DE69530427T2

DE69530427T2 - Vorrichtung zum messen der fötalen herzfrequenz

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Publication number: DE69530427T2
Application number: DE69530427T
Authority: DE
Inventors: Miklηs TÖRÖK; Ferenc Kovacs; Sándor SERES; Imre Bartos; István SZEKELY; Geza Balog; Akos Herman
Original assignee: PENTAVOX KFT
Current assignee: PENTAVOX KFT
Priority date: 1995-08-10
Filing date: 1995-08-10
Publication date: 2004-03-04
Anticipated expiration: 2015-08-11
Also published as: DE69530427D1; US6245025B1; WO1997005821A1; EP0850014A1; EP0850014B1

Description

TECHNISCHES GEBIET
Diese Erfindung betrifft Besonderheiten der Überwachung des Wohlergehens eines Fötus auf der Basis der Fötusherzaktivität.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die umfangreich verwendete CTG-Ausrüstung zum Überwachen der Fötusherzaktivität wendet das Ultraschall-Doppler-Verfahren an, bei dem ein Ultraschallstrahl auf den Fötus gerichtet wird, dessen Reflexion die Herzbewegung und hierdurch die Fötusherzfrequenz (FHR) bestimmt. Diese Ausrüstung ist jedoch für eine Langzeitüberwachung ohne Untersuchung ungeeignet, da ein unkontrolliertes Aussetzen einer hohen Dosis gewisse schädliche Wirkungen aufweisen kann.
Ein weiteres Verfahren für diesen Zweck ist die Phonokardiographie (PCG), bei der Schallwellen, die durch die Herzbewegung angeregt werden, erfaßt werden. Im Fall von Fötusherztönen entstehen jedoch bei der Erfassung und Identifikation der Signale Schwierigkeiten. Schallwellen fötalen Ursprungs erreichen den am Mutterleib angeordneten Sensor über einen komplexen Übertragungsweg, in dem eine signifikante Spektralveränderung auftritt. Ferner können Störungen von Mutterverdauungsorganen die Signalerfassung behindern. Schließlich führen Fötusbewegungen zur Verschiebung des optimalen Abtastpunkts und führen zur Verminderung des Signalpegels.
Ein wesentlicher Vorteil des akustischen Verfahrens besteht darin, daß die passive Weise der Abtastung für den Fötus selbst bei einer sehr langen Überwachungszeit harmlos ist, was eine Heimfürsorge möglich macht.
Mit der Erfassung und Verarbeitung von Schallsignalen des Fötusherzens beschäftigen sich viele Forscher.
Ein Fötusmonitor ist im US-Pat. Nr. 236 527 , Appel, bekannt gegeben. Die Erfindung dient zur Überwachung des Fötuszustands während der Entbindung. Ein an das Stethoskop angelegtes Mikrophon erzeugt ein Signal, das verstärkt, gefiltert, gleichgerichtet und verwendet wird, um anormal hohe oder niedrige FHRs anzuzeigen.
Das US-Pat. Nr. 3 187 098 , Farrar, beschreibt einen Fötusherzschlagdetektor, der einen freitragenden piezoelektrischen Kristall verwendet, der innerhalb einer Kontaktplatte montiert ist.
Ein Fötusmonitor ist im US-Pat. Nr. 3 409 737 , Settler et al., angegeben. Dieser Monitor wird mit einem Riemen mit drei Mikrophonen verwendet. Ein Verstärker wird verwendet, um selektiv den Fötusherzschlag zu verstärken und den Mutterherzschlag zu entfernen.
Das US-Pat. Nr. 4 781 200 , Baker, verwendet einen Sensorriemen, der zwölf Sensoren trägt, deren erfaßte Signale verglichen werden, um Störungen aufzuheben und die Fötusposition zu verfolgen. Die Signalverarbeitung wird durch das herkömmliche FFT-Verfahren für 128 Punkte, die alle 1/8 Sekunde angewendet werden, ausgeführt, wobei die Frequenzspektren zur Auswahl von zusammenfallenden Komponenten der Sensoren geliefert werden. Aufgrund des relativ langen Zeitraums der Analyse werden jedoch die schnellen Veränderungen in der spektralen Leistungsdichte gemittelt. Somit können Kurzzeiteigenschaften von Frequenzkomponenten unter Verwendung dieses Verfahrens nicht korrekt erfaßt werden.
Das US-Pat. Nr. 5 140 992 , Zuckerwar et al., verwendet einen Riemen, der mehr piezoelektrische Polymerschichtsensoren für die Fötusherzschlaganzeige verwendet.
Alle diese Erfindungen weisen die gemeinsame Unzulänglichkeit auf, daß sie den ersten und den zweiten Ton nicht perfekt unterscheiden und sie somit diese zusätzliche Information nicht auf die Identifikation des Fötusherzschlagtons anwen den können. Außerdem werden eine Menge Berechnungen bei der Signalverarbeitung ausgeführt, die ohne die Verschlechterung der zuverlässigen Tonidentifikation eingespart werden können. Folglich erfordern diese Instrumente einen hohen Versorgungsstrom und sie sind somit zum Batteriebetrieb ungeeignet.
Das Dokument US-A-1 443 216 offenbart eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Messung der Fötusherzfrequenz mit der Messung von Schallsignalen, die erste und zweite Töne umfassen (z.B. am Beginn bzw. am Ende der Systole), wobei der Herzschlag durch korrekte Auswahl des ersten und des zweiten Tons identifiziert wird und die Herzfrequenz aus der Zeitdifferenz zwischen zwei nacheinander identifizierten ausgewählten ersten oder zweiten Tönen berechnet wird. Die in der Auswahleinheit durchgeführte Auswahl basiert im wesentlichen auf einem Vergleich der Höhe der Spitzen von einem Herzzyklus mit jener des unmittelbar vorangehenden Zyklus.
Eine zuverlässige Identifikation des Fötusherzschlags ist bei der FHR-Messung von schwerwiegender Bedeutung. Folglich besteht ein Bedarf für eine Lösung, die eine zuverlässige Identifikation von Fötusherzschlägen ermöglicht, keine voluminöse Hardware erfordert und selbst ohne medizinische Überwachung einen Batteriebetrieb ermöglicht.
ALLGEMEINE OFFENBARUNG DER ERFINDUNG
Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung nach Anspruch 1, die ein Verfahren festlegt, gemäß dem die Vorrichtung die Fötusherzfrequenz mißt. Dieses Verfahren identifiziert Fötusherztöne mit verbesserter Zuverlässigkeit. Das Verfahren kann in einer leistungsarmen elektronischen Schaltung implementiert werden, um die Konstruktion einer tragbaren Vorrichtung zu ermöglichen, die sich für eine Langzeit-Heimüberwachung eignet. Die Vorrichtung ermöglicht das leichte Auffinden der korrekten Position des Sensors am Mutterleib. Vorteilhafterweise ist eine gleichzeitige Messung von Gebärmutterkontraktionen der Mutter unter Verwendung eines herkömmlichen Tokodynamometers möglich. Gemäß einem weiteren Ziel der Erfindung kann ein Sensor angewendet werden, der eine verbesserte akustische Erfassung der Fötusherzaktivität ermöglicht.
In einer bevorzugten Form werden die erfaßten Spitzen auf der Basis der Kriterien von Tabelle 1 klassifiziert.
Tabelle 1 wobei dt, P_b(t_a1) und P_b(t_b1) dieselbe Bedeutung wie vorstehend aufweisen, die Klassifizierung 1 und 2 einen identifizierten ersten bzw. zweiten Ton darstellen. Spitzen, die keine Kriterien erfüllen, werden als undefinierte Töne klassifiziert. Diese Art Klassifizierung ermöglicht eine Identifikation von Herztönen mit verbesserter Zuverlässigkeit. Weitere Kriterien, insbesondere für nicht-typische Fälle, können auch von Nutzen sein.
Vorzugsweise umfaßt die Abschätzung der Leistung P_a(t) bei der unteren Testfrequenz f_a die Mittelung für ein Zeitfenster von 30 bis 90 ms; die Abschätzung des Leistungspegels P_b(t) bei der oberen Testfrequenz f_b umfaßt die Mittelung für ein Zeitfenster von 20 bis 60 ms. Durch diese Maßnahme können im allgemeinen mehr als eine und weniger als drei Perioden des Tonsignals ausgewertet werden.
Lokale Spitzenwerte P_a1 und P_a2; sowie Pb₁ und Pb₂ der Leistungspegel P_a und P_b werden vorzugsweise nur angenommen, wenn ihre Werte den 1/10 Teil des Mittelwerts von vorher erfaßten Spitzenwerten überschreiten. Dadurch haben Rauschen und Störungen weniger Einfluß auf die Zuverlässigkeit der FHR-Werte.
Vorzugsweise wird die untere Testfrequenz innerhalb des Bereichs von 25 bis 35 Hz und die obere Testfrequenz innerhalb des Bereichs von 55 bis 65 Hz ausgewählt. Dadurch kann eine ausreichende Unterscheidung zwischen dem ersten und dem zweiten Ton hergestellt werden. Andere Frequenzbereiche können auch beteiligt sein, um eine zusätzliche Information zu gewinnen.
Die Testfrequenzen f_a und f_b können durch Betrachten von Schwangerschaftswochen und des abgeschätzten Gewichts des Fötus vorbestimmt werden und diese können als Ausgangswerte am Beginn der Messung angewendet werden. Die tatsächlichen Werte der Testfrequenzen können kontinuierlich im Verlauf der Messungen eingestellt werden, um maximale Werte für die lokalen Spitzen der Signalleistung zu erhalten.
Im allgemeinen ist die Untersuchungszeit t_S länger als 80 ms und kürzer als 120 ms. Die Untersuchungszeit wird jedoch verkürzt, wenn die Identifikation des ersten Tons oder des zweiten Tons vollendet ist. Die Abschlußzeit ist gewöhnlich länger als 140 ms und kürzer als 220 ms, sie kann jedoch in Abhängigkeit von den vorher gemessenen Werten kontinuierlich eingestellt werden.
Die analoge Einheit umfaßt vorzugsweise einen aktiven Filter, der mit dem Sensor verbunden ist, wobei der Verstärker mit dem aktiven Filter und einer Toneinheit verbunden ist, die mit dem Verstärker verbunden ist, zum Verstärken, Filtern und Frequenztransponding des Eingangssignals. Dadurch können Signale mit niedriger Frequenz und hoher Amplitude ausgefiltert werden, um eine Übersteuerung von nachfolgenden Einheiten zu vermeiden.
Die Vorrichtung kann dazu ausgelegt sein, eine herkömmliche Mikrosteuereinheit mit Analog-Digital-Wandlern, Speichern, Eingangs/Ausgangs-Anschlüssen und verschiedenen zweckorientierten Einheiten zu enthalten. Die Mikrosteuereinheit kann zur Tonidentifikation oder zur Realisierung der frequenzselektiven Leistungsabschätzeinheiten und der Spitzendetektoren verwendet werden.
Gemäß einer weiteren Möglichkeit sind mindestens eine der frequenzselektiven Leistungsabschätzeinheiten und der Spitzendetektoren in einem anwendungsspezifischen Prozessor enthalten, der mit der Mikrosteuereinheit verbunden ist. Der anwendungsspezifische Prozessor kann herkömmlich oder in integrierter Form auf einem Siliziumchip ausgeführt sein. Dieser anwendungsspezifische Prozessor kann auch eine Verstärkungsregeleinheit umfassen, die mit dem Verstärkungsregeleingang des Verstärkers verbunden ist. Der integrierte anwendungsspezifische Prozessor ermöglicht eine beträchtliche Verringerung des Versorgungsstroms und einen verlängerten Batteriebetrieb.
Die Vorrichtung kann mit einem Tokodynamometer zur kontinuierlichen Messung von Gebärmutterkontraktionen vervollständigt werden. Insbesondere für einen Batteriebetrieb sollte die Vorrichtung einen nicht-flüchtigen Speicher, der mit der Mirkosteuereinheit verbunden ist, zum Speichern von gemessenen Fötusherzfrequenzwerten und zusätzlichen Daten, die vom Tokodynamometer geliefert werden, umfassen. Dadurch verbleiben diese Daten, selbst wenn die Batterie entladen wird.
Zur Anzeige von gemessenen Daten, und um eine weitere Auswertung zu ermöglichen, umfaßt die Vorrichtung vorzugsweise einen seriellen Datenübertragungsanschluß, der mit der Mikrosteuereinheit verbunden ist, zum Verbinden der Vorrichtung über eine serielle Standard-Datenübertragungsleitung mit einem Computer.
Um das subjektive Gefühl der Fötusbewegung und anderer zusätzlicher Ereignisse anzuzeigen, kann die Vorrichtung ferner eine Eingabevorrichtung z.B. in Form von mehreren Druckknöpfen, die mit der Mikrosteuereinheit verbunden sind, umfassen.
Um eine Verstärkerübersteuerung und einen äußerst niedrigen Eingangssignalpegel anzuzeigen, kann die Vorrichtung Leuchtdioden umfassen, die mit der Mikrosteuereinheit verbunden sind.
Die frequenzselektiven Leistungsabschätzeinheiten können so ausgelegt sein, daß sie einen digitalen Filter, der Frequenzen innerhalb des Frequenzbereichs auswählt, und eine Leistungsabschätzeinheit, die mit dem Ausgang des digitalen Filters verbunden ist, umfassen. Der digitale Filter umfaßt vorteilhafterweise

– eine erste Registerdatei mit einer Struktur mit serieller Eingabe und paralleler Ausgabe, die die aktuellen Eingangsdaten und vorangehende Daten der Nummer M enthält, die bei der digitalen Filterung zu betrachten sind;
– einen segmentierten ersten Decodierer, der aus Decodierersegmenten besteht, zum separaten Decodieren von parallelen Ausgangssignalen der ersten Registerdatei;
– eine segmentierte erste Nachschlagetabelle, die separat vom segmentierten ersten Decodierer festzulegende Worte speichert, die aus Produkten a_kd_n-k bestehen, wobei n die Zahl der Abtastung ist, d_n-k die (n-k)-ten abgetasteten Eingangsdaten sind, a_k Filterkoeffizienten sind, wobei k im Bereich von k = 0 bis M liegt, wobei M die Ordnung des Filters ist;
eine zweite Registerdatei mit einer Struktur mit serieller Eingabe und paralleler Ausgabe, die Worte der Nummer N von gefilterten Daten enthält;
– einen segmentierten zweiten Decodierer, der aus Decodierersegmenten besteht, zum separaten Decodieren von parallelen Ausgangssignalen der zweiten Registerdatei;
– eine segmentierte zweite Nachschlagetabelle, die separat vom segmentierten zweiten Decodierer festzulegende Worte speichert, die aus Produkten b_kY_n-k bestehen, wobei y_n-k die (n-k)-ten vorherigen gefilterten Daten sind, b_k Filterkoeffizienten sind, wobei k im Bereich von k = 1 bis N liegt, wobei N die Ordnung des Filters ist und die Bedeutung anderer Bezeichnungen die gleiche wie vorstehend ist;
einen ersten Summierer zum fortlaufenden Auslesen und Summieren jedes festgelegten Worts der Nachschlagetabellensegmente gemäß der folgenden Formel:
wobei der Wert y_n die aktuellen gefilterten Daten sind und die Bedeutung der anderen Bezeichnungen die gleiche wie vorstehend ist. Diese Struktur des digitalen Filters erfordert einen minimalen Versorgungsstrom.

In einer bevorzugten Form umfaßt die erste selektive Leistungsabschätzeinheit

– einen dritten Decodierer, der gefilterte Daten als Adresse decodiert;
– eine dritte Nachschlagetabelle, die vom dritten Decodierer adressiert wird und quadrierte Werte der Adressen enthält;
– einen zweiten Summierer, der mit der dritten Nachschlagetabelle verbunden ist und Werte summiert, die fortlaufend aus der dritten Nachschlagetabelle ausgelesen werden;
– einen Abtaster, der die wiederholte und fortlaufende Adressierung und Summierung der quadrierten Werte durch den zweiten Summierer steuert;
– eine dritte Registerdatei, die mit dem zweiten Summierer verbunden ist und eine Struktur mit serieller Eingabe und paralleler Ausgabe aufweist und neue summierte Daten in ihrem oberen Register und die ältesten in ihrem unteren Register enthält;
– einen Austauscher mit einem ersten Eingang, der mit dem oberen Register der dritten Registerdatei verbunden ist, einem zweiten Eingang, der mit dem untersten Register der dritten Registerdatei verbunden ist, und einem dritten Eingang, der mit einer vierten Registerdatei verbunden ist, wobei der Austauscher zum Addieren eines aktuellen Werts an seinem ersten Eingang zu und zum Subtrahieren eines aktuellen Werts an seinem zweiten Eingang von dem Wert, der von der vierten Registerdatei empfangen wird, ausgelegt ist;
– eine vierte Registerdatei, die mit einem Ausgang des Austauschers verbunden ist und eine Struktur mit serieller Eingabe und paralleler Ausgabe aufweist, die berechnete Leistungswerte speichert und ihren Inhalt bei jedem Schritt abwärts verschiebt und parallele Ausgänge aufweist, wobei der erste von ihnen mit dem dritten Eingang des Austauschers verbunden ist, und alle mit einem ersten Spitzendetektor verbunden sind und dazu ausgelegt sind, den Inhalt zur Mikrosteuereinheit zu übertragen. Der Abtaster steuert die Leistungsmittelwertbildung für mehrere Schritte. Diese Struktur minimiert den Versorgungsstrom.

Zweite Töne können vorteilhafter durch eine frequenzselektive Leistungsabschätzeinheit mit einer anderen Struktur ausgewertet werden.
Folglich umfaßt die zweite selektive Leistungsabschätzeinheit

– eine fünfte Registerdatei mit einer Struktur mit serieller Eingabe und paralleler Ausgabe, die Eingangsdaten d_i speichert, die in einem Zeitfenster gemessen werden;
– einen vierten Decodierer, der Daten d_i decodiert, die in der fünften Registerdatei gespeichert sind, und entsprechende Worte einer vierten Nachschlagetabelle festlegt;
– eine Nachschlagetabelle, die Produkte gemäß den folgenden Formeln enthält:
wobei d_i die i-ten Daten sind, die von dem ungefilterten Signal abgetastet und digitalisiert werden, n_wb die Größe des Fensters in der Anzahl von Abtastzeiten ist, und Ba(i) für die Dreieckkorrekturfunktion eines Bartlett-Fensters steht;
– eine fünfte Nachschlagetabelle, die mit dem dritten und dem vierten Summierer verbunden ist und quadrierte Werte als Worte mit einer Länge gleich der Wortlänge des dritten und des vierten Summierers enthält;
– wobei der dritte Summierer zum Summieren von Worten der vierten Nachschlagetabelle, die durch den vierten Decodierer festgelegt werden, um eine Zwischensumme zu liefern
wobei S_v eine Zwischensumme ist, und zum Quadrieren dieser Summe durch Verwendung der fünften Nachschlagetabelle zur Bereitstellung einer quadrierten Zwischensumme von S_v ² ausgelegt ist;
– wobei der vierte Summierer zum Summieren von Worten der vierten Nachschlagetabelle, die durch den vierten Decodierer festgelegt werden, um eine zweite Zwischensumme zu liefern
wobei S_W eine weitere Zwischensumme ist, und zum Quadrieren dieser Summe unter Verwendung der fünften Nachschlagetabelle zur Bereitstellung einer quadrierten Zwischensumme von S_w ² ausgelegt ist;
– einen Addierer, der quadrierte Zwischensummen addiert, zum Liefern eines Leistungspegels bei einer zweiten Testfrequenz P_b = (S_v ² + S_w ²)/n_wb, wobei P_b die Leistung im aktuellen Zeitfenster für die Frequenz f_b ist;
– eine sechste Registerdatei mit einer Struktur mit serieller Eingabe und paralleler Ausgabe, die die letzten fünf Summen des Addierers speichert; und
– einen zweiten Spitzendetektor zum Angeben von Spitzenwerten der Leistung P_b.

Die obige Struktur benötigt einen minimalen Versorgungsstrom, der weiter verringert werden kann, wenn die Decodierer und der Summierer so ausgelegt werden, daß sie im Schlafmodus eingeschaltet werden, um den Leistungsverbrauch zu verringern, wenn kein Herzschlag erwartet wird.
Eine bevorzugte Anordnung des Spitzendetektors umfaßt Vergleicher, die mit parallelen Ausgängen einer entsprechenden Registerdatei verbunden sind, und ein UND-Gatter ist mit den Ausgängen der Vergleicher verbunden. Der Ausgang dieses UND-Gatters zeigt das Auftreten von lokalen Spitzen des entsprechenden Leistungspegels P_a oder P_b durch einen hohen Logikzustand an.
Wenn die Überwachung für eine längere Zeit ausgeführt wird, kann der von der Toneinheit erzeugte Ton störend sein und erfordert zusätzlichen Versorgungsstrom. Um dies zu vermeiden, ist ein Schalter vorgesehen, um hörbare Herztöne abzuschalten.
Wenn kein Personalcomputer zur Verfügung steht, kann ein Ausdruck von gemessenen Daten einfach durch Verbinden eines Druckers mit dem seriellen Datenübertragungsanschluß, der dazu ausgelegt ist, mit einem herkömmlichen Zeilendrucker verbunden zu werden, erzeugt werden. Eine andere Art und Weise zum Zugreifen auf Meßdaten besteht darin, ein normiertes Modem zu verwenden, das dazu ausgelegt ist, Daten für Fernmessungen zu übertragen. Dieses Modem wird über den Datenübertragungsanschluß mit der Mikrosteuereinheit verbunden.
Gemäß einem bevorzugten Aspekt der Erfindung ist ein Schallsensor zum Abtasten von Schallschwingungen, die von einem Fötus stammen, vorgesehen, wobei der Sensor dazu ausgelegt ist, am Mutterleib angeordnet zu werden. Dieser Sensor umfaßt einen hohlen Körper und einen elektroakustischen Wandler, der sich innerhalb des hohlen Körpers befindet und eine empfindliche Membran aufweist. Der hohle Körper ist durch Wände in eine erste, eine zweite und eine dritte Kammer unterteilt. Die erste Kammer ist auf einer Seite offen und ist über eine Öffnung mit der zweiten Kammer gekoppelt. Die erste Kammer weist eine erste Bohrung auf ihrer Seitenwand auf und steht mit der Atmosphäre in Verbindung. Die zweite Kammer weist eine obere Trennwand auf, die aus einer empfindlichen Membran eines elektroakustischen Wandlers gebildet ist. Die dritte Kammer steht durch eine zweite Bohrung, die in der Seitenwand des hohlen Körpers ausgebildet ist, mit der Atmosphäre in Verbindung.
In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel des Sensors ist der elektroakustische Wandler ein elektrodynamisches Mikrophon mit einer elastischen Membran. Um einen zuverlässigen Kontakt zwischen dem Schallsensor und der Haut des Mutterleibs zu erreichen, ist ein elastischer Ring am Umfang der offenen Seite der ersten Kammer vorgesehen.
Das in Anspruch 1 angeführte Verfahren ermöglicht es, erste und zweite Töne von Fötusherzschlägen zuverlässig zu unterscheiden, und eine Vorrichtung, die dieses Verfahren ausführt. Die Unterscheidung der zwei Töne steigert die Zuverlässigkeit der Herzschlagidentifikation signifikant und ergibt korrekte Fötusherzfrequenzwerte selbst bei einem hohen Niveau an Störungen. Das Verfahren wird in einer leis tungsarmen tragbaren Ausrüstung implementiert, die Langzeit-FHR-Messungen und eine Datenregistrierung ermöglicht. Der geringe Leistungsverbrauch wird durch die Verwendung eines anwendungsspezifischen Prozessors erreicht, der für eine minimale Anzahl an Operationen optimiert ist.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Weitere Ziele, Vorteile und Merkmale der Erfindung werden mit Bezug auf ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung erörtert, das in den zugehörigen Zeichnungen dargestellt ist. In der Zeichnung gilt:
1 zeigt eine Zeitfunktion eines Paars von Schallimpulsen, die durch einen Fötusherzschlag verursacht werden.
2 zeigt Frequenzspektren des ersten und des zweiten Tons.
3 zeigt vier typische Zeitfunktionen von Herzschlagton-Leistungsdichten, die bei den Frequenzen f_a = 30 Hz und f_b = 60 Hz berechnet werden.
4 ist das Ablaufdiagramm der Trennung und Identifikation des ersten und des zweiten Tons des Fötusherzschlags.
5 zeigt ein Blockdiagramm eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der erfundenen Vorrichtung, das zur kontinuierlichen Registrierung der Fötusherzfrequenz ausgelegt ist.
6 ist eine Querschnittsansicht eines bevorzugten Ausführungsbeispiels des erfundenen Sensors zur Verwendung mit der Vorrichtung von 5.
7 ist ein detailliertes Blockdiagramm eines bevorzugten Ausführungsbeispiels des digitalen Filters von 5.
8 ist ein detailliertes Blockdiagramm eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der ersten selektiven Leistungsabschätzeinheit von 5.
10 ist ein detailliertes Blockdiagramm eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der zweiten selektiven Leistungsabschätzeinheit gemäß 5.
9 ist ein detailliertes Blockdiagramm eines bevorzugten Ausführungsbeispiels des Spitzendetektors von 8 und 10 für die Angabe von Spitzenwerten von P_a(t) und P_b(t).
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DES BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELS
1 zeigt die Zeitfunktion des im wesentlichen geräuschlosen Tons eines Fötusherzschlags, wobei der erste Ton mit der Kontraktion, der zweite mit der Entspannung des Herzens in Beziehung steht. Abschlußzeit bedeutet das Zeitintervall zwischen diesen Tönen. Das in der Figur gezeigte Signal enthält keine Komponenten unterhalb 25 Hz, die hochpaßgefiltert wurden, um die Niederfrequenzstörungen zu unterdrücken.
Die Frequenzspektren des ersten und des zweiten Tons, die für eine lange Meßzeit gemittelt werden, sind in 2 gezeigt. Es können jedoch kurze Zeitdauern vorliegen, wenn sich die Frequenzkomponenten von der Mittelwertverteilung wesentlich unterscheiden. In einem typischen Fall verschwinden die Niederfrequenzkomponenten aus dem ersten Ton. Aufgrund der vorübergehenden Schwankungen des Spektrums sind die Kurven von 2 für die zuverlässige Unterscheidung der zwei Töne unbrauchbar.
Die Erfindung basiert auf den Ergebnissen einer großen Anzahl von Messungen, die zeigen, daß zwischen den Leistungsdichten des ersten und des zweiten Tons, die in einer kurzen Zeit gemessen werden, ein signifikanter Unterschied besteht. Dieses Phänomen kann in der Spektralverteilung der Leistungsdichte, die für ein relativ kurzes Zeitfenster bestimmt wird, gut gezeigt werden. Analysen an einer großen Anzahl von Föten im Bereich von 25–80 Hz haben gezeigt, daß es einige charakteristische Merkmale der Leistungs-Zeit-Funktionen gibt, die bei Frequenzen des oberen und unteren Teils des Bereichs gemessen werden. Aufgrund des Störeffekts der Mutterherzschlagtöne werden Frequenzen unter 25 Hz aus der Analyse ausgeschlossen. Ferner wurden Komponenten oberhalb 80 Hz vernachlässigt, da die Leistungsdichte dort sehr schnell abfällt.
Die folgende Erörterung richtet sich auf eine untere Testfrequenz f_a, die zwischen 25 und 35 Hz liegt, und die relevante Leistungsdichte P_a(t) und eine obere Testfrequenz f_b, die zwischen 55 und 65 Hz liegt, und die relevante Leistungsdichte P_b(t). Vier typische Signalkurven von Zeitfunktionen dieser Komponenten sind in 3 gezeigt, wobei die Kurven von P_a(t) und P_b(t) für f_a = 30 Hz und f_b = 60 Hz berechnet sind und für Zeitfenster t_wa = 60 ms und t_wb = 40 ms gemittelt sind, die den zwei Testfrequenzen zugewiesen sind. Die Länge dieser Zeitfenster sollte länger als eine und kürzer als drei Perioden der Testfrequenz sein.
In 3a weisen beide Kurven eine Spitze beim ersten Ton und eine beim zweiten Ton auf. Wie beobachtet, geht in den meisten solcher Fälle die Spitze von P_b(t) um 15–40 ms der Spitze von P_a(t) voran, so daß das Kriterium 15 ms < (ta₁–t_b1) < 40 ms erfüllt ist. Außerdem ist für den Wert von P_b(t) bei t=t_a1 und den Spitzenwert von P_b(t_b1) das Kriterium P_b(t_a1)/P_b(t_b1) < 0,3 erfüllt, wobei tb₁ der Zeitpunkt der ersten Spitze ist. Andererseits liegen die zwei Spitzen beim zweiten Ton sehr nahe beieinander, d.h. das Kriterium –15 ms < (ta₂–tb₂) < 15 ms ist erfüllt.
In 3b weist P_b(t) zwei Spitzen beim ersten Ton auf. Das Kriterium P_b(t_a1)/P_b(t_b1) < 0,3 ist jedoch immer noch erfüllt. Der zweite Ton ist ähnlich zu jenem in 3a.
In 3c weist P_a(t) zwei, P_b(t) weist eine Spitze beim ersten Ton auf. In den meisten solcher Fälle ist für die Zeit der ersten Spitze t_a1 der ersten Spitze P_a(t) das Kriterium –15 ms < (t_a1–t_b1) < 15 ms erfüllt.
In 3d weisen sowohl P_a(t) als auch P_b(t) zwei Spitzen beim ersten Ton auf. In den meisten solcher Fälle ist dieser Ton ein erster und kein weiteres Kriterium sollte betrachtet werden.
Eine große Anzahl von Tests haben bewiesen, daß in den meisten Fällen der überwältigende Teil von Fötusherz-Schallsignalen ziemlich ähnlich zu einem dieser Fälle ist, die vorstehend erwähnten Bedingungen erfüllt, folglich kann der erste und der zweite Ton zuverlässig unterschieden werden. Ein Ablaufdiagramm der Unterscheidung der Töne ist in 4 dargestellt, in welcher dt die Zeitdifferenz zwischen den ersten Spitzen von P_a(t) und P_b(t) kennzeichnet, ferner ist t_1,2 = t_a2–t_a1 die Zeitdifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Ton und schließlich ist die Anzahl von Spitzen von P_a(t) und P_b(t), die während des Untersuchungszeitintervalls von 80 bis 120 ms, vorzugsweise t_S = 100 ms, erfaßt werden, mit n_a bzw. n_b gekennzeichnet.
Wie im Ablaufdiagramm zu sehen, sucht das Verfahren kontinuierlich nach lokalen Spitzen von P_a(t) und P_b(t), die den 1/10 Teil des Mittelwerts von z.B. fünf vorangehenden Spitzenwerten überschreiten sollten. Beim Auffinden der ersten annehmbaren Spitze beginnt das Zählen der Untersuchungszeit t_S. Während dieser Zeit werden alle angenommenen lokalen Spitzen gespeichert, gezählt und gemittelt. Am Ende der Untersuchungszeit wird die Anzahl von Spitzen untersucht und Töne werden klassifiziert, wobei die Anzahl, Werte und der Zeitablauf der Spitzen betrachtet wird. Töne können als erste Töne, zweite Töne oder undefinierte Töne klassifiziert werden. Diese Klassifizierung ermöglicht die Identifikation von Fötusherztönen mit hoher Zuverlässigkeit. Die Klassifizierung wird auf der Basis von verschiedenen Kriterien ausgeführt, die einen wesentlichen Aspekt des in Anspruch 1 definierten Verfahrens bilden und später im einzelnen erörtert werden.
Wenn einem identifizierten ersten Ton ein identifizierter zweiter innerhalb eines anschließenden Abschlußzeitbereichs zwischen 140 und 220 ms folgt, dann wird das Paar von Tönen als Herzschlag identifiziert. Der tatsächliche FHR-Wert wird als Kehrwert der Wiederholungszeit von zwei identifizierten Herzschlägen berechnet.
Um die Identifikationszuverlässigkeit zu verbessern, kann die Dauer des Abschlußzeitbereichs in Abhängigkeit von dem Mittelwert von vorher gemessenen Abschlußzeiten kontinuierlich eingestellt werden.
Ein erster oder ein zweiter Ton, die separat, d.h. ohne ein entsprechendes Paar, erfaßt werden, kann verwendet werden, um nicht identifizierbare Herzschläge zu ersetzen. Wenn die Zeitdifferenz von zwei identifizierten Herzschlägen ungefähr zweimal so lang wie die vorher berechneten, d.h. 1,4 bis 2,6 Vielfache davon, ist, und ferner ein erster oder zweiter Ton ohne ein entsprechendes Paar zwischen zwei Herzschlägen gefunden wurde, dann kann die Hälfte der gemessenen Zeitdifferenz für die FHR-Berechnung betrachtet werden.
Die theoretisch exakte Abschätzung von Leistungswerten benötigt zahlreiche Rechenoperationen, die nicht durch eine leistungsarme elektronische Schaltung innerhalb eines Abtastzeitraums vollendet werden können. Um dieses Problem zu beseitigen, werden signifikante Vereinfachungen in die Berechnungen eingeführt und die Wortlänge wird verkürzt, ohne die Unterscheidung des ersten und des zweiten Tons zu opfern. Da der Leistungsverbrauch von fortgeschrittenen CMOS-Schaltungen zur Anzahl von Operationen proportional ist, sollte diese Anzahl wesentlich verringert werden. Dies kann durch Verwendung eines anwendungsspezifischen Prozessors durchgeführt werden.
Eine Anordnung der Vorrichtung der Erfindung ist in 5 gezeigt. Schallsignale, die von einem Fötus erzeugt werden, werden durch einen speziell konstruierten Schallsensor 1, der an der Oberfläche des Mutterleibs angeordnet wird, in elektrische Signale mit niedrigem Pegel umgewandelt. Der Sensor 1 ist mit einer analogen Einheit 2 verbunden. Ein aktiver Filter 3, der in der analogen Einheit 2 enthalten ist, verstärkt Signale in einem Frequenzband von 25 bis 80 Hz. Das Ausfiltern von Frequenzkomponenten unterhalb 25 Hz und oberhalb 80 Hz trennt zu analysierende Signalkomponenten von Störungen, die aus Mutterherztönen und externem Rauschen bestehen.
Die analoge Einheit 2 umfaßt ferner einen Verstärker 4 mit einer eingestellten Verstärkung, wobei der Verstärker 4 das Ausgangssignal des Filters 3 auf einen Pegel verstärkt, der für die anschließende Analog-Digital-Umwandlung erforderlich ist. Für diesen Zweck kompensiert eine kontinuierliche Verstärkungsregelung Pegelschwankungen des empfangenen Signals. Die analoge Einheit 2 umfaßt eine Toneinheit 5, die mit einem Ausgang des Verstärkers 4 verbunden ist und einen Leistungsverstärker, einen Frequenztransponder und einen Lautsprecher enthält, um das Eingangssignal hörbar zu machen. Die Frequenzverschiebung um z.B. 150 Hz vermeidet eine Instabilität des Leistungsverstärkers und macht den Ton wahrnehmbarer. Dieser einem Transponding unterzogene hörbare Ton des Herzschlags macht es leichter, die optimale Stelle des Sensors 1 am Mutterleib zu finden. Vorzugsweise ist ein Schalter vorgesehen, um diesen Ton abzuschalten.
Das Ausgangssignal des Verstärkers 4 wird einem Analog-Digital-Wandler 61 zugeführt, der in einer fortgeschrittenen, leistungsarmen Mikrosteuereinheit 6 enthalten ist. Der Wandler 61 wandelt verstärkte Signale mit einer Abtastzeit von T=2 bis 4 ms um und leitet digitalisierte Daten zu einem anwendungsspezifischen Prozessor 7 zum Abschätzen der Leistungen P_a(t) und P_b(t) und zum Erfassen ihrer lokalen Spitzen weiter. Folglich umfaßt der Prozessor 7 eine Verstärkungsregeleinheit 18, einen digitalen Filter 15, eine erste selektive Leistungsabschätzeinheit 16 mit einem Spitzendetektor, die mit dem digitalen Filter 15 verbunden ist, und eine zweite selektive Leistungsabschätzeinheit 17 mit einem Spitzendetektor.
Die erste selektive Leistungsabschätzeinheit 16 weist einen ersten Ausgang, der den aktuellen Wert von P_a(t) liefert, und einen zweiten Ausgang, der ein Signal liefert, wenn ein lokales Maximum oder eine Spitze von P_a(t) erfaßt wird, auf. Genauere Beschreibungen des digitalen Filters 15 und der ersten selektiven Leistungsabschätzeinheit 16 werden später mit Bezug auf 7 bzw. 8 gegeben.
Der Prozessor 7 umfaßt ferner eine zweite selektive Leistungsabschätzeinheit 17 mit einem ersten Ausgang, der den aktuellen Wert von P_b(t) liefert, und einem zweiten Ausgang, der Spitzen von P_b(t) anzeigt.
Die Mikrosteuereinheit 6 führt Rechenoperationen des bevorzugten Algorithmus durch, der durch das Ablaufdiagramm von 4 gezeigt ist. Die Mikrosteuereinheit 6 umfaßt eine Anzahl von Schaltungen, die auf dem Fachgebiet gut bekannt sind und nicht separat erwähnt werden und der Mikrosteuereinheit 6 ermöglichen, alle Funktionen einer auch separat realisierbaren Identifikationseinheit zum Identifizieren oder Qualifizieren von Tonimpulsen durchzuführen. Die Qualifikation basiert auf der Zeit, dem Wert und der Folge von lokalen Spitzen von P_a(t) bzw. P_b(t) und wird wie hierin offenbart und durch 4 gezeigt durchgeführt.
Beim Empfangen eines Signals, das eine Spitze anzeigt, liest die Mikrosteuereinheit 6 die aktuellen Werte von P_a(t) und P_b(t) aus und wertet diese Werte aus. Als Ergebnis dieses Prozesses werden empfangene Tonimpulse als erster oder zweiter oder unidentifizierter Ton qualifiziert, ferner wird ein Herzschlag identifiziert, wenn ein entsprechendes Paar eines ersten und eines anschließenden zweiten Tons gefunden wird. Der Kehrwert der Wiederholungszeit von identifizierten Herzschlägen liefert einen aktuellen FHR-Wert, der kontinuierlich in einer Speichereinrichtung 8 wie einem nicht-flüchtigen Speicher gespeichert wird, welcher mit der Mikrosteuereinheit 6 verbunden und von dieser gesteuert wird. Die gespeicherten Daten können z.B. durch einen Personalcomputer 11 über den Datenübertragungsanschluß 10 der Mikrosteuereinheit 6 unter Verwendung einer seriellen Standardleitung ausgelesen werden. Die Speichereinrichtung 8 wie der nichtflüchtige Speicher mit hoher Kapazität ist in der Lage, die Daten einer Messung mehr als eine Woche lang zu speichern, und macht die Vorrichtung dadurch für eine Langzeit-Heimüberwachung geeignet. Der Personalcomputer 11 kann durch direktes Verbinden eines Zeilendruckers 65 mit dem Datenübertragungsanschluß 10 weggelassen werden, wobei in dieser Weise eine kosteneffiziente Konfiguration für den FHR-Ausdruck gebildet wird.
Ein entscheidender Punkt der Erfindung ist die Genauigkeit des digitalisierten Eingangssignals. Um eine ausreichende Genauigkeit zu erzielen, sollte ein voller Bereich einer 8-Bit-A/D-Umwandlung ausgenutzt werden. Um dies sicherzustellen, ist die Verstärkungsregeleinheit 18 im Prozessor 7 enthalten und ist mit der Mikrosteuereinheit 6 und mit dem Verstärkungsregeleingang des Verstärkers 4 verbun den. Der Mittelwert von erfaßten Spitzen sollte gleich ungefähr 75% des Vollbereichs gesetzt werden. Die Verstärkungsregeleinheit 18 wird durch die Mikrosteuereinheit 6 geregelt, die kontinuierlich Mittelwerte der erfaßten Spitzen von P_a(t) und P_b(t) berechnet.
Als Folge dieser Einstellung wird der Verstärker 4 oder auch der Analog-Digital-Wandler 61 manchmal durch sehr starke Störungen übersteuert. Diese stark gestörten Zeiträume können jedoch außer Betracht gelassen werden, da sie keine Information liefern. Es ist jedoch wichtig, daß nach ihnen das System so schnell wie möglich auf seinen normalen Betrieb wiederherstellen sollte.
Die Verstärkungsregeleinheit 18 umfaßt einen Digital-Analog-Wandler oder kann als manuell einstellbarer Widerstand ausgeführt werden. Da der Betrieb gegen die Verstärkungsgenauigkeit nicht empfindlich ist, kann die Auflösung des Digital-Analog-Wandlers in der Verstärkungsregeleinheit 18 geringer als 5 Bit sein.
Vorzugsweise umfaßt die Vorrichtung einige herkömmliche Einheiten wie z.B. ein Tokodynamometer 9, eine Eingabevorrichtung 12 in Form von einer oder mehreren Druckknöpfen, wahlweise Leuchtdioden 13 und 14, alle in Verbindung mit der Mikrosteuereinheit 6. Sie steuert das Tokodynamometer 9, das kontinuierlich Gebärmutterkontraktionen der Mutter überwacht. Die Eingabevorrichtung 12 ermöglicht der Mutter, das subjektive Gefühl der Fötusbewegung anzugeben. Die wahlweise Leuchtdiode 13 zeigt eine Übersteuerung des Verstärkers 4 aufgrund eines äußerst großen Eingangsschallsignals an, die Leuchtdiode 14 signalisiert eine Untersteuerung, wenn ein äußerst niedriger Eingangspegel die Herzschlagidentifikation problematisch macht. Die serielle Leitung, die mit dem Datenübertragungsanschluß 10 verbunden ist, realisiert eine Standardverbindung zwischen der Mikrosteuereinheit 6 und einem externen Personalcomputer 11.
Die Struktur des Sensors 1 ist in 6 gezeigt. Diese Konstruktion sieht eine maximale Empfindlichkeit in dem zu analysierenden Frequenzband vor. Der Sensor 1 umfaßt einen hohlen Körper 27, der in eine erste, eine zweite und eine dritte Kammer 19, 20 bzw. 25 unterteilt ist. Die erste Kammer 19 ist an einer Seite offen und ist mit der zweiten Kammer 20 über eine Öffnung 21 wie eine zentrale Bohrung, die in der Trennwand zwischen den Kammern 19 und 20 ausgebildet ist, gekoppelt. Die Konstruktion der externen ersten Kammer 19, der internen zweiten Kammer 20 und die Kopplung zwischen diesen dienen zum Erhalten von vorteilhaften Frequenzkennlinien. Die untere Seite der Kammer 19 wird durch die Haut des Mutterleibs begrenzt, wohingegen die Seitenwand starr ist. Die Kammer 19 ist durch einen elastischen Ring 22, der am Umfang der Kammer 19 vorgesehen ist, akustisch verschlossen. Der umgebene Teil der Hautoberfläche wirkt als Membran. Das Volumen der Kammer 19 beträgt 250 bis 350 cm³. Der Ring 22 weist einen Außendurchmesser von 70 bis 80 mm auf, seine Breite beträgt 5 bis 6 mm und der Druck, mit dem der Sensor die Haut berührt, ist 0,002 bis 0,003 kp/cm². Dieser Druck wird durch einen flexiblen Riemen bewerkstelligt.
Die obere Wand der Kammer 20 ist durch eine empfindliche Membran eines elektroakustischen Wandlers 24 ausgebildet, wohingegen ihre Seitenwand starr ist. Das Volumen der Kammer 20 beträgt 130 bis 200 cm³. Die Öffnung 21 zwischen der Kammer 19 und der Kammer 20 realisiert eine akustische Kopplung der Kammern. Der Durchmesser der Öffnung 21 ist 2,5 bis 3 mm. Das Volumen der Kammer 19 und der Kammer 20, ferner die Größe der Öffnung 21, bewerkstelligen einen akustischen Abgleich zwischen dem Unterleib und dem elektroakustischen Wandler 24.
Der elektroakustische Wandler 24 ist ein sehr empfindlicher dynamischer Wandler mit einer elastischen Membran, jedoch können andere Arten mit ausreichender Empfindlichkeit, z.B. piezoelektrische Wandler, auch verwendet werden. Um eine Übersteuerung des aktiven Filters 3 durch Niederfrequenzkomponenten des Mutterherztons zu vermeiden, ist es geeignet, den elektroakustischen Wandler 24 mit hoher Impedanz abzuschließen, wodurch Niederfrequenzkomponenten gesperrt werden.
An der Seitenwand der Kammer 19 ist eine erste Bohrung 23 mit einem Durchmesser von 0,5 bis 3 mm, vorzugsweise 0,8 mm, ausgebildet, um einen Dämpfungseffekt der Luftmasse, die die Schwingung der Haut überträgt, zu vermeiden.
Die Bohrung 23 bildet einen Hochpaßfilter, der als Dämpfung für die Mutterherztöne wirkt. Die dritte Kammer 25 befindet sich auf der entgegengesetzten Seite der Membran des elektroakustischen Wandlers 24 und steht durch eine zweite Bohrung 26 mit einem Durchmesser von 0,5 bis 3 mm, vorzugsweise 0,8 mm, die in der Seitenwand des hohlen Körpers 27 ausgebildet ist, mit der Atmosphäre in Verbindung. Die Bohrung 26 zwischen der Kammer 25 und der freien Luft verringert die Wirkung des Luftkissens, das hinter dem elektroakustischen Wandler 24 entwickelt wird, und stellt einen Schutz gegen Hintergrundrauschen durch Kompensation bereit.
Um die Leistungen P_a(t) und P_b(t) abzuschätzen, sollten die Frequenzkomponenten f_a und f_b aus dem Durchlaßbereich von 25–80 Hz ausgewählt werden. Die Anwendung von aktiven Filtern ist aufgrund der großen Anzahl von diskreten Komponenten, die für die hohe Selektivität erforderlich sind, für diesen Zweck ungeeignet. Fortschrittlicher sind die rekursiven digitalen Filter, deren y_n- Ausgangssignal durch die Beziehung
gegeben ist, wobei n die Nummer der Abtastung ist, d(n-k) die (n-k)-ten vorher abgetasteten Eingangsdaten sind, y(n-k) die (n-k)-ten vorher gefilterten Daten sind, a_k und b_k die Filterkoeffizienten sind und M und N die Ordnungen des Filters darstellen. Wie aus der Beziehung zu sehen ist, erfordert jede Abtastung eine Anzahl M+N+1 von Multiplikationen, was zu einem hohen Leistungsverbrauch des Rechenwerks führt. Der Leistungsverbrauch wird durch den in 7 gezeigten digitalen Filter 15 verringert.
Dieser beispielhafte digitale Filter 15 umfaßt eine erste Registerdatei 28 mit einer Struktur mit serieller Eingabe und paralleler Ausgabe. Die m Bit langen digitalisierten Eingangsdaten werden in die Registerdatei 28 geladen, die eine Anzahl von (M+1) Worten speichert, und der parallele Ausgang jedes Registers liefert ein m-Bit-Wort. Der bevorzugte Wert von m ist 8. Das obere Register der Registerdatei 28 hält aktuelle Daten, das untere speichert die ältesten. Diese Ausgänge sind mit Eingängen eines segmentierten ersten Decodierers 29 mit derselben Anzahl von (M+1) m-Zu-2^m-Decodierern oder Segmenten wie der Anzahl von Registern in der Registerdatei 28 verbunden. Jedes Segment weist eine Anzahl 2^m von Ausgängen auf, die mit einer Festlegungsleitung in einem entsprechenden Segment eines Speichers verbunden sind, welcher Datenworte der segmentierten ersten Nachschlagetabelle 30 enthält. Jede Festlegungsleitung legt ein entsprechendes Wort im entsprechenden Segment der Nachschlagetabelle 30 fest. Folglich werden eine Anzahl (M+1) von Datenworten gleichzeitig festgelegt. Die Worte der Segmente entsprechen dem ersten Element der obigen Formel und enthalten das Produkt der Eingangsdaten und der Filterkoeffizienten a_k (a₀ bis a₆). Die Wortlänge der Nachschlagetabelle 30 wird auf 16 Bits verkürzt, wodurch die Größe 2^m×(M+1) Worte, d.h. 7×256 = 1792 Worte aus 16 Bits, ist, die in (M+1)=7 Segmenten enthalten sind. Die Nachschlagetabelle 30 umfaßt einen internen Bus, der eine entsprechende Anzahl von, d.h. 16, Leitungen umfaßt. Jedes Segment der Nachschlagetabelle 30 weist einen Aktivierungseingang auf, der es ermöglicht, festgelegte Wort einzeln zu diesem Bus zu übertragen. Der Bus, d.h. der Ausgang der Nachschlagetabelle 30, ist mit einem ersten Summierer 34 verbunden. Die festgelegten Worte der Segmente werden nacheinander ausgelesen und durch den Summierer 34 summiert. Die Summe wird auf m Bits verkürzt. Wenn neue Daten zum Filter kommen, wird der Inhalt der Registerdatei 28 abwärts verschoben. Folglich legen die Daten nun das nächste Segment der Nachschlagetabelle 30 fest.
Der digitale Filter 15 umfaßt eine zweite Registerdatei 33, einen segmentierten zweiten Decodierer 32 und eine segmentierte zweite Nachschlagetabelle 31 mit denselben Strukturen und Verbindungen, wie vorstehend umrissen. Der einzige Unterschied besteht darin, daß Eingangsdaten vom Ausgang des Summierers 34 empfangen werden und die Anzahl der Segmente N ist.
Durch Anwenden eines digitalen Filters vom rekursiven Typ werden die vorangehenden Werte von gefilterten Daten auch verwendet. Die Werte werden in die Registerdatei 33 zurückgeführt, die als Speichereinheit mit serieller Eingabe und paralleler Ausgabe organisiert ist und N Worte mal m Bits enthält. Die Operation der Registerdatei 33, des Decodierers 32 und der Nachschlagetabelle 31 ist ähnlich zu jener der Registerdatei 28, des Decodierers 29 und der Nachschlagetabelle 30. Die Größe der Nachschlagetabelle 31 ist 2^m×N = 1536 Worte mal 16 Bits, die in N=6 Segmenten enthalten sind. Die festgelegten Worte der Segmente der Nachschlagetabelle 30 werden nacheinander ausgelesen und durch den Summierer 34 summiert. Die Summe wird auf m Bits verkürzt. Nach der Summierung der M+N+1 Produkte gibt der Summierer 34 gefilterte Daten aus. Somit enthält das obere Register der Registerdatei 33 die letzten gefilterten Daten.
Ein weiterer Vorteil der digitalen Filterung im Vergleich zu einem analogen Verfahren besteht darin, daß ein Schlafmodus zwischen den Herzschlägen eingeführt werden kann, um die Filterung für eine gegebene Zeit zu unterbrechen, wobei somit der Leistungsverbrauch der Schaltung gesenkt wird. Beim Empfangen eines Schlafsignals gehen entsprechende Schaltungen in den Abschaltmodus und Ausgangsdaten des Filters fallen auf Null ab. Das Schlafsignal wird von der Mikrosteuereinheit 6 nach der Identifikation eines Herzschlags erzeugt. Dieser Schlafmodus ist 80 bis 140 ms, vorzugsweise 120 ms, lang, gezählt ab dem jeweiligen zweiten Ton, d.h. t_a2. Während dieser Schlafperiode wird kein Herzschlag erwartet.
Die Verwendung von Nachschlagetabellen mit vorgeladenen Multiplikationsprodukten verringert den Leistungsverbrauch der Schaltung erheblich. Die Tabellen können EPROM-Speicher mit eingebrannten Werten sein, die die niedrigste Leistungsanforderung und die schnellste Operation bereitstellen. In diesem Fall können jedoch die Filtereigenschaften nicht modifiziert werden. Um eine Modifikation der Eigenschaften zu ermöglichen, sollte die Tabelle in Lese-Schreib-Speichern gespeichert werden. Der Speicher wird von der Mikrosteuereinheit 6 in Abhängigkeit von der Auswertung der Leistungsfunktionen geladen. Dies ermöglicht das Modifizieren der Filtereigenschaften, während Messungen ausgeführt werden, in Abhängigkeit von dem Spektrum von Schallsignalen, die vom Fötus empfangen werden. Die Modifikation kann durch erfahrenes Personal durchgeführt werden oder eine geeignete Software kann dafür vorgesehen werden. Außerdem können die Filterkoeffizienten von einem Personalcomputer unter Berücksichtigung des Fortschritts der Schwangerschaft und des abgeschätzten Gewichts des Fötus im voraus berechnet werden. Diese Werte können als Ausgangsdaten in die Mikrosteuereinheit 6 geladen werden.
Die Abschätzung der Leistung P_b(t), gemessen bei der Frequenz f_b, und die Erfassung ihrer Spitzenwerte wird durch den anwendungsspezifischen Prozessor 7 ausgeführt. Für Signale mit einem Mittelwert von Null kann die Leistung von n_w abgetasteten Daten durch die Beziehung
abgeschätzt werden, wobei d_i die i-ten abgetasteten Daten sind und P die summierte Leistung für die Abtastung der Nummer n_w ist. Um die Leistung in jedem Abtastzyklus zu berechnen, ist es, wie zu sehen ist, erforderlich, das Quadrat der Daten der Nummer n_w in jedem Zyklus zu speichern und zu summieren, entsprechend der Länge des Bewegungsfensters. Die große Anzahl von zu speichernden Daten erhöht die erforderliche Speicherkapazität ungeeignet, ferner verstärkt die große Anzahl von Rechenoperationen den Leistungsverbrauch.
Da die Abtastfrequenz 1/T viel höher ist als die höchste Komponente in dem zu analysierenden Frequenzband, können einige grundlegende Reduktionen in die obige Beziehung eingeführt werden. Die Zeitfunktion der Leistung wird für j Zyklen gemittelt, ferner wird der vorangehende Wert zur Berechnung des aktuellen Leistungswerts entsprechend der Beziehung
verwendet, wobei P_n die berechnete Leistung im n-ten Zyklus ist, P_n-j die vor j Zyklen berechnete Leistung ist und n_w die Größe des in Abtastnummern ausgedrückten Fensters ist, die ein Vielfaches von j sein sollte. Außerdem ist P_in die eingehende Leistung, wenn sich das Fenster vorwärts bewegt, und P_out ist die zu sub trahierende Leistung. Unter Verwendung dieser vereinfachten Beziehung wird die Anzahl der Summierung der quadrierten Abtastwerte um j verringert, ferner ist die Anzahl von zu speichernden Summen nur n_w/j.
Die Anzahl der Berechnung kann weiter verringert werden, wenn die Quadrierung durch die Verwendung einer vorgeladenen Tabelle durchgeführt wird. Das Diagramm der ersten selektiven Leistungsabschätzeinheit 16 als eine Lösung der Berechnung ist in 8 gezeigt.
Die erste selektive Leistungsabschätzeinheit 16 kann vorteilhafterweise so ausgelegt werden, daß sie einen dritten m-Zu-2^m-Decodierer 35 umfaßt, dessen Ausgänge mit einer dritten Nachschlagetabelle 36 verbunden sind. Der Ausgang der Nachschlagetabelle 36 ist mit einem zweiten Summierer 37 verbunden, der mit einem Abtaster 38 verbunden ist.
Die digital gefilterten m-Bit-Daten steuern den m-Zu-2^m-Decodierer 35, der eine Adresse decodiert. Die Adresse legt ein Wort der Nachschlagetabelle 36 fest, die den quadrierten Wert der Adresse auf 16 Bits verkürzt enthält. Die Größe der Nachschlagetabelle 36 ist 2^m Worte mal 16 Bits. Der Summierer 37 liest die festgelegten Worte aus und summiert diese nacheinander j-mal entsprechend dem P_in-Element der Beziehung. Die j aufeinanderfolgenden Schritte werden durch den Abtaster 38 gesteuert. Der Leistungswert P_in wird in eine dritte Registerdatei 39 geladen, in welcher die Daten bei jedem j-Schritt abwärts verschoben werden. Das obere Register der Registerdatei 39 hält nun die neuen Daten Pin und das unterste Register enthält die Abgangsdaten P_out. Beide Register sind. mit einem Austauscher 40 parallel geschaltet, der P_out gegen P_in austauscht, wobei er dieses vom vorherigen Wert P_n-j subtrahiert und zu diesem entsprechend der Beziehung den neuen addiert. Der vorherige Wert P_n-j wird aus dem oberen Register der vierten Registerdatei 41 ausgelesen. Der berechnete neue Wert P_n wird in das obere Register der Registerdatei 41 geladen, in welcher die Daten bei jedem j-Schritt abwärts verschoben werden. Die Daten sind von der Mikrosteuereinheit 6 lesbar. Die Registerdatei 41 enthält fünf 16-Bit-Worte, die mit dem ersten Spitzendetektor 42 parallel geschaltet sind.
Der Spitzendetektor 42 dient für die Angabe des Maximalwerts der Leistung P_a(t). Sein Blockdiagramm ist in 9 dargestellt. Die benachbarten Paare der aufeinanderfolgenden Werte P_n, P_n-1, P_n-2, P_n-3 und P_n-4 werden durch Vergleicher 43, 44, 45 bzw. 46 verglichen. Die Vergleichskriterien sind wie folgt: P_n < P_n-1; P_n-1 ≤ P_n-2; P_n-2 > P_n-3; P_n-3 > P_n-4. Wie aus den obigen Kriterien folgt, liefert der Vergleicher 44 auch einen hohen Logikzustand, wenn die Amplituden gleich sind, um den Fall zu berücksichtigen, in dem zwei gleiche Maximalwerte erfaßt werden. Wenn alle Bedingungen erfüllt sind, stellt der Wert P_n-2 die Spitze der Leistungsfunktion dar und das UND-Gatter 47, das mit dem Ausgang der Vergleicher 43, 44, 45, 46 verbunden ist, überträgt ein Signal zur Mikrosteuereinheit 6. Die Mikrosteuereinheit 6 prüft die Amplitude der Spitze und weist sie zurück, wenn die Amplitude kleiner ist als der 1/10 Teil der mittleren Amplitude der vorher registrierten Spitzen.
Um den Leistungsverbrauch niedrig zu halten, schaltet die Mikrosteuereinheit 6 den Spitzendetektor 42 in den Schlafmodus über, sobald ein Herzschlag identifiziert ist und somit für das kommende Zeitintervall von 120 ms kein Schlag erwartet wird.
Die Leistung Pb(t) der Frequenzkomponente f_b wird auch durch den anwendungsspezifischen Prozessor 7 unter Verwendung des Bewegungsfenster-Periodogrammverfahrens durch die Beziehung
abgeschätzt, wobei d_i die i-ten Daten sind, die von dem ungefilterten Signal abgetastet und digitalisiert werden, n_wb, die Größe des Fensters in der Anzahl von Abtastzeiten ist, Ba(i) für die Dreieckkorrekturfunktion des Bartlett-Fensters steht, und P_b = (S_v ² + S_W ²)/n_wb die Leistung im aktuellen Zeitfenster für die Frequenz f_b ist.
Das schematische Diagramm der zweiten selektiven Leistungsabschätzeinheit 17 zum Ausführen der obigen Berechnungen und der zweite Spitzendetektor 56 sind in 10 gezeigt. Dieses bevorzugte Ausführungsbeispiel der zweiten selektiven Leistungsabschätzeinheit 17 umfaßt eine fünfte Registerdatei 48 mit einer Struktur mit serieller Eingabe und paralleler Ausgabe. Die Registerdatei 48 speichert die letzte Nummer n_wb von Daten und verschiebt sie bei jedem Schritt abwärts. Die digitalisierten m-Bit-Eingangsdaten d_i, die alle Frequenzkomponenten zwischen 25 und 80 Hz enthalten, werden in die Registerdatei 48 geladen. Das obere Register hält aktuelle Daten, das untere speichert die ältesten. Jedes Register weist einen parallelen Ausgang auf, der mit einem segmentierten vierten m-Zu-2^m-Decodierer 49 verbunden ist. Jeder parallele Ausgang der Registerdatei 48 steuert ein Segment eines m-Zu-2^m-Decodierers 49. Jedes Segment decodiert seine Eingangsdaten und legt zwei entsprechende Worte fest, die in einer segmentierten vierten Nachschlagetabelle 50 gespeichert sind, die die Produkte V_i und W_i der obigen Formel auf 16 Bits verkürzt speichert. Die Nachschlagetabelle 50 kann zwei Tabellen umfassen, die zu den Nachschlagetabellen 30 und 32 des digitalen Filters 15 ähnlich sind. Folglich ist die Größe der Nachschlagetabelle 50 2×2^m×n_wb Worte, unterteilt in n_wb Segmente. Die Nachschlagetabelle 50 ist mit einem dritten und einem vierten Summierer 51 und 52 verbunden. Die festgelegten Produkte von V_i werden durch den Summierer 51 summiert, wohingegen das festgelegte Produkt von W_i durch den Summierer 52. Die Summierung wird n_wb-mal nacheinander für alle Segmente entsprechend den obigen Formeln ausgeführt. Die Summierer 51 und 52 sind mit einer fünften Nachschlagetabelle 53 mit quadrierten Werten von Eingangsdaten verbunden. Auf der Basis der summierten Produkte lesen der Summierer 51 sowie der Summierer 52 relevante quadrierte Werte aus der Nachschlagetabelle 53 aus und übertragen die quadrierten Werte zu einem Addierer 54, der mit dem Ausgang der Summierer 51, 52 verbunden ist.
Die vom Summierer 51 und Summierer 52 übertragenen quadrierten Werte werden durch den Addierer 54 gemäß der obigen Formel addiert. Dieser Wert wird in eine sechste Registerdatei 55 geladen, die mit dem Ausgang des Addierers 54 verbunden ist. Die Registerdatei 55 weist eine Struktur mit serieller Eingabe und paralleler Ausgabe auf und speichert die letzten fünf Werte der Leistung P_b. Parallele Ausgänge sind mit einem zweiten Spitzendetektor 56 verbunden, der dieselbe Struktur aufweist wie der vorstehend erörterte Spitzendetektor 42. Durch Vergleichen der Amplituden der letzten fünf Leistungswerte kann eine eingehende Spitze erfaßt und für die Mikrosteuereinheit 6 angegeben werden.
Die Größe der Nachschlagetabelle 50 kann durch Runden der Produktwerte verringert werden. In diesem Fall werden die niedrigstwertigen Bits abgeschnitten, wobei hiermit die Wortlänge auf m*<m verkürzt wird. Der bevorzugte Wert von m* ist 6 oder 7. Folglich werden mehr d_i-Eingangsdaten denselben Produkten zugewiesen, die zusammen in einem gemeinsamen Tabellensegment entnommen werden können, das 2^m* Worte enthält. Dieses gemeinsame Segment kann durch ODER-Verknüpfung der Ausgangssignale von zugehörigen Decodierersegmenten adressiert werden. In dieser Weise kann die Größe der Tabelle signifikant verringert werden, ohne die Genauigkeit von P_b(t) zu opfern.
Nach der Identifikation von jedem Herzschlag schaltet die Mikrosteuereinheit 6 die selektive Leistungsabschätzeinheit 17 für ein Zeitintervall von 120 ms in den Schlafmodus über, um den durchschnittlichen Leistungsverbrauch niedrig zu halten.
Die Zuverlässigkeit der Herzschlagidentifikation kann durch die Anwendung eines zweiten Sensors, der an einer Stelle angeordnet wird, an der die Erfassung der Mutterherzschlagtöne maximal ist, gesteigert werden. Mutterherzschläge zu identifizieren, ist aufgrund ihrer großen Amplituden sehr leicht. Unter Verwendung dieser identifizierten Signale, um die Fötustonmessung vorübergehend zu sperren, kann die Störwirkung der Muttertöne verringert werden.
Das auf dem Personalcomputer laufende Programm liest die FHR- und Tokodynamometerdaten aus dem nicht-flüchtigen Speicher 8 als Speichereinrichtung aus. Ferner liest es Daten bezüglich des Patienten und der Zeit der Messung aus.
Eine benutzerfreundliche Seitenwechselsoftware dient für die Übersicht über einen großen Datenblock.
Für telemetrische Heimfürsorgeanwendungen kann die Ausrüstung mit einem Modem 63 vervollständigt werden, um Daten über ein Telefon 64 (siehe: 5) in das Krankenhaus oder zum privaten Personalcomputer des Doktors zu senden. Die Ausrüstung kann mit einer Treiberroutine für die direkte Ansteuerung eines Druckers versehen sein, wobei somit der Bedarf für einen Personalcomputer beseitigt wird, wenn nur ein üblicher Ausdruck erforderlich ist.
Der anwendungsspezifische Prozessor 7 wird in einer leistungsarmen CMOS-Schaltung implementiert. Um den Leistungsverbrauch zu minimieren, ist er so ausgelegt, daß eine minimale interne parasitäre Kapazität während eines Abtastzyklus aufgeladen wird. Wenn ein höherer Batteriestrom zugelassen wird, dann können einige Operationen, die vom anwendungsspezifischen Prozessor 7 durchgeführt werden, statt dessen von der Mikrosteuereinheit 6 ausgeführt werden. Die Auswertung der erfaßten Spitzen durch die Mikrosteuereinheit 6 findet nur in einem gewissen Prozentsatz der Zeit statt, wobei somit der relevante Leistungsverbrauch vernachlässigbar ist.

Claims

Vorrichtung zur Messung der Fötusherzfrequenz auf der Basis von Schallsignalen, die von der Herzaktivität des Fötus stammen und im Mutterleib erfaßbar sind, mit: – einem Schallsensor (1) zum Abtasten von Schallschwingungen, die von einem Fötus stammen, wobei der Sensor (1) dazu ausgelegt ist, am Mutterleib angeordnet zu werden; – einer analogen Einheit (2) zum Verstärken und Verbessern der Frequenzkennlinie zur Fötusherzaktivität, wobei die analoge Einheit (2) einen Verstärker (4) mit einstellbarer Verstärkung zum Einstellen des Signalpegels umfaßt, damit er im Umwandlungsbereich eines Analog-Digital-Wandlers (61) liegt, der mit dem Verstärker (4) verbunden ist und der analoge Signale in digitale Abtastwerte umwandelt; – einem digitalen Filter (15) zum Auswählen der unteren Testfrequenz (f_a) und der oberen Testfrequenz (f_b); – einer ersten selektiven Leistungsabschätzeinheit (16) zum Ermitteln des Signalpegels bei der unteren Testfrequenz (f_a) innerhalb eines Frequenzbereichs von 25 bis 35 Hz; – einer zweiten selektiven Leistungsabschätzeinheit (17) zum Ermitteln des Signalpegels bei der oberen Testfrequenz (f_b) innerhalb eines Frequenzbereichs von 55 bis 65 Hz; – einem ersten und einen zweiten Spitzendetektor (42, 56) zum Überwachen der Signalpegel, die in der Zeit schwanken und durch die erste und die zweite selektive Leistungsabschätzeinheit (16, 17) abgeschätzt werden, und zum Feststellen des Auftretens von lokalen Spitzen der Signalpegel; – einer Identifikationseinheit zum Identifizieren von ersten und zweiten Herztönen auf der Basis der Zeit und der Folge der lokalen Spitzen und zum Berechnen der Fötusherzfrequenz gemäß einem Verfahren mit den Schritten: – Messen von Schallsignalen mit schwankender Intensität, die von der Herzaktivität des Fötus stammen; – Umwandeln der Schallsignale in elektrische Signale; – Ermitteln von Leistungspegeln (P_a, P_b) der Signale bei einer unteren und einer oberen Testfrequenz (f_a, f_b), wobei die untere und die obere Frequenz (f_a, f_b) jeweils in einem unteren und einem oberen Frequenzband mit einem Frequenzbereich von 20 bis 80 Hz liegen; – Erfassen und Speichern von lokalen Spitzenwerten (P_a1, P_a2; P_b1, Pb₂) der Leistungspegel (P_a, P_b) zu verschiedenen Zeiten (t_a1, t_a2; t_b1, tb₂) während einer Untersuchungsperiode (tS), die der ersten der erfaßten lokalen Spitzen folgt; – Zählen von Zahlen (n_a, n_b) der Spitzen der Leistungspegel während der Untersuchungsperiode (t_S); – Ermitteln von Zeitdifferenzen zwischen den Zeiten der Erfassung der Spitzenwerte (P_a1, P_b1, P_a2, P_b2) innerhalb der Untersuchungsperiode (t_S); – Klassifizieren der erfaßten Spitzen auf der Basis der Zahlen (n_a, n_b) und der Zeitdifferenzen, und Identifizieren der Spitzen gemäß der Klassifizierung als erste und zweite Töne, vorausgesetzt, daß die gemessene Zeitdifferenz (t_1,2) zwischen dem ersten Ton und dem zweiten Ton im Bereich von 140 ms bis 220 ms liegt; – Identifizieren eines Herzschlags durch den ersten und den zweiten Ton; und – Berechnen der Fötusherzfrequenz aus der Zeitdifferenz zwischen zwei nacheinander identifizierten Herzschlägen; – einem Speichermittel (8) zum Speichern des gemessenen Fötusherzfrequenzwerts; und – einem Datenübertragungsanschluß (10), um den gespeicherten Fötusherzfrequenzwert für eine weitere Auswertung zugänglich zu machen.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die analoge Einheit (2) ein aktives Filter (3), das mit dem Sensor (1) verbunden ist, den Verstärker (4), der mit dem aktiven Filter (3) verbunden ist, und eine Toneinheit (5), die mit dem Verstärker (4) verbunden ist, umfaßt, wobei die Vorrichtung dadurch das Eingangssignal verstärkt, filtert und einem Frequenztransponding unterzieht.
Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, wobei zumindest eine der ersten selektiven Leistungsabschätzeinheit (16), der zweiten selektiven Leistungsabschätzeinheit (17), des ersten Spitzendetektors (42) und des zweiten Spitzendetektors (56) in einer Mikrosteuereinheit (6) besteht.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei zumindest eine der ersten selektiven Leistungsabschätzeinheit (16), der zweiten selektiven Leistungsabschätzeinheit (17), des ersten Spitzendetektors (42) und des zweiten Spitzendetektors (56) in einem anwendungsspezifischen Prozessor (7) besteht, der mit der Mikrosteuereinheit (6) verbunden ist, wobei der anwendungsspezifische Prozessor (7) ferner eine Verstärkungsregelschaltung (18) umfaßt, die mit dem Verstärkungsregeleingang des Verstärkers (4) verbunden ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei das digitale Filter (15) folgendes umfaßt – eine erste Registerdatei (28) mit einer Struktur mit serieller Eingabe und paralleler Ausgabe, die aktuelle Eingangsdaten und vorangehende Daten enthält, die im Verlauf der digitalen Filterung zu betrachten sind; – einen segmentierten ersten Decodierer (29), der aus Decodierersegmenten besteht, zum separaten Decodieren von parallelen Ausgangssignalen der ersten Registerdatei (28); – eine segmentierte erste Nachschlagetabelle (30), die separat vom segmentierten ersten Decodierer (29) festzulegende Worte speichert, die aus Produkten a_kd_n-k bestehen, wobei n die Zahl der Abtastung ist, d_n-k die (n-k)-ten vorher abgetasteten Eingangsdaten sind, a_k Filterkoeffizienten sind, wobei k im Bereich von k = 0 bis M liegt, wobei M die Ordnung des Filters darstellt; – eine zweite Registerdatei (33) mit einer Struktur mit serieller Eingabe und paralleler Ausgabe, die vorangehende gefilterte Daten enthält, die zur aktuellen Filterung verwendet werden; – einen segmentierten zweiten Decodierer (32), der aus Decodierersegmenten besteht, zum separaten Decodieren von parallelen Ausgangssignalen der zweiten Registerdatei (33); – eine segmentierte zweite Nachschlagetabelle (31), die separat vom segmentierten zweiten Decodierer (32) festzulegende Worte speichert, die aus Produkten b_ky_n-k bestehen, wobei y_n-k die (n-k)-ten vorherigen gefilterten Daten sind, b_k Filterkoeffizienten sind, wobei k im Bereich von k = 1 bis N liegt, wobei N der Ordnung des Filters entspricht; – einen ersten Summierer (34) zum fortlaufenden Auslesen und Summieren jedes festgelegten Worts der Tabellensegmente gemäß der folgenden Formel:
wobei y_n die aktuellen gefilterten Daten sind und die Bedeutung der anderen Bezeichnungen die gleichen wie vorstehend sind.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei die erste selektive Leistungsabschätzeinheit (16) folgendes umfaßt – einen dritten Decodierer (35) zum Decodieren von gefilterten Daten als Adresse; – eine dritte Nachschlagetabelle (36), die vom dritten Decodierer (35) adressiert wird, zum Enthalten von quadrierten Werten der Adressen; – einen zweiten Summierer (37), der mit der dritten Nachschlagetabelle (36) verbunden ist, zum Summieren von Werten, die fortlaufend aus der dritten Nachschlagetabelle (36) ausgelesen werden; – einen Abtaster (38), der die wiederholte und fortlaufende Adressierung und Summierung der quadrierten Werte durch den zweiten Summierer (37) steuert; – eine dritte Registerdatei (39), die mit dem zweiten Summierer (37) verbunden ist und eine Struktur mit serieller Eingabe und paralleler Ausgabe aufweist und neue summierte Daten in ihrem oberen Register und die ältesten Daten in ihrem unteren Register enthält; – einen Austauscher (40) mit einem ersten Eingang, der mit dem oberen Register der dritten Registerdatei (39) verbunden ist, einem zweiten Eingang, der mit dem unteren Register der dritten Registerdatei (39) verbunden ist, und einem dritten Eingang, der mit einer vierten Registerdatei (41) verbunden ist, wobei der Austauscher (40) zum Addieren von aktuellen Werten an seinem ersten Eingang zu und zum Subtrahieren von aktuellen Werten an seinem zweiten Eingang von dem Wert, der von der vierten Registerdatei (41) empfangen wird, ausgelegt ist; – wobei die vierte Registerdatei (41) mit einem Ausgang des Austauschers (40) verbunden ist und eine Struktur mit serieller Eingabe und paralleler Ausgabe aufweist, die berechnete Leistungswerte speichert und ihren Inhalt Schritt für Schritt abwärts verschiebt und parallele Ausgänge aufweist, wobei der erste von ihnen mit dem dritten Eingang des Austauschers (40) verbunden ist, und alle Eingänge [Ausgänge] mit einem ersten Spitzendetektor (42) verbunden sind und dazu ausgelegt sind, den Inhalt zur Mikrosteuereinheit (6) zu übertragen.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei die zweite selektive Leistungsabschätzeinheit (17) folgendes umfaßt – eine fünfte Registerdatei (48) mit einer Struktur mit serieller Eingabe und paralleler Ausgabe, die Eingangsdaten (d_i) speichert, die in einem Zeitfenster gemessen werden; – einen vierten Decodierer (49) zum Decodieren der Daten (d_i), die in der fünften Registerdatei (48) gespeichert werden, und zum Festlegen von entsprechenden Worten einer vierten Nachschlagetabelle (50), welche Produkte gemäß den folgenden Formeln enthält:
wobei d_i die i-ten Daten sind, die von dem ungefilterten Signal abgetastet und digitalisiert werden, n_wb die Größe des Fensters in der Anzahl von Abtastzeiten ist, Ba(i) für die Dreieckkorrekturfunktion eines Bartlett-Fensters steht; – eine fünfte Nachschlagetabelle (53), die mit dem dritten Summierer (51) und dem vierten Summierer (52) verbunden ist und quadrierte Werte als Worte mit einer Länge gleich der Wortlänge des dritten und des vierten Summierers (51, 52) enthält; – wobei der dritte Summierer (51) zum Summieren von Worten der vierten Nachschlagetabelle (50), die durch den vierten Decodierer (49) festgelegt werden, um eine Zwischensumme zu liefern
wobei S_v ein Zwischensummand ist, und zum Quadrieren dieser Summe durch Verwendung der fünften Nachschlagetabelle (53) zur Bereitstellung einer quadrierten Zwischensumme von S_v ² ausgelegt ist; – wobei der vierte Summierer (52) zum Summieren von Worten der vierten Nachschlagetabelle (50), die durch den vierten Decodierer festgelegt werden, um eine zweite Zwischensumme zu liefern
und zum Quadrieren dieser Summe unter Verwendung der fünften Nachschlagetabelle (53) zur Bereitstellung einer quadrierten Zwischensumme von S_w ² ausgelegt ist; – einen Addierer (54) zum Addieren von quadrierten Zwischensummen zum Liefern eines Leistungspegels bei einer zweiten Testfrequenz (f_b);
wobei P_b die Leistung im aktuellen Zeitfenster für die Frequenz (f_b) ist; – eine sechste Registerdatei (55) mit einer Struktur mit serieller Eingabe und paralleler Ausgabe, die die letzten fünf Summen des Addierers (54) speichert; und – einen zweiten Spitzendetektor (56) zum Angeben von Spitzenwerten der Leistung (P_b).
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei der Schallsensor (1) einen hohlen Körper (27) und einen elektroakustischen Wandler (24), der sich innerhalb des hohlen Körpers (27) befindet und eine empfindliche Membran aufweist, umfaßt; wobei der hohle Körper (27) in eine erste, eine zweite und eine dritte Kammer (19, 20, 25) unterteilt ist; – wobei die erste Kammer (19) an einer Seite offen ist und mit der zweiten Kammer (20) über eine Öffnung (21) gekoppelt ist, die in der Trennwand zwischen der ersten und der zweiten Kammer (19, 20) ausgebildet ist, und eine erste Bohrung (23) an ihrer Seitenwand aufweist, welche mit der Atmosphäre in Verbindung steht; – wobei die zweite Kammer (20) eine obere Trennwand aufweist, die durch eine empfindliche Membran eines elektroakustischen Wandlers (24) ausgebildet ist, – wobei die dritte Kammer (25) mit der Atmosphäre durch eine zweite Bohrung (26) in Verbindung steht, die in der Seitenwand des hohlen Körpers (27) ausgebildet ist, – wobei die erste Kammer (19) ferner einen elastischen Ring (22) am Umfang der offenen Seite der ersten Kammer (19) aufweist.