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TECHNISCHES
Gebiet
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Die vorliegende Erfindung betrifft
Phasendetektoren und insbesondere Phasendetektoren in Mikrowellenoszillatoren
mit einem Resonator hoher Güte
als frequenzdispersivem Element, bei denen der Phasendetektor zur
Unterdrückung
von Rauschen in der Nähe
der Trägerfrequenz
in dem Mikrowellenoszillator verwendet wird.
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ALLGEMEINER
STAND DER TECHNIK
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Phasendetektoren sind in vielfältigen Anwendungen
benutzbar. Eine solche Anwendung sind Mikrowellenoszillatoren, bei
denen Phasendetektoren verwendet werden, um Rauschen in der Nähe der Trägerfrequenz
des Oszillators servozusteuern.
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Mikrowellenoszillatoren sind wohlbekannt und
werden bei Anwendungen verwendet, bei denen eine Hochfrequenzsignalquelle
benötigt
wird. Zwei Beispiele für
solche Anwendungen sind Radar- und Telekommunikationssysteme, die
in der Regel eine Signalquelle mit guter spektraler Reinheit erfordern.
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Schleifenoszillatoren sind in der
Technik wohlbekannt. Schleifenoszillatoren enthalten in der Regel
einen Mikrowellenverstärker,
einen Resonator und einen Phasenschieber in einer Schleife angeordnet.
Es bestehen Beschränkungen
bezüglich
der Leistungsfähigkeit
von Schleifenoszillatoren, wie zum Beispiel die Beschränkungen,
die durch Flimmerrauschen in dem Mikrowellenverstärker auferlegt werden.
Flimmerrauschen fügt
Rauschen in der Nähe
der Trägerfrequenz
in dem Mikrowellenoszillator hinzu, was bei Anwendungen, die eine
stabile Frequenzquelle erfordern, unerwünscht ist.
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Eine andere Art in der Technik bekannter
Oszillatoren ist ein resonatorstabilisierter Oszillator, wobei eine Frequenzquelle,
wie zum Beispiel ein externer Oszillator oder ein spannungsgesteuerter
Oszillator, die ein vergleichsweise rauschbehaftetes Signal erzeugen,
in einen Resonator hoher Güte
eingegeben wird, der als ein frequenzdispersives Element verwendet
wird. Der Resonator filtert einen Teil des Rauschens aus der Frequenzquelle,
und der Resonator und ein Detektor, wie zum Beispiel ein Phasendetektor,
dienen zur Messung des Rauschens in der Frequenzquelle und auf der
Grundlage dieser Messung zur Servosteuerung eines Teils des Rauschens aus
der Frequenzquelle.
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Beide Arten von Oszillator weisen
Beschränkungen
bezüglich
ihrer Leistungsfähigkeit
auf, die durch die nicht ideale Beschaffenheit der Komponenten auferlegt
werden. Es gibt Möglichkeiten
zur Kompensation dieser Beschränkungen
durch Hinzufügen einer
Servoschaltung zur Unterdrückung
eines Teils des Rauschens.
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Eine von D. P. Tsarapkin auf dem
IEEE International Frequency Control Symposium 1994 vorgestellte
Arbeit mit dem Titel „Low
phase noise sapphire disk dielectric resonator oscillator with combined
stabilisation" bespricht
bekannte Konfigurationen zur Rauschunterdrückung in Mikrowellenoszillatoren, von
denen einige seit mehr als 20 Jahren bekannt sind.
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Aus dem US-Patent Nr. 4, 555, 678
im Namen von Galani et al. ist ein Mikrowellenschleifenoszillator
bekannt, bei dem ein Phasendetektor zur Unterdrückung von Rauschen in der Nähe der Trägerfrequenz
in dem Oszillator verwendet wird. Der von Galani offengelegte Oszillator
erhöht
die Leistungskenngrößen im Hinblick
auf Rauschen in der Nähe der
Trägerfrequenz
in der Schleife des Oszillators.
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Es bestehen jedoch Beschränkungen
bezüglich
des Grades der durch Verwendung der Offenlegung in Galani erzielbaren
Rauschunterdrückung.
In der Praxis wird der Grad der Rauschunterdrückung fundamental durch das
Rauschen in dem Phasendetektor, die in der Servoschaltung zur Unterdrückung des
Rauschens verwendete Verstärkung
und durch der Servoschaltung eigenes Rauschen beschränkt.
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Zur Zeit wird eine signifikante Menge
an Rauschen durch den Mischer in Phasendetektoren, die in Rauschunterdrückungsschaltungen
verwendet werden, hinzugefügt.
Durch den Mischer hinzugefügtes
Flimmerrauschen hat deshalb der Leistungsfähigkeit von Oszillatoren aufgrund
der der Unterdrückung von
Rauschen auferlegten Beschränkungen
Einschränkungen
auferlegt. Diese Beschränkung
gilt für alle
Arten von Oszillatoren, die eine Rauschunterdrückungsschaltung enthalten,
einschließlich
Schleifenoszillatoren und resonatorstabilisierte Oszillatoren.
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Im Verlauf der Beschreibung soll
der Ausdruck „frequenzdispersives
Element" ein Element
mit einer Mittenfrequenz bedeuten, wodurch, wenn ein Signal mit
einer von der Mittenfrequenz verschobenen Frequenz auf das Element
einfällt,
das Element ein dispergiertes Signal erzeugt, das relativ zu dem einfallenden
Signal entsprechend der Differenz zwischen der Frequenz des einfallenden
Signals und der Mittenfrequenz eine Phasenverschiebung aufweist.
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KURZE DARSTELLUNG
DER ERFINDUNG
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Gemäß einem Aspekt der vorliegenden
Erfindung wird ein Phasendetektor zur Erzeugung eines Ausgangssignals
entsprechend der Phasendifferenz zwischen zwei Eingangssignalen
bereitgestellt, der folgendes umfaßt: einen Eingang zum Empfangen
eines ersten Eingangssignals mit einer Trägerfrequenz und eines zweiten
Eingangssignals, ein auf das erste Eingangssignal reagierendes Trägerunterdrückungsmittel und
ein auf das trägerunterdrückte Signal
reagierendes Mischmittel, dadurch gekennzeichnet, daß
das
Trägerunterdrückungsmittel
außerdem
auf die zweiten Eingangssignale reagiert, um so aus dem ersten Eingangssignal
und dem zweiten Eingangssignal ein trägerunterdrücktes Signal zu erzeugen; und
das
Mischmittel außerdem
auf ein weiteres Signal mit der Trägerfrequenz reagiert, um das
Ausgangssignal zu erzeugen.
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Vorzugsweise umfaßt der Phasendetektor weiterhin
einen zwischen dem Trägerunterdrückungsmittel
und dem Mischmittel angeordneten Verstärker.
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Vorzugsweise umfaßt das Trägerunterdrückungsmittel ein frequenz-nichtdispersives
Trägerunterdrückungsmittel.
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Vorzugsweise umfaßt das Trägerunterdrückungsmittel einen Leistungskombinierer,
ein Phasenschiebemittel und ein Amplitudenanpassungsmittel, wobei
das Phasenschiebemittel und das Amplitudenanpassungsmittel so angeordnet
sind, daß sie
an dem ersten und dem zweiten Signal wirken, bevor sie in den Leistungskombinierer
eingegeben werden, so daß der
Leistungskombinierer das trägerunterdrückte Signal
aus dem ersten und dem zweiten Signalen erzeugt.
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Vorzugsweise ist das Phasenschiebemittel so
angeordnet, daß es
eine vorbestimmte Phasenverschiebung zwischen dem ersten und dem
zweiten Eingangssignal bei der Trägerfrequenz erzeugt, bevor
sie in den Leistungskombinierer eingegeben werden.
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Vorzugsweise umfaßt das Amplitudenanpassungsmittel
ein Dämpfungsglied.
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Bei einer Anordnung umfaßt der Leistungskombinierer
eine 3-dB-90°-Gabel.
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Vorzugsweise umfaßt das Mischmittel einen symmetrischen
Doppelmischer.
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Bei einer bevorzugten Anordnung umfaßt das zweite
Eingangssignal ein von einem frequenzdispersiven Element als Reaktion
auf das darauf einfallende erste Eingangssignal reflektiertes Signal.
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Bei einer alternativen Anordnung
umfaßt
das zweite Eingangssignal ein aus einem frequenzdispersiven Element
als Reaktion auf das darauf einfallende erste Eingangssignal ausgegebenes
Signal.
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Vorzugsweise umfaßt das frequenzdispersive Element
einen Resonator.
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Besonders bevorzugt ist der Resonator
nahezu kritisch gekoppelt.
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Gemäß einem zweiten Aspekt der
vorliegenden Erfindung wird ein Oszillator mit einem Phasendetektor
gemäß dem ersten
Aspekt der Erfindung bereitgestellt, wobei das erste Eingangssignal
ein Signal in dem Oszillator ist und das Ausgangssignal aus dem
Phasendetektor rückgekoppelt
wird, um Rauschen in der Nähe
der Trägerfrequenz
in dem Oszillator zu unterdrücken.
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Vorzugsweise bildet das frequenzdispersive Element
einen Teil des Oszillators.
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Bei einer Anordnung ist der Oszillator
ein Schleifenoszillator mit einem Verstärker und einem Phasenschiebemittel,
das auf ein Steuersignal reagiert, wobei der Verstärker, das
Phasenschiebemittel und das frequenzdispersive Element in einer
Schleife angeordnet sind, wobei das Ausgangssignal des Phasendetektors
in eine elektronische Schaltung eingegeben wird, die daraus das
Steuersignal für
das Phasenschiebemittel erzeugt, so daß das Phasenschiebemittel Rauschen
in der Nähe
der Trägerfrequenz
in dem Schleifenoszillator unterdrückt.
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Bei einer alternativen Anordnung
enthält
der Oszillator eine auf ein Steuersignal reagierende Frequenzquelle,
wobei die Frequenzquelle das erste Signal erzeugt, wobei das Ausgangssignal
des Phasendetektors in eine elektronische Schaltung eingegeben wird,
die das Steuersignal für
die Frequenzquelle erzeugt, wobei das Steuersignal die Frequenz der
Frequenzquelle einstellt, um Rauschen in der Nähe der Trägerfrequenz in der Frequenzquelle
zu unterdrücken.
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Vorzugsweise ist der Oszillator ein
Mikrowellenoszillator.
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Gemäß einem dritten Aspekt der
Erfindung wird ein Verfahren zum Detektieren einer Phasendifferenz
zwischen einem ersten Eingangssignal mit einer Trägerfrequenz
und einem zweiten Signal mit den folgenden Schritten bereitgestellt:
Einstellen
der Phase des ersten Eingangssignals oder des zweiten Eingangssignals
oder von beiden, so daß bei
der Trägerfrequenz
das erste und das zweite Eingangssignal eine vorbestimmte Phasendifferenz
aufweisen;
Einstellen der Amplituden des ersten Eingangssignals
oder des zweiten Eingangssignals oder von beiden, so daß bei der
Trägerfrequenz
das erste und das zweite Eingangssignal eine im wesentlichen gleiche
Amplitude aufweisen;
Kombinieren des ersten und des zweiten
Signals, um ein trägerunterdrücktes Signal
zu erzeugen;
Mischen des trägerunterdrückten Signals
mit einem weiteren Signal bei der Trägerfrequenz, um ein Ausgangssignal
zu erzeugen, das der Phasendifferenz zwischen den Signalen entspricht.
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Vorzugsweise umfaßt das Verfahren weiterhin
das Verstärken
des trägerunterdrückten Signals, bevor
dieses mit dem weiteren Signal bei der Trägerfrequenz gemischt wird.
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Bei einer bevorzugten Anordnung umfaßt das zweite
Signal ein Signal, das von einem frequenzdispersiven Element als
Reaktion auf das Einfallen des ersten Eingangssignals darauf reflektiert wird.
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Bei einer alternativen Anordnung
umfaßt
das zweite Signal ein Signal, das von einem frequenzdispersiven
Element als Reaktion auf das Einfallen des ersten Eingangssignals
darauf ausgegeben wird.
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Vorzugsweise umfaßt das frequenzdispersive Element
einen Resonator.
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Besonders bevorzugt ist der Resonator
nahezu kritisch gekoppelt.
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Vorzugsweise wird die Phasendifferenz
zwischen dem ersten und dem zweiten Signal durch Leiten eines der
beiden Signale durch einen Phasenschieber eingestellt, um die Phase
dieses Signals um einen vorbestimmten Betrag zu verändern.
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Vorzugsweise wird die relative Amplitude des
ersten und des zweiten Signals durch Leiten eines der beiden Signale
durch ein Dämpfungsglied eingestellt,
um die Amplitude dieses Signals um einen vorbestimmten Betrag zu
dämpfen.
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Vorzugsweise werden das erste und
das zweite Signal durch Leiten dieser durch einen Leistungskombinierer
kombiniert, wobei der Leistungskombinierer das trägerunterdrückte Signal
aus dem ersten und dem zweiten Signal erzeugt.
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Vorzugsweise umfaßt der Leistungskombinierer
eine 3-dB-90°-Gabel.
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KURZE BESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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Es werden nun vier Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung beispielhaft unter Bezugnahme auf die
beigefügten
Zeichnungen beschrieben. Es zeigen:
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1 ein
Schaltbild eines Schleifenoszillators, der einen Phasendetektor
gemäß der ersten Ausführungsform
enthält;
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2 ein
Schaltbild eines resonatorstabilisierten Oszillators, der einen
Phasendetektor gemäß der zweiten
Ausführungsform
enthält;
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3 ein
Schaltbild eines alternativen Schleifenoszillators, der einen Phasendetektor
gemäß der dritten
Ausführungsform
enthält;
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4 ein
Schaltbild eines weiteren alternativen Schleifenoszillators, der
einen Phasendetektor gemäß der vierten
Ausführungsform
enthält.
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BESCHREIBUNG
DER BESTEN ART DER ERFINDUNG
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Die Ausführungsformen betreffen Mikrowellenoszillatoren,
die Phasendetektoren zur Unterdrückung
von Rauschen in der Nähe
des Trägers
in dem Mikrowellenoszillator verwenden. Es versteht sich jedoch,
daß die
vorliegende Erfindung auch anderweitig als in Mikrowellenoszillatoren
Anwendung finden kann.
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In 1 der
Zeichnungen ist ein Mikrowellenschleifenoszillator 10 mit
einem Mikrowellenverstärker 12,
einem frequenzdispersiven Element in Form eines Resonators hoher
Güte 14,
Phasenschiebern 16 und 18, Isolatoren 20,
einem Zirkulator 22, einem Dämpfungsglied 24 und
einem Bandpaßfilter 26 in
einer Schleife angeordnet gezeigt. Der Pfeil A zeigt die Flußrichtung
von Mikrowellen um den Oszillator 10 herum.
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Mit dem Bandpaßfilter 26 wird verhindert, daß der Oszillator 10 auf
unerwünschten
Moden des Resonators 14 arbeitet. Mit dem Dämpfungsglied 24 wird
sichergestellt, daß die
Kleinsignalverstärkungsreserve
ausreicht, um eine Oszillation sicherzustellen, ohne den Mikrowellenverstärker 12 zu
beschädigen
oder zu viel Rauschen in den Mikrowellenverstärker 12 einzuführen. Mit
den Phasenschiebern 16 und 18 wird sichergestellt,
daß die
Phasenverschiebung um die Schleife herum ein Vielfaches von 2π ist, wodurch
die Bedingungen für
die Oszillation erfüllt
werden.
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Der Phasenschieber 18 wird
durch ein Steuersignal gesteuert, zum Beispiel kann der Phasenschieber 18 einen
spannungsgesteuerten Phasenschieber umfassen.
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Der Resonator 14 weist eine
Eingangskopplung auf, die nahezu kritisch ist, um die in dem Resonator 14 abgeführte Leistung
zu vergrößern. Dies
ist zur Verbesserung des Grundrauschens notwendig. Die kritische
Kopplung bewirkt, daß der
größte Teil
eines in den Resonator 14 eingegebenen Signals in den Resonator 14 übertragen
und ein kleiner Teil des Signals von dem Eingang reflektiert wird.
Wenn die Trägerfrequenz
des in den Resonator 14 eingegebenen Signals nicht gleich
einer Resonanzfrequenz des Resonators 14 ist, würde das
reflektierte Signal durch den Resonator 14 um einen Betrag
phasenverschoben, der der Differenz zwischen der Resonanzfrequenz
des Resonators 14 und der Trägerfrequenz des Eingangssignals
entspricht.
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Die Ausführungsform umfaßt einen
Phasendetektor 28 mit einem Trägerunterdrückungsmittel 30, einem
symmetrischen Doppelmischer 32 und einem Phasenschieber 34.
Das Trägerunterdrückungsmittel 30 umfaßt einen
Phasenschieber 42, ein Dämpfungsglied 44, einen
Leistungskombinierer in Form einer 3-dB-90°-Gabel 46, einen Mikrowellenverstärker 48,
einen Leistungsbegrenzer 50 und Isolatoren 52.
Die 3-dB-90°-Gabel 46 weist
Eingangsports 54 und 56 und Ausgangsports 58 und 60 auf.
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Der Oszillator 10 umfaßt weiterhin
Koppler 36, 38 und 40. Der Koppler 36 erzeugt
ein Ausgangssignal aus der Schleife. Der Koppler 36 kann
an einer beliebigen Stelle in der Schleife positioniert werden. Die
Koppler 38 und 40 erzeugen Signale, die Teile des
Signals in der Schleife sind, bevor das Signal auf den Resonator 14 einfällt.
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Das durch den Koppler 38 erzeugte
Signal wird durch den Phasenschieber 34 und in den Mischer 32 geleitet.
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Der Zirkulator 22 befindet
sich vorzugsweise am Eingang des Resonators 14, so daß das reflektierte
Signal aus der Schleife in den Eingangsport 54 der 3-dB-90°-Gabel 46 gerichtet
wird. Das von dem Koppler 40 erzeugte Signal wird durch
den Phasenschieber 42, das Dämpfungsglied 44 und
in den Eingangsport 56 der 3-dB-90°-Gabel 46 geleitet.
Der Phasenschieber 42 und das Dämpfungsglied 44 sind so
angeordnet, daß bei
der Mittenfrequenz des Resonators 14 die an den Eingangsports 54 und 56 der 3-dB-90°-Gabel erscheinenden
Signale eine gleiche Amplitude aufweisen und in Quadratur liegen.
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Die 3-dB-90°-Gabel 46 verzweigt
die an jedem der Eingangsports 54 und 56 anwesenden
Signale zu gleichen Teilen und richtet die verzweigten Signale zu
jedem der Ausgangsports 58 und 60. Dabei fügt die 3-dB-90°-Gabel 46 dem
an dem Ausgangsport 60 aus dem Eingangsport 54 erscheinenden
verzweigten Signal eine Phasenverschiebung von 90° hinzu. Ähnlich fügt die 3-dB-90°-Gabel 46 dem
an dem Ausgangsport 58 aus dem Eingangsport 56 erscheinenden
verzweigten Signal eine Phasenverschiebung von 90° hinzu. Die
verzweigten Signale aus den Eingangsports 54 und 56 sind
also am Ausgangsport 58 um 180° phasenverschoben und am Ausgangsport 60 phasengleich.
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Es versteht sich, daß andere
Formen des Leistungskombinierers verwendet werden können. Zum
Beispiel könnte
eine 3-dB-180°-Gabel
verwendet werden, und in diesem Fall müßten die beiden an den Eingangsports
der Gabel erscheinenden Signale gleichphasig sein. Bei Verwendung
eines 6-dB-Kopplers müßten die
beiden in den Koppler eingegebenen Signale um 180° phasenverschoben
sein. Die Form des verwendeten Leistungskombinierers bestimmt die
Anforderungen bezüglich
der zwischen den beiden in den Leistungskombinierer eingegebenen
Signalen benötigten
Phasendifferenz. Das wichtige Merkmal ist, daß die Eingangssignale die korrekte Phasendifferenz
aufweisen, um eine Trägerunterdrückung zu
ermöglichen.
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Dementsprechend erscheint der Träger am Ausgangsport 60,
während
der Träger
am Ausgangsport 58 unterdrückt ist. Unter Verwendung dieser Schaltung
wurde eine Trägerunterdrückung von
bis zu 80 dB erzielt. Die Trägerunterdrückung beträgt vorzugsweise
mindestens zweimal die Verstärkung des
Mikrowellenverstärkers 48,
so daß der
Mikrowellenverstärker 48 im
Kleinsignalmodus arbeitet, um durch den Mikrowellenverstärker 48 erzeugtes
Rauschen zu minimieren. Da das am Ausgangsport 58 erscheinende
Signal im wesentlichen nur aus der Differenz zwischen dem an den
Eingangsports 54 und 56 erscheinenden Signal besteht,
stellt das Signal das Rauschen in der Schleife dar. Das am Ausgangsport 58 erscheinende
Signal wird durch den Mikrowellenverstärker 48 verstärkt, durch
den Leistungsbegrenzer 50 geleitet und in den Mischer 32 eingegeben.
Der Leistungsbegrenzer 50 ist vorgesehen, um den Mischer 32 vor
einer Beschädigung
durch eine hohe Ausgangsleistung aus dem Mikrowellenverstärker 48 zu
schützen,
wenn die Bedingungen der Trägerunterdrückung nicht
erfüllt
werden. Es wird erwartet, daß der
Verstärker 48 bei
bestimmten Anwendungen weggelassen werden kann.
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Ohne Trägerunterdrückung wäre das an dem Mischer 32 aus
dem Zirkulator 22 erscheinende Signal durch den Träger dominiert
worden, wobei die Rauschkomponente des Signals eine wesentlich kleinere
Amplitude als der Träger
aufweist. Das Vorhandensein des Trägers führt dazu, daß der Mikrowellenverstärker 48 und
der Mischer 32 im Großsignalmodus
betrieben werden. Ein Betrieb des Mikrowellenverstärkers 48 und
des Mischers 32 im Großsignalmodus
bewirkt, daß der
Mikrowellenverstärker 48 und der
Mischer 32 Flimmerrauschen hinzufügen. Das so hinzugefügte Flimmerrauschen
wäre für den Betrieb des
Oszillators von Nachteil. Die Trägerunterdrückung des
Signals stellt einen Kleinsignalbetrieb des Mikrowellenverstärkers 48 sicher,
der die Bedingungen des rauscharmen Betriebs des Mischers 32 erfüllt.
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Das am Ausgangsport 60 der
3-dB-90°-Gabel 46 erscheinende
Signal enthält
vorherrschend den Träger
in dem Signal. Der Ausgangsport 60 kann an eine symmetrische
Last angekoppelt werden, um das am Ausgangsport 60 erscheinende
Signal zu absorbieren. Als Alternative kann das am Ausgangsport 60 erscheinende
Signal zur Überwachung
der Amplitude des Signals in der Schleife und der Steuerung dieser
durch eine Amplitudenstabilisierungsschaltung dienen.
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Der Phasenschieber 34 stellt
die Phase des aus der Schleife durch den Koppler 38 gekoppelten Signals
dergestalt ein, daß bei
der Trägerfrequenz des
Oszillators 10 die an den Eingängen des Mischers 32 erscheinenden
Signale in Quadratur liegen.
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Das aus dem Mischer 32 ausgegebene
Signal wird in eine elektronische Schaltung 62 eingegeben,
die einen rauscharmen Verstärker 64 und
ein Tiefpaßfilter 66 umfaßt. Das
aus der elektronischen Schaltung 62 ausgegebene Signal
wird als das Steuersignal für
den Phasenschieber 18 verwendet. Der Phasenschieber 18 verursacht
eine Phasenverschiebung in der Schleife als Reaktion auf das Steuersignal
dergestalt, daß Rauschen
in der Nähe
der Trägerfrequenz
in der Schleife unterdrückt
wird.
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Rauschen wird in der Regel durch
den Mikrowellenverstärker 12 in
das Signal in der Schleife eingeführt. Wenn das Signal auf den
Resonator 14 einfällt,
führt das
Vorhandensein des Rauschens zu einem dispergierten Signal in Form
eines phasenverschobenen reflektierten Signals, das durch den Zirkulator 22 in
das Trägerunterdrückungsmittel 30 gerichtet
wird. Die Phasenverschiebung in dem reflektierten Signal führt dazu,
daß die
Signale an den Eingangsports 54 und 56 der 3-dB-90°-Gabel 46 nicht genau
in Quadratur liegen. Das an dem Ausgangsport 58 vorliegende
Signal stellt also das Rauschen in der Schleife dar. Außerdem liegen
die an den Eingängen
des Mischers 32 erscheinenden Signale ähnlich nicht in Quadratur,
so daß eine
dem Rauschen in der Schleife entsprechende Signalausgabe aus dem Mischer 32 resultiert.
Aus dem Signal, das aus dem Mischer 32 ausgegeben wird,
erzeugt die elektronische Schaltung 62 das Steuersignal
für den
Phasenschieber 18 dergestalt, daß der Phasenschieber 18 das
Rauschen in der Nähe
des Trägers
in der Schleife unterdrückt.
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Die in 2 gezeigte
Ausführungsform
betrifft einen Phasendetektor, der in einem resonatorstabilisierten
Oszillator verwendet wird, wobei gleiche Bezugszahlen den in 1 gezeigten Teilen gleichende
Teile bezeichnen. Der in 2 gezeigte
Oszillator 100 enthält
eine Frequenzquelle 102, die in den Resonator 14 eingegeben
wird. Das aus dem Resonator 14 ausgegebene Signal wird
als ein Ausgangssignal verwendet. Effektiv wird die Frequenzquelle 102 mit
dem Resonator 14 verriegelt. Die Frequenzquelle 102 ist
in der Regel ein SAW-Oszillator mit Frequenzvervielfachung, ein
Oszillator mit dielektrischem Resonator, ein VCO, ein YIG-Oszillator
oder dergleichen. Die Frequenzquelle 102 ist durch ein Steuersignal
steuerbar. Der Phasendetektor 28 funktioniert genauso wie
bei der ersten Ausführungsform beschrieben
und erzeugt in dieser Ausführungsform ein
Signal, das dem Rauschen in der Frequenzquelle 102 entspricht.
Das aus dem Mischer 32 ausgegebene Signal wird in die elektronische
Schaltung 62 eingegeben, die das Steuersignal für die Frequenzquelle 102 erzeugt.
Bei dieser Ausführungsform
wird also der Phasendetektor 28 zur Unterdrückung von
Rauschen in der Frequenzquelle 102, die mit dem Resonator 14 verriegelt
ist, verwendet.
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Als Alternative könnte man mit dem aus dem Mischer 32 ausgegebenen
Signal die Leistungsfähigkeit
der Frequenzquelle 102 messen, da es das Rauschen in der
Frequenzquelle 102 darstellt. Also kann man mit der vorliegenden
Erfindung das Phasenrauschen in einer Signal- oder Frequenzquelle überwachen.
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3 zeigt
eine dritte Ausführungsform
der Erfindung, in der ein Phasendetektor mit einem Schleifenoszillator
verwendet wird, wobei gleiche Bezugszahlen den in 1 gezeigten Teilen gleichende Teile bedeuten.
Die in 3 gezeigte Ausführungsform
unterscheidet sich von der in 1 gezeigten Ausführungsform
bezüglich
der Position der Koppler 38 und 40 in der Schleife.
In 3 sind die Koppler 38 und 40 am
Ausgang des Resonators 14 positioniert. Außerdem wurde
der Zirkulator 22 in der ersten Ausführungsform durch einen Koppler 202 ersetzt. Da
Koppler gerichtet sind, d. h., sie koppeln nur sich in einer einzigen
Richtung ausbreitende Signale, ist der Koppler 202 so angeordnet,
daß er
das reflektierende Signal aus dem Resonator 14 koppelt.
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Die Koppler 38 und 40 können am
Ausgang des Resonators 14 positioniert sein, wie in 3 gezeigt, ohne daß die Leistungsfähigkeit
des Schleifenoszillators wesentlich beeinflußt wird. Der Koppler 38 kann
an einer beliebigen Stelle in der Schleife positioniert sein. Die
Koppler 40 und 202 müssen so positioniert werden,
daß eine
Differenz zwischen den aus der Schleife gekoppelten Signalen besteht,
wobei diese Differenz ein Ergebnis der Dispersion durch den Resonator 14 ist.
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Bei der in 1 gezeigten Ausführungsform erzeugt der Koppler 40 also
ein nicht durch den Resonator 14 dispergiertes Signal,
während
der Zirkulator 22 das durch den Resonator 14 dispergierte
reflektierte Signal aus der Schleife lenkt. Bei der in 3 gezeigten Ausführungsform
koppelt der Koppler 202 das durch den Resonator 14 dispergierte
reflektierte Signal und der Koppler 40 das aus dem Resonator 14 ausgegebene
Signal. Obwohl das aus dem Resonator 14 ausgegebene Signal
auch durch den Resonator 14 dispergiert wurde, wurde es
zu einem anderen Ausmaß als
das reflektierte Signal dispergiert. Folglich liefert die in 3 gezeigte Ausführungsform
immer noch ein verbessertes Rauschverhalten.
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Wenn die Koppler 202 und 40 jedoch
beide am Ausgang des Resonators 14 positioniert werden würden, wären die durch
die Koppler 202 und 40 gekoppelten Signale gleich
und der Phasendetektor 28 würde nicht funktionieren.
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4 zeigt
eine vierte Ausführungsform
der Erfindung, wobei gleiche Bezugszahlen den in 1 gezeigten Teilen gleichende Teile bedeuten.
Die in 4 gezeigte Ausführungsform
ist ein Phasendetektor, der in einem anderen Schleifenoszillator
verwendet wird. Der in 4 gezeigte
Phasendetektor 28 unterscheidet sich von dem in 1 gezeigten Phasendetektor
insofern, als das am Ausgangsport 60 vorhandene Signal
durch den Phasenschieber 34 geleitet und in den Mischer 32 eingegeben
wird. Da das am Ausgangsport 60 vorhandene Signal vorherrschend
die Trägerfrequenz
in der Schleife ist, eignet es sich für die Verwendung in dem LO-Eingang des Mischers 32.
Bei dieser Ausführungsform
kann der Koppler 38 in der ersten Ausführungsform also entfallen,
wodurch sich ein kompakterer Entwurf ergibt.
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Es versteht sich, daß der Schutzumfang
der vorliegenden Erfindung nicht auf die oben beschriebenen Ausführungsformen
begrenzt werden soll.
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Insbesondere kann der Leistungskombinierer
von anderer Form als eine 3-dB-90°-Gabel
sein, wie zum Beispiel ein Wilkinson-Leistungskombinierer oder ein
6-dB- oder ein 10-dB-Koppler. Wenn der Mikrowellenoszillator in
Mikrostreifenform hergestellt wird, kann ein Impedanzübertrager
als Leistungskombinierer verwendet werden.