ausgangsstrom Iout entspricht (Iout = +Ioutmax, maximale Ausgangslast). In diesem Fall ist Is2 nahezu Null, aber negativ, der Strom Is1 erreicht die obere Grenze einer durch die Werte +ΔIs und -ΔIs begrenzten Bereichsvorgabe, und man erkennt, daß Is1 = +ΔIs. In Fig. 8(b) ist ein anderer und zu dem ersten Extremfall umgekehrter Extremfall wiedergegeben, nämlich der einer Last Z, die Energie in den Umformer zurückspeist (Iout = -Ioutmax). Is1 ist fast Null, aber positiv, Is2 erreicht die untere Grenze der Bereichsvorgabe, und Is2 = -ΔIs. In Fig. 8(c) ist ein mittlerer Fall wiedergegeben, bei welchem die Stromrampe ΔIs (die gemäß der Hypothese (C) konstant ist) im mittleren Teil der Bereichsvorgabe liegt. In diesem letzterwähnten Fall ist der Ausgangsstrom Iout Null (keine Ausgangslast). Die Figg. 8(d) und 8(e), die nur zur Verdeutlichung der Zusammenhänge gebracht werden, zeigen vollständig positive oder vollständig negative Rampenformen des Stroms Is, welche die vorliegende Erfindung gemäß der Bedingung (A) zu vermeiden sucht. Würden die Fälle gemäß Fig. 8(d) und 8(e) auftreten, gäbe es keine leitenden Phasen der Dioden Dp und Ds und keine glatt-weiche Kommutation beim Öffnen der Schalter Tp, Ts.
Nachdem nunmehr ΔIs definiert ist, sieht man, daß man für den Fall eines maximalen Ausgangsstroms Iout (Iout = Ioutmax, Fig. 8(a)) schreiben kann
(8) ΔIs = Is1
Des weiteren wird, immer noch für den Fall eines maximalen Ausgangsstroms laut, die Beziehung (7) zu
(9) Iout = Ioutmax = 1/2*Is1*(T3%(T1+T3))
Durch Kombination der Beziehungen (8) und (9) erhält man
(10) Ioutmax = 1/2*ΔIs*(T3/(T1+T3))
Durch Kombination der Beziehung (6) mit der Beziehung (10) erhält man
(11) Ioutmax = 1/2*ΔIs*((Nsp*Vin)/(Vout+ +(Nsp*Vin)))
worin Nsp das Verhältnis Ns/Np darstellt.
Durch Kombination der Beziehung (11) mit der Beziehung (2) erhält man
(12) T3 = 2(Ioutmax*Ls/Vout)*((Vout+ +Nsp*Vin)/(Nsp*Vin)).
Man erhält so die gesuchte und durch die Schaltung 80 in Fig. 10 realisierte Beziehung T3 = f(Vout, Vin, Ioutmax). Da die Parameter Ls und Nsp Konstante sind, wird ihnen durch den Aufbau der Schaltung 80 Rechnung getragen. Die Parameter Vin, Vout und die Vorgabe Ioutmax sind Variable, und so kann die Beziehung (12) gemäß den nachstehend beschriebenen Optionen erfüllt werden.
Eine erste Option besteht darin, daß man T3 auf der Grundlage von zwei festen Parametern Vin# und Vout# berechnet, wobei Vin# gleich der Mindestspannung gesetzt wird, welche die Speisespannungsquelle Vin zu liefern vermag, Vout# wird gleich der Bezugsspannung Vref der Regelung gesetzt. In diesem Fall ist die Schaltung 80 gewissermaßen 'blind', ohne Kenntnis der realen Arbeits- und Betriebsbedingungen des Umformers. Der Umformer arbeitet gleichwohl zufriedenstellend, falls die Eingangsspannung Vin nicht über einen zu großen Wertebereich variiert.
Eine zweite Option besteht darin, daß man T3 auf der Grundlage des Parameters Vout# und des am Eingang des Umformers abgenommenen realen Wertes von Vin berechnet. In diesem Fall kann sich die Schaltung 80 an beträchtliche Fluktuationen von Vin anpassen, bei gleichzeitiger Erhaltung eines optimalen Wirkungsgrads.
Eine dritte Option besteht darin, daß man T3 auf der Grundlage realer, am Eingang bzw. am Ausgang des Umformers abgenommener Werte von Vin und Vout berechnet. In diesem Fall arbeitet der Umformer in selbstanpassender Weise, wobei der Wirkungskreis selbst im Falle starker Fluktuationen von Vin oder einer Änderung der Vorgabegröße Vref, welche Vout bestimmt, optimal bleibt.
Fig. 9 gibt ein Ausführungsbeispiel der Schaltungen 70 und 80 gemäß der dritten Option wieder.
Die Schaltung 70 weist eine logische Kippschaltung 71 vom D-Flipflop-Typ auf sowie einen Komparator 72, der an seinem positiven Eingang das Signal V(Ip) und an seinem negativen Eingang das Signal G(&epsi;) erhält. Der D-Eingang der Kippschaltung 71 wird auf 1 gehalten, der Eingang CL für die Null-Rückstellung der Kippschaltung erhält die Ausgangsgröße des Komparators 72 und der Takteingang CK das von der Schaltung 80 gelieferte Signal S(T4'). Das Steuersignal Hp für den Schalter Tp wird von einer invertierenden Zelle 73 geliefert, das als Eingangsgröße die inverse Ausgangsgröße /Q der Kippschaltung zugeführt erhält. Die Ausgangsgröße /Q wird auch einem Eingang einer Verzögerungsleitung 74 zugeführt, welche das Signal S(T2') bildet. Die Verzögerungsleitung 74 dupliziert an ihrem Ausgang das an ihrem Eingang zugeführte Signal mit einer Zeitverzögerung T2'.
Die Schaltung 80 weist eine Kippschaltung 81 und eine Schaltung 82 auf, welche die Berechnung von T3 gemäß der Beziehung (12) durchführt und ein Signal S(T3) abgibt, wenn T3 abgelaufen ist. Zu diesem Zweck erhält die Schaltung 82 als Eingangsgrößen die Eingangsspannung Vin, die Ausgangsspannung Vout sowie eine Vorgabespannung Vc, welche den Vorgabestrom Ioutmax darstellt, zugeführt. Die Schaltung 82 erhält auch als Eingangsgröße das von der Schaltung 70 gebildete Signal S(T2') sowie die Ausgangsgröße Q der Kippschaltung 81 zugeführt. Die Kippschaltung 81 schließlich wird in folgender Weise betrieben. Der D-Eingang wird auf 1 gehalten, der CL-Eingang erhält das von der Schaltung 82 übertragene Signal S(T3), der Takteingang CK erhält das Signal S(T2'). Die invertierte Ausgangsgröße /Q wird einer Verzögerungsleitung 83 mit Verzögerung T4' zugeführt, welche S(T4') erzeugt, sowie einer invertierenden Zelle 84, welche das Steuersignal Hs für den Schalter Ts liefert.
Die Schaltungen 70 und 80 arbeiten wie folgt. Beim Eintreffen einer Vorderflanke des Signals S(T4') dupliziert die Kippschaltung D 71 an ihrem Q-Ausgang die Eingangsgröße D, welche den Wert 1 besitzt. Der /Q-Ausgang geht in 0 über und Hp in 1, was die Schließung des Schalters Tp veranlaßt. Sobald der Strom Ip in dem Umformer derart ist, daß V(Ip) größer als G(s) wird, geht der Ausgang des Verstärkers 72 in den Zustand 1 über, und der Q-Ausgang der Kippschaltung 71 wird auf 0 rückgestellt. Der /Q-Ausgang geht in 1 über, der Schalter Tp wird geöffnet. Dies markiert das Ende der Periode T1. Die Spannungs-Vorderflanke, die an /Q im Zeitpunkt des Übergangs in den Wert 1 auftritt, durchsetzt die Verzögerungsleitung 74 und erreicht mit einer Verzögerung um T2' den CK-Eingang der Kippschaltung 81 sowie die Schaltung 82. Diese Vorderflanke ist das Signal S(T2'). Der Ausgang /Q der Kippschaltung 81 geht in den Zustand 0 über, das Signal Hs in den Zustand 1 (der Schalter Ts wird geschlossen), und die Schaltung 82 beginnt die Zählung von T3. Nach Ablauf der Zeit T3 liefert die Schaltung 82 an ihrem Ausgang S(T3) eine Vorderflanke. Die Kippschaltung 81 wird auf 0 rückgestellt, Hs geht in den Zustand 0 über, und der Schalter Ts wird geöffnet. Dies ist das Ende der Periode T3. Eine vom Ausgang /Q der Kippschaltung 81 ausgehende Spannungs-Vorderflanke pflanzt sich in der Verzögerungsleitung 83 fort, bis sie die Kippschaltung 71 mit einer Verzögerung um T4' erreicht. Diese Vorderflanke entspricht dem Signal S(T4') und bewirkt die Auslösung eines neuen Zyklus.
Ein Ausführungsbeispiel der Schaltung 82 ist in Fig. 10 veranschaulicht. Beim Empfang einer Vorderflanke von S(T2') berechnet eine Schaltung 821 die Zeit T3 gemäß der Beziehung (12) und erhält zu diesem Zweck an ihren Eingängen Vin, Vout und die Vorgabegröße Vc (Ioutmax). Sie liefert eine feste Spannung Va gleich K*T3, wobei K eine Konstante ist. Eine Vorderflanke von S(T2') löst in einer Schaltung 823 die Erzeugung einer Spannungsrampe Vb gleich K*t aus, wobei t die Zeit darstellt. Va und Vb werden in einem Komparator 824 verglichen, dessen Ausgangsgröße auf den CL-Eingang für die Null-Rückstellung einer Kippschaltung D 825 einwirkt, deren D-Eingang auf dem Wert 1 gehalten wird und deren Takteingang CK das Signal Hp (entsprechend der Q-Ausgangsgröße der Kippschaltung 71 der Schaltung 70) erhält. Der invertierte Ausgang /Q der Kippschaltung 825 liefert das Signal S(T3), und die Ausgangsgröße Q wird der Schaltung 823 zur Null-Rückstellung der Rampe Vb zugeführt.
Diese verschiedenen Schaltungen, deren Realisierung im Rahmen des fachmännischen Könnens liegt, werden hier nicht weiter im Detail beschrieben. Insbesondere kann die Schaltung 821, welche T3 nach der Beziehung (12) berechnet, in herkömmlicher Weise mittels Spannungs-Multiplikatoren und -Teilern realisiert werden.
In dem eben beschriebenen Steuersystem kann vorgesehen werden, daß die der Schaltung 821 zugeführte Vorgabegröße Vc (Ioutmax) durch den Benutzer gewählt wird, der so den Umformer in Abhängigkeit von der jeweiligen Anwendung kalibrieren kann. Falls man beispielsweise weiß, daß die Last wenig Strom (Iout) verbrauchen wird, ist es vorteilhaft, Vc auf einen niedrigen Wert zu regeln bzw. einzustellen, damit der Wirkungsgrad des Umformers um so besser ist. Die oben angegebene Beziehung (11) zeigt in der Tat, daß eine Verringerung der Vorgabegröße Ioutmax einer Verringerung der Rampe ΔIs und demzufolge einer Verringerung durch Joule- Effekt-Verluste in dem Umformer entspricht. Die in Fig. 10 gezeigte Lösung besteht in einer Einstellung von Vc mittels eines Potentiometers 822.
Bezieht man sich nunmehr auf die Zeitdiagramme 4c und 4d von Fig. 4, so ersieht man, daß die Dauern der Zeitperioden T2 und T4 durch die Lade- oder Entladezeit der Kommutationsglättungs-Kapazitäten Cp und Cs bestimmt werden, während T2' und T4' Zeiten sind, die durch die Schaltungen 70 und 80 bestimmt werden. In dem eben beschriebenen Ausführungsbeispiel werden T2' und T4' durch die Verzögerungsleitungen 74 und 83 bestimmt und werden vorzugsweise unter Berücksichtigung der folgenden Vorsichtsmaßregeln gewählt:
- T2' und T4' müssen deutlich größer als T2 und T4 sein, damit die Dioden Dp oder Ds sich im leitenden Zustand befinden, bevor die Schalter Tp oder Ts schließen, und um Kommutationsverluste beim Schließen zu vermeiden;
- andererseits müssen T2' und T4' sehr nahe an T2 und T4 liegen, damit die Schalter Tp oder Ts möglichst bald nach dem Leitendwerden ihrer zugeordneten Diode Dp oder Ds geschlossen werden. Diese Maßnahme ermöglicht es, den Strom mit Priorität in den Schaltern fließen zu lassen und so die Verluste durch Joule-Effekt zu verringern, da die Schalterspannungen, die im Falle von MOS-Schaltern in der Größenordnung von 0,2 bis 0,3 V liegen, kleiner als die Diodenspannungen in der Größenordnung von 0,6 bis 1 V sind.
In der Praxis kann man zur Wahl von T2' und T4' eine vorhergehende Schätzung von T2 und T4 aufgrund der folgenden Beziehungen durchführen:
in welchen Nsp das Verhältnis Ns/Np und Nps das Verhältnis Np/Ns bedeuten.
Ein Nachteil könnte jedoch unter bestimmten Betriebsbedingungen auf treten, insbesondere in dem Fall, wo das Auftreten großer Änderungen der Eingangsspannung Vin wahrscheinlich oder zu erwarten ist, oder bei einer starken Änderung der Ausgangsspannung Vout durch eine geeignete Regeleinstellung von Vref. Unter derartigen Anwendungsbedingungen kann es schwierig sein, die festen Werte von T2' und T4' zu finden, die unter allen Umständen zufriedenstellend sind, da die durch die Beziehungen (13) und (14) definierten realen Werte von T2 und T4 von Vin und Vout abhängen und sich ändern können.
Eine erste Lösung, um den mit einer allzu großen Abweichung zwischen T2', T4' und den durch die Betriebsbedingungen des Umformers bedingten wahren Werten von T2, T4 verbundenen Risiken abzuhelfen, ist in Fig. 11bis veranschaulicht. Aus Gründen der Vereinfachung ist in Fig. 11bis nur die Sekundärseite des Umformers 60 gezeigt. Ein Komparator 85, dessen positiver Eingang mit der Anode und dessen negativer Eingang mit der Kathode der Diode Ds verbunden sind, bildet ein Signal Hs'. Dieses Signal Hs' wird dem normalen Steuersignal Hs für den sekundärseitigen Schalter Ts überlagert, mit Hilfe eines logischen Gatters 86 vom ODER-Typ, dessen Ausgang den Schalter Ts steuert. Am Ende der 'wahren' oder 'realen' Periode T2 kehrt sich die Spannung an den Anschlüssen der Diode Ds um, und Ds wird leitend. Die Spannung an den Anschlüssen von Ds, obwohl sie nahe 0 liegt (von -0,6 bis -1 V), reicht aus, um den Komparator 85 zu triggern, dessen Ausgang Hs' in den Zustand 1 übergeht. Somit gewährleistet, wenn Ds leitend wird, Hs' antizipierend die Schliessung von Ts, wenn Hs noch nicht den Wert 1 besitzt. Selbstverständlich kann eine äquivalente Vorrichtung im Primärkreis zugefügt werden, um die antizipierte Schließung von Tp zu gewährleisten. Des weiteren kann, wie in Fig. 11bis ge zeigt, das Signal Hs' dem Signal S(T2') mit Hilfe eines logischen ODER-Gatters 87 überlagert werden, dessen Ausgangsgröße das Signal S(T2') ersetzt und auf die zuvor beschriebene Kippschaltung Q 81 und die Schaltung 82 einwirkt. Diese Vorrichtung ermöglicht die Synchronisierung des Starts der Berechnung von T3 mit der antizipierten Schließung von Ts. Es sei jedoch darauf hingewiesen, daß als allgemeine Regel diese Fragen der Synchronisation für die Berechnung von T3 von keiner sehr praktischen Bedeutung sind, da die Zeiten T2, T2', T4, T4' in der Größenordnung von hundert Nanosekunden sehr kurz im Vergleich zu T1 und T3 sind, die in der Größenordnung von Mikrosekunden liegen. Somit wäre eine Abweichung von einigen Zehn Nanosekunden zwischen T2' und T2 oder T4' und T4 gegenüber der Dauer von T1 oder T3 unbedeutend.
Als Alternative zu der oben beschriebenen Lösung sieht die vorliegende Erfindung ein Verfahren vor, das darin besteht, die Verzögerungsleitungen 74 und 83 aus Fig. 9 durch Schaltungen zur Realzeit-Berechnung von T2' und T3' gemäß den obengenannten Beziehungen (13) und (14) zu ersetzen. Wie ersichtlich, sind in der Beziehung (13) die drei zur Berechnung von T2' erforderlichen Parameter die bereits für die Berechnung von T3 verwendeten Parameter Vin und Vout sowie Ip2. Dank dem gemäß der Erfindung vorgesehenen Steuermodus für die Schließung des Primärschalters Tp ist Ip2 durch die Gleichung V(Ip2) = G(&epsi;) gegeben (Übergang des Komparators 72 in Fig. 12 in den Zustand 1, als Markierung des Endes der Periode T1). Somit sind alle Parameter, welche die Berechnung von T2' ermöglichen, verfügbar. Was die Berechnung von T4' anlangt, so erkennt man, daß die Beziehung (14) von dem Strom Is2 abhängt, bei dem es sich um den in der Sekundärseite zu Ende der Periode T3 fließenden negativen Maximalstrom handelt. Man möchte nicht den Strom Is2 auf der Sekundärseite messen, da jedoch ΔIs = Is1-Is2, erhält man
(15) Is2 = Is1-ΔIs
Nun ist ΔIs durch die Beziehung (2) gegeben
(2) Als = Is1-Is2 = Vout*T3/Ls,
worin Vout und T3 bekannt sind und Ls eine Konstante ist.
Außerdem ist Is1 durch die folgende Beziehung gegeben
(16) Is1 = NpsIp2,
worin Ip2 bekannt ist und Nps eine Konstante ist.
Somit kann T4' ebenfalls mittels der Beziehung (14) auf der Grundlage der bekannten Parameter Vin, Vout, Ip2, T3 definiert werden.
Fig. 12 zeigt in vereinfachter Form eine Ausführungsform eines Steuersystems 90, in welchem T2', T3 und T4' durch Berechnung bestimmt werden. Das Steuersystem 90 stellt das Äquivalent zu den Schaltungen 70 und 80 aus Fig. 10 dar. Es weist vier Kippschaltungen D in Kaskade auf, 91, 92, 93, 94, deren D-Eingang jeweils auf dem Wert 1 gehalten wird. Der invertierte Ausgang /Q der ersten Kippschaltung 91 liefert ein Signal S(T1) für das Ende der Periode T1 und wirkt auf den Takteingang CK der Kippschaltung 92. Die Ausgangsgröße /Q der Kippschaltung 92 liefert S(T2') und wirkt auf den CK-Eingang der Kippschaltung 93, deren /Q-Ausgang die Größe S(T3) liefert und auf den CK-Eingang der letzten Kippschaltung 94 wirkt. Schließlich liefert der /Q-Ausgang der Kippschaltung 94 das Signal S(T4'), das an den CK-Eingang der ersten Kippstufe 91 rückgeführt wird. Außerdem liefert der Q-Ausgang der ersten Kippschaltung das Steuersignal Hp und der Q-Ausgang der dritten Kippschaltung 93 das Steuersignal Hs. Auf jeden der Null-Rückstell-Eingänge CL der Kippstufen 91, 92, 93, 94 wirkt jeweils die Ausgangsgröße eines Komparators 95, 96, 97 bzw. 98. Der Komparator 95 erhält an seinen Eingängen die Spannung V(Ip) und das Regelsignal G(&epsi;) zugeführt, nach dem bereits beschriebenen Steuerverfahren für die Schließung von Tp. Der Komparator 96 vergleicht eine Spannung V(T2'), welche T2' wiedergibt, mit einer von einer Schaltung 99 gelieferten Spannungsrampe. Der Komparator 97 vergleicht eine T3 wiedergebende Spannung V(T3) mit einer von einer Schaltung 100 gelieferten Rampenspannung. Schließlich vergleicht der Komparator 98 eine T4' wiedergebende Spannung V(T4') mit einer von einer Schaltung 101 gelieferten Spannungsrampe. Die Spannung V(T3) wird von einer Schaltung 102 nach Art der Schaltung 821 aus Fig. 10 zugeführt. Die Spannung V(T2') wird von einer Schaltung 103 geliefert, welche die oben angegebene Beziehung (13) realisiert, und die Spannung V(T4') wird von einer Schaltung 104 geliefert, welche die Beziehung (14) realisiert. Zu diesem Zweck erhält die Schaltung 103 als Eingangsgrößen Vin, Vout und Ip2 (d. h. G(s)) zugeführt, die Schaltung 104 die Eingangsgrößen Vin, Vout, Ip2 und T3, wobei dieser letztgenannte Parameter von der Schaltung 102 zugeführt wird. Die Arbeits- und Wirkungsweise des Systems folgt dem gleichen Prinzip wie das zuvor beschriebene System, mit dem Unterschied, daß T2' und T4' durch Berechnung erhalten werden. Der Vorteil besteht darin, daß im Falle großer Änderungen der Eingangsspannung Vin oder einer substantiellen Modifikation der Ausgangsspannung Vout das Steuersystem gemäß der Erfindung sich durch Berechnung von sehr nahe an T2 und T4 liegenden Werten T2', T4' an die neuen Arbeitsbedingungen anpassen wird.
Der Fachmann erkennt, daß das Steuersystem 90 gemäß der Erfindung Gegenstand weiterer zahlreicher Verbesserungen sein kann. Insbesondere besteht eine Verbesserung darin, die verschiedenen Beziehungen, welche die Steuerung der Schalter beherrschen, noch genauer zu machen. Beispielsweise wurden in der oben angegebenen Beziehung (7) T2 und T4 nicht berücksichtigt, während diese Beziehung in folgender Form ausgedrückt werden könnte:
(17) Iout = 1/2(Is1+Is2)*T3/(T1+T2+T3+T4)
Indem man in die Beziehung (17) die durch die Beziehungen (13) und (14) gegebenen Ausdrücke für T2 und T4 einführt, erhält man einen vollständigeren Ausdruck für T3, der, wie die Beziehung (12), mittels einer elektronischen Schaltung realisiert werden kann.
Im übrigen kann das erfindungsgemäße Steuersystem vereinfacht werden, falls es um Anwendungen mit niedrigen Gestehungskosten geht, bei welchen der Wirkungsgrad des Umformers eine geringere Bedeutung hat. Man kann dann die Umschaltglättungs-Kapazitäten Cp und Cs fortlassen und dafür sorgen, daß die Zeiten T2' und T4' nahe 0 betragen. In der Ausführungsform nach Fig. 9 würde sich dies als Fortlassung der Verzögerungsleitungen 74 und 83 darstellen. Der Umformer wird dann höhere Umschaltverluste aufweisen, jedoch den Vorteil einer einfacheren Ausführung besitzen, bei gleichzeitiger Zulassung großer Änderungen von Vin und der Möglichkeit, Vout entsprechend einem großen Wertebereich zu regeln bzw. einzustellen. Als Ausführungsvariante kann man die parasitären Kapazitäten der MOS-Transistoren als Umschaltglättungs-Kapazitäten ausnutzen.
Der Fachmann erkennt auch, daß das beschriebene Steuerverfahren und Steuersystem sich nicht nur speziell auf einen Umformer vom 'fly-back'-Typ wie den in Fig. 7 beziehen, sondern in allgemeiner Form jeden bidirektionalen Umformer mit Ladungsüberführung betreffen. Im Falle eines 'buckboost'-Umformers bleiben die oben angegebenen Beziehungen anwendbar, unter der Bedingung selbstverständlich, daß man Ns/Np = 1 annimmt. Im Falle eines Umformers mit Mehrfach- Ausgängen besteht eine Ausführungsvariante darin, daß man in den Sekundärschaltungen Sekundärschalter hinzufügt und sie gemeinsam mit dem Unterbrecherschalter der Sekundärschaltung steuert, wie wenn der Sekundär-Umformer nur einen einzigen Schalter besäße.
Nunmehr wird der Strom-Meßfühler bzw. Stromwandler 62 aus Fig. 7 beschrieben.

Bidirektionaler Strom-Meßfühler bzw. Stromwandler

Fig. 13 gibt den Stromwandler bzw. Strom-Meßfühler 62 gemäß der vorliegenden Erfindung wieder. Der Stromwandler 62 weist in herkömmlicher Weise einen Transformator 620 mit einer Primärwicklung Wp, in welcher der zu messende Strom Ip fließt, und einer Sekundärwicklung Ws auf, einen Meßwiderstand r und eine Entmagnetisierungs-Impedanz 621, beispielsweise einen hohen Widerstand oder eine Zener-Diode. In herkömmlicher Weise erzeugt der Stromwandler eine Ausgangsspannung V(Ip) gleich r*is, worin is der Sekundärstrom in der Sekundärwicklung Ws ist. Gemäß der Erfindung ist zwischen dem Widerstand r und der Wicklung Ws ein durch ein Signal Hi gesteuerter Unterbrecherschalter 622 angeordnet. Wenn der zu messende Strom Ip seine Polarität in der Primärwicklung Wp umkehrt, steht somit der Unterbrecherschalter 622, wenn er geschlossen ist, der Polaritätsänderung des Sekundärstroms is nicht entgegen, und die Polarität der Ausgangsspannung V(Ip) kehrt sich um. Der erfindungsgemäße Stromwandler weist somit den Vorteil der Bidirektionalität auf. Ein anderer Vorteil besteht darin, daß die Gefahr einer raschen Magnetisierung des Magnetkerns des Transformators 620 ausgeschaltet wird, da unabhängig vom Richtungssinn des Stroms in der Primärwicklung Wp in der Sekundärwicklung Ws ein Strom fließen kann. Dieser Vorteil setzt selbstverständlich voraus, daß das Steuersignal Hi in solcher Weise gebildet wird, daß der Unterbrecherschalter 622 stets geschlossen ist, wenn in der Primärwicklung Wp ein Strom fließt. Hinsichtlich der Anordnung der Impedanz 621 in dem Stromwandler erkennt man, daß diese entweder mit den Anschlüssen der Sekundärwicklung Ws oder, wie in Fig. 13 gestrichelt angedeutet, mit den Anschlüssen des Unterbrecherschalters 622 verbunden sein kann.
Trotz der verminderten Gefahren einer raschen Sättigung ist für den Stromwandler 62 gleichwohl eine Ruhe- bzw. Erholungsperiode erforderlich, damit der Transformator 620 sich entmagnetisiert. Während dieser Ruhe- bzw. Erholungsperiode muß der Schalter 622 geöffnet sein und darf in der Primärwicklung Wp kein Strom fließen. Diese Eigenschaft des Stromwandlers wird besser verständlich, wenn nunmehr ein Steuerverfahren für den Schalter 622 in Verbindung mit Fig. 14 beschrieben wird.
Fig. 14 gibt den Verlauf der Spannung V(Ws) an den Anschlüssen der Sekundärwicklung Ws im Verlauf eines Funktionszyklus des Umformers aus Fig. 7 wieder. Während der Periode T1 ist der Schalter 622 geschlossen (Hi = 1), die Spannung V(Ws) ist gleich der Ausgangsspannung V(Ip) des Stromwandlers. V(Ip) bildet den Strom Ip nach und besitzt die Form einer Rampe, die anfänglich negativ (A) ist, wenn Ip negativ ist, und sodann positiv wird (B), wenn Ip positiv ist. Wenn Ip Null wird (zu Ende der Periode T1), geht die Spannung V(Ip) nach 0, jedoch verbleibt in der Wicklung Ws ein Magnetisierungsstrom, der im Transformator 620 während der Meßphase auf trat. Wenn der Schalter 622 geschlossen gehalten wird, durchfließt dieser Magnetisierungsstrom den Widerstand r und erzeugt an den Anschlüssen von Ws eine negative und abnehmende Entmagnetisierungsspannung geringer Intensität (C). In Fig. 13 bezeichnet 'A' die Fläche (in Volt-Sekunden) des negativen Teils der Spannungsrampe infolge des negativen Stroms Ip, 'B' bezeichnet die Fläche der Spannungsrampe infolge des positiven Stroms Ip, und 'C' die Fläche der Entmagnetisierungsspannung. Hält man den Schalter 622 geschlossen, so wird aufgrund der Eigenschaften von Transformatoren die Entmagnetisierung des Stromwandlers erreicht, wenn
C = B - A
d. h. wenn die positiven und negativen Flächen der an den Anschlüssen der Sekundärwicklung auftretenden Spannungen sich gegenseitig aufgehoben haben. Da der Entmagnetisierungsstrom klein und abnehmend ist, nimmt die Fläche 'C' sehr langsam zu. Wird der Schalter 622 im geschlossenen Zustand gehalten, so besteht die Gefahr, daß der Transformator 620 zu Beginn des folgenden Zyklus (T1) nicht vollständig entmagnetisiert ist. Es ist daher vorzuziehen, den Entmagnetisierungsvorgang durch Öffnen des Schalters 622 (Hi = 0) zu beschleunigen, damit der Entmagnetisierungsstrom die hohe Impedanz 621 durchfließt. Es tritt dann an den Anschlüssen der Sekundärwicklung Ws eine höhere Spannung kurzer Dauer auf, deren Fläche D gegeben ist zu
D = B - (A + C)
In einem System wie dem anhand der Figg. 8 bis 12 beschriebenen Umformer ist es leicht, ein Steuersignal Hi für den Schalter 622 zu erzeugen, da eine Beziehung zwischen der Steuerung der Schalter Tp und Ts und dem Durchgang des Stroms Ip besteht. Ein Beispiel ist in Fig. 10 gegeben. Die bereits beschriebene Schaltung 82 weist des weiteren eine D-Kippschaltung 826 auf, deren D-Eingang den Zustand 1 besitzt. Der Null-Rückstell-Eingang CL dieser D-Kippschaltung erhält die Ausgangsgröße /Q der Kippschaltung 825 zugeführt, der Takteingang CK die Ausgangsgröße eines Komparators 827. Der Komparator 827 erhält an seinem positiven Eingang die von der Schaltung 823 erzeugte Rampenspannung Vb zugeführt und an seinem negativen Eingang einen Bruchteil der durch die Schaltung 821 erzeugten Spannung Va, die über einen Spannungsteiler 828 angelegt wird. Der /Q-Ausgang der Kippschaltung 826 liefert das Steuersignal Hi für den Stromwandler 62. Fig. 11 zeigt den zeitlichen Verlauf der Hp und Hs für die Schalter Tp und Ts des Umformers sowie das Steuersignal Hi für den Stromwandler 62. Wie ersichtlich, hat das Signal Hi während eines Teils der Periode T3 den Zustand 0. Erneute Bezugnahme auf Fig. 10 zeigt, daß das Signal Hi in dem Zeitpunkt in den Zustand 0 übergeht, wo die Spannungsrampe Vb gleich dem an den Komparator 827 angelegten Bruchteil von Va wird, während Hi in den Zustand 1 zurückkehrt, wenn das Signal S(T3) abgegeben wird (Öffnung von Tp). Somit ist, da Hi sich im Zustand 0 befindet und der Schalter 622 geöffnet ist, der Strom Ip stets Null, und der Stromwandler kann sich entmagnetisieren. Die Dauer der Entmagnetisierungsphase kann mittels des Spannungsteilers 828 geregelt und eingestellt werden.
Fig. 15 zeigt eine spezielle Ausführungsform des Strom- Meßfühlers bzw. Stromwandlers 62. Der Schalter 622 ist ein MOS-Transistor vom Typ 2N7002, an dessen Gate G das Signal Hi angelegt wird, dessen Drain-Anschluß D mit Ws verbunden ist und dessen Source-Anschluß S mit dem Meßwiderstand r verbunden ist. Die Impedanz 621 ist ein Widerstand von etwa 10 kΩ, und der Meßwiderstand r liegt in der Größenordnung von etwa zehn Ohm. Die Primärwicklung Wp umfaßt nur eine Windung, die Sekundärwicklung Ws besitzt 200 Windungen. Die Impedanz 621 ist parallel zu den Anschlüssen des Schalters 622 angeschlossen, das Bezugspotential 623 des Stromwandlers wird zwischen dem Widerstand r und dem Source-Anschluß S des MOS-Transistors 622 abgenommen.
Für den Fachmann ist ersichtlich, daß der erfindungsgemäße Strom-Meßfühler bzw. Stromwandler für zahlreiche andere Anwendungen als die vorstehend beschriebene geeignet ist. Allgemein eignet sich ein derartiger Stromwandler zur Anwendung für die punktweise Messung eines Stroms in einem gesteuerten Stromkreis, in welchem es eine Verbindung zwischen dem Stromfluß und dem Zustand der Steuerungen des Schaltkreises gibt, auf deren Grundlage ein Signal zum Schließen und Öffnen des Schalters des Stromwandlers gebildet werden kann.

Claims

1. Strom-Meßfühler bzw. -Meßwandler (20), welcher den mit Vorzeichen versehenen Betrag eines zu messenden Stroms liefert und umfaßt:

einen Transformator (620) mit einer Primärwicklung (Wp) und einer Sekundärwicklung (Ws), wobei die Primärwicklung so angeschlossen ist, daß sie von dem zu messenden Strom durchflossen wird,

eine Impedanz (621) zur Entmagnetisierung des Transformators, in solcher Anschlußverbindung, daß sie unabhängig von der Polarität bzw. Richtung des von der Sekundärwicklung gelieferten Stroms wirksam ist,

einen Meßwiderstand (r), dessen einer Anschluß direkt mit dem einen Anschluß der Sekundärwicklung (Ws) verbunden ist,

einen bidirektionalen Unterbrecherschalter (622), dessen einer Anschluß direkt mit dem zweiten Anschluß der Sekundärwicklung und dessen zweiter Anschluß direkt mit mit dem zweiten Anschluß des Meßwiderstands (r) verbunden ist,

Schaltmittel zur Steuerung des genannten Unterbrecherschalters (622) derart, daß der Schalter geschlossen wird, wenn ein Stromfluß (Ip) durch die Primärwicklung zu erwarten ist, und daß der Schalter während einer ausreichenden Zeitdauer, um die Entmagnetisierung des Transformators (620) zu gewährleisten, geöffnet wird, wenn kein Stromfluß durch die Primärwicklung (Wp) zu erwarten ist.

2. Verwendung des Strom-Meßfühlers bzw. -Meßwandlers (62) nach Anspruch 1 in einem bidirektionalen Umformer mit induktiver Speicherung, zur Messung des Stroms in einem induktiven Speicherelement (1).

3. Strom-Meßfühler bzw. -Meßwandler nach einem der Ansprüche 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß die genannte Entmagnetisierungsimpedanz (621) in Parallelschaltung an den Anschlüssen der Sekundärwicklung (Ws) angeschlossen ist.

4. Strom-Meßfühler bzw. -Meßwandler nach einem der Ansprüche 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß die genannte Entmagnetisierungsimpedanz (621) in Parallelschaltung an den Anschlüssen des Unterbrecherschalters (622) angeschlossen ist.

5. Strom-Meßfühler bzw. -Meßwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die genannte Zeitdauer in einem vorgegebenen Zeitintervall nach dem Ende einer Periode, in welcher ein Stromfluß in der Primärwicklung zu erwarten ist, beginnt und in einem Zeitintervall vor Beginn der nächsten Periode, in welcher der Stromfluß in der Primärwicklung zu erwarten ist, endet.