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Gebiet der
Erfindung
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Diese
Erfindung bezieht sich auf das Codieren und/oder Decodieren von
Daten, beispielsweise in Verbindung mit der Kommunikation von Daten über eine
Mehrzahl von Kanälen,
wie z. B. ein Kabel mit einer Mehrzahl von Leitern (wie z. B. ein
Vier-Draht-Telefonkabel).
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Stand der
Technik
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Die
Ausbreitung von Personalcomputern und Workstations hat zu der Entwicklung
von Netzwerken zum Verbinden solcher Ausrüstung und gemeinsamer Ressourcen,
wie z. B. Drucker und Datenspeichervorrichtungen, geführt. Leistungsfähigere und
komplexere Rechenausrüstungen
und Programme sind zunehmend verfügbar geworden und ermöglichen
das Verarbeiten von Daten in immer größeren Mengen, beispielsweise
in der Form von Datenbankinformationen und graphischen Bildern.
Diese Entwicklungen wiederum haben steigende Anforderungen an die
Geschwindigkeit und Fähigkeit
der Netzwerke gestellt.
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Verschiedene
neue Netzwerktechnologien wurden vorgeschlagen, um diese Nachfrage
zu erfüllen. Eine
solche Technologie ist das faseroptische verteilte Datenschnittstellen-Netzwerk (FDDI; FDDI
= fibre-optic distributed data interface), das auf der Verwendung
von optischen Fasern und optischen Signalen basiert. Obwohl diese
Technologie die erforderliche Leistungsfähigkeit liefern kann, hat die
praktische Erfahrung jedoch gezeigt, dass dieselbe relativ aufwendig
ist, was den aufwendigen Prozess des Installierens vollständiger neuer
Netzwerke aus optischen Fasern erfordert, was an sich inhärent aufwendig
ist.
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Folglich
wurde die Aufmerksamkeit auch auf die Möglichkeit gerichtet, Daten
bei hoher Geschwindigkeit über
bestehende Verdrahtungsinstallationen zu übertragen, wodurch die Kosten
des Installierens eines neuen Netzwerks vermieden werden und zusätzliche
Einnahmen gewonnen werden für
den Aufwand, der vorher beim Installieren der bestehenden Verdrahtung
entstanden ist.
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Eine
mögliche
Technik nach diesen Grundsätzen
umfasst die Verwendung von nicht abgeschirmten Twisted-Pair-(UTP-)Telefonkabeln
von der Art, die bereits für
lokale Netze geringerer Geschwindigkeit verwendet wird. Bei dieser
Technik, die beispielsweise in dem U.S.-Patent 5119402 beschrieben
ist, wird die erforderliche hohe Datenrate erreicht durch Übertragen
der Daten über
mehrere Leiter, so dass unterschiedliche Abschnitte der Daten gleichzeitig über jeweilige
Leiter übertragen
werden.
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Die
US-A-3631471 (Griffiths) beschreibt ein Verfahren und eine Vorrichtung
zum Aufzeichnen von Sequenzen von binären Ziffern in eine Form mit
einer niedrigeren „Disparität", wobei Disparität den Überschuss von
Ziffern einer Art über
die Ziffern der anderen Art in einer Sequenz oder Gruppe von Ziffern
bedeutet. Eine Codetabelle zum Umwandeln von 5-Bit-Datenwörtern in 6-Bit-Codewörter ist
offenbart.
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Der
Artikel „5B6B
optical fibre line code bearing auxiliary signals" von Petrovic (Electronic
Letters, Band 24, Nr. 5, 3. März
1988, S. 274–275,
XP002082917 Enage, GB) offenbart ebenfalls eine 5B6B-Codetabelle.
Genauer gesagt, ein anderer 5B6B-Zeilencode ist für ein Optikfasersystem
beschrieben, der die Einfügung
eines Hilfskanals ermöglicht,
aber die Zeilencodeeigenschaften nicht verschlechtert.
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Es
ist eine Aufgabe dieser Erfindung, Verfahren zum Codieren und Decodieren
zu liefern und zugeordnete Codierer und Decodierer für die Verwendung
in diesen und anderen Systemen.
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Offenbarung
der Erfindung
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Gemäß einem
Aspekt dieser Erfindung ist ein Verfahren zum Codieren von 5-Bit-Datenwörtern als 6-Bit-Codewörter für die Verwendung
mit einer zyklischen Redundanzprüfung
vorgesehen, auf der Basis des folgenden Polynoms: g(x)
= x32 + x26 + x23 + x22 + x16 + x12 + x11 + x10 + x8 + x7 + x5 + x4 + x2 + x + 1wobei 6-Bit-Codewörter gemäß den Werten
der 5-Bit-Datenwörter und
einer der in 3 und 8 gezeigten Tabelle,
oder einer Invarianz-Umwandlung derselben ausgewählt werden, die die gleichen
Eigenschaften in Bezug auf eine Gleichstrombalance und ein Vermeiden
nicht erfassbarer Fehler hat, die mehr als 32 aufeinanderfolgende
Datenbits beeinflussen; wobei das ausgewählte Codewort in dem Fall von
Datenwörtern,
die zwei mögliche
Codewörter
aufweisen, das Codewort aus einer anderen Spalte der Tabelle ist
als der Spalte, aus der ein Codewort bei einem vorhergehenden Auftreten
von derartigen Datenwörtern
ausgewählt
wurde. Bei einem komplementären
Verfahren zum Decodieren von 5-Bit-Datenwörtern aus 6-Bit-Codewörtern werden 5-Bit-Datenwörter gemäß den Werten
der 6-Bit-Codewörter
und einer der in 3 und 8 gezeigten
Tabellen oder eine Invarianz-Umwandlung derselben der oben angemerkten
Form ausgewählt.
Entsprechende Codierer und Decodierer sind ebenfalls vorgesehen.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
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Verfahren
und Vorrichtungen gemäß dieser
Erfindung zum Codieren und Decodieren von Daten für eine Kommunikation
unter Verwendung von nicht-abgeschirmten Vier-Leiter-Twisted-Pair-Kabeln
wird nun mit Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen beispielhaft
beschrieben.
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1 zeigt
die Art und Weise, wie Daten für
eine Kommunikation über
das Kabel formatiert werden;
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2 stellt
die Auswirkung von Rauschen auf Daten dar, die über das Kabel kommuniziert
werden;
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3 ist
eine Tabelle von 5-Bit-Datenwerten und entsprechenden 6-Bit-Codewörtern;
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4 stellt
eine Reduktion dar, die bei dem Effekt des Rauschens auf Daten möglich ist,
die über
das Kabel kommuniziert werden;
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5 ist
ein schematisches Blockdiagramm eines Teils eines Senders, der die
vorliegende Erfindung umfasst;
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6 ist
ein schematisches Blockdiagramm eines Teils eines Empfängers, der
die vorliegende Erfindung umfasst;
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7 ist
ein Flussdiagramm eines Verfahrens zum Codieren von Datenblöcken gemäß der Tabelle
in 3; und
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8 ist
eine alternative Tabelle von 5-Bit-Datenwerten und entsprechenden 6-Bit-Codewerten.
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Bester Modus zum Ausführen der
Erfindung und industrielle Anwendbarkeit
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Die
vorliegende Erfindung kann beispielsweise in Fällen verwendet werden, wo ein
Datenstrom über eine
Mehrzahl von Kanäle
kommuniziert wird, wobei aufeinanderfolgende Abschnitte des Datenstroms
gleichzeitig über
unterschiedliche jeweilige Kanäle
kommuniziert werden, um eine höhere
Bandbreite zu erreichen als möglich
wäre, falls
alle Daten über einen
einzigen solchen Kanal übertragen
werden. Der Zweckmäßigkeit halber
wird die Erfindung im Zusammenhang der Übertragung von binären Daten über ein
Kabel mit vier Kanälen
oder Leitern (z. B. vier Paare von verdrillten Drähten) beschrieben.
Die Erfindung ist jedoch weder auf diese bestimmte Anzahl von Kanälen noch
diesen Kanaltyp beschränkt.
In der Praxis würde
das Kabel beispielsweise Teil eines Netzwerks bilden, das viele
Stationen oder Knoten verbindet, wie z. B. Personalcomputer, Workstations,
Mehrfachbenutzerrechner, Drucker oder Datenspeichereinheiten. Schaltungsvorrichtungen, die
diesen Stationen zugeordnet sind, würden die notwendigen Funktionen
liefern zum Zusammensetzen von Daten- und Netzwerkbetriebsinformationen
in Rahmen oder Pakete für
die Übertragung
zum Steuern des Zugriffs auf das Netzwerk und zum Übertragen
und Empfangen physikalischer Signale auf dem Kabel (beispielsweise
durch Differenzsignalisierung in dem Fall von Twisted-Pair-Leitern). Die vorliegende
Erfindung ist unabhängig
von den bestimmten Einzelheiten dieser Funktionen und kann beispielsweise
in Verbindung mit bestehenden Netzwerktechnologien implementiert
werden; da solche Technologien bereits bekannte Techniken zum Liefern
dieser Funktionen umfassen und die Funktionen keinen Teil der vorliegenden
Erfindung bilden, werden dieselben hierin nicht beschrieben.
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Mit
Bezugnahme auf 1 und 2 ist ein
Datenrahmen, der über
ein Vier-Leiter-Kabel kommuniziert werden soll, schematisch bei 10 gezeigt.
Dieser Rahmen umfasst: eine binäre
digitale Mitteilung 12, die beginnend mit dem am weitesten
links gelegenen Bit, wie es in 1 gezeigt
ist, zwischen Stationen auf dem Netzwerk übertragen werden soll; und
einen zugeordneten Zweiunddreißig-Bit-CRC-Block 14,
der Prüfungsdaten
enthält,
die von der Mitteilung 12 auf bekannte Weise gemäß einem
vorbestimmten CRC-Algorithmus abgeleitet werden (CRC = cyclic redundancy
check = zyklische Redundanzprüfung).
Bei dem vorliegenden Beispiel wird angenommen, dass der CRC-Wert
unter Verwendung eines Poly noms des Grads Zweiunddreißig von
der Mitteilung abgeleitet wird, wie z. B. g(x)
= x32 + x26 + x23 + x22 + x16 + x12 + x11 + x10 + x8 + x7 + x5 + x4 + x2 + x + 1.
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Für eine Übertragung über das
Vier-Leiter-Kabel wird der Datenrahmen 10 in aufeinanderfolgende Blöcke von
jeweils fünf
Bits geteilt und die Blöcke
werden zwischen den vier Leitern verteilt (hierin mit A bis D bezeichnet)
auf einer zyklischen Basis und beginnend mit dem Block, der das
am weitesten links gelegene Bit des Datenrahmens enthält, verteilt.
Somit wird dieser erste Block, der in 1 mit A1
bezeichnet ist, über
den Leiter A übertragen,
der nächste
Block (B1) über
den Leiter B, der dritte Block (C1) über den Leiter C und der Vierte
(D1) über
den Leiter D. Der Zyklus wiederholt sich dann, wobei der Leiter
A für den
fünften
Block (A2) erneut verwendet wird, und so weiter.
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Vor
der Übertragung
werden die Fünf-Bit-Datenblöcke durch
einen 5- zu 6-Bit-Codierer 16 (2) in Sechs-Bit-Werte
codiert, gemäß einer
Substitutionstabelle, um eine Messung der inhärenten Fehlererfassung zu liefern.
Die Codierungssubstitutionen können
so sein, wie es in 3 gezeigt ist. Diese bestimmten
Substitutionen sind teilweise ausgewählt, um eine Gleichstrombalance
auf jedem Leiter beizubehalten, durch Sicherstellen, dass nach der Übertragung
jedes codierten Datenblocks die angesammelten Gesamtzahlen der binären einzelnen
Nullen sich um nicht mehr als Zwei unterscheiden. Somit sind bei
dem in 3 gezeigten Beispiel zwanzig Substitutionen eindeutigen
Codes zugewiesen, die jeweilige Einsen der zwanzig Sechs-Bit-Werte
umfassen, die drei binäre
Nullen und drei binäre
Einsen enthalten. Die verbleibenden zwölf Datenblöcke sind jeweils zwei möglichen
Sechs-Bit-Codewerten zugewiesen, wobei einer zwei binäre Nullen enthält und der
andere vier. Das Codieren wird so implementiert, dass bei der ersten
Gelegenheit einer dieser zwölf
Datenblöcke
für die Übertragung
entlang einem bestimmten Leiter auftritt, die entsprechende Zwei- Null-Codierung (beispielsweise)
ausgewählt
wird; bei der nächsten
Gelegenheit, bei der einer dieser zwölf Datenblöcke für die Übertragung entlang dem gleichen
Leiter auftritt, wird die entsprechende Vier-Null-Codierung verwendet;
danach wechselt die Verwendung der Zwei-Null- und Vier-Null-Codierung
für jedes
Auftreten von einem dieser zwölf
Datenblöcke
bezüglich
dieses Leiters ab. Somit unterscheidet sich für jeden Leiter die Anzahl von
Zwei-Null- und Vier-Null-Sechs-Bit-Codes
höchstens
um Eins, was einen Mittelwert von drei binären Nullen pro Sechs-Bit-Code
beibehält
und die gewünschte
Gleichstrombalance liefert. In 1 sind die
darstellenden Fünf-Bit-Datenblöcke in fettgedruckten
Buchstaben angezeigt und entsprechende Sechs-Bit-Codewerte sind
unter denselben in normalgroßen
Buchstaben angezeigt.
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Der
bestimmte Satz von Substitutionen, der in 3 gegeben
ist, ist nur darstellend; unterschiedliche Anordnungen von Fünf-Bit-Datenwerten
und Sechs-Bit-Codewerten können
nach Wunsch zugewiesen werden, wie es nachfolgend mit Bezugnahme
auf 8 beschrieben ist.
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Nach
dem Codieren werden die Sechs-Bit-Codewerte durch einen Demultiplexer 18 zwischen
den vier Leitern A bis D auf einer zyklischen Basis, wie es oben
beschrieben ist, verteilt oder „demultiplext". Wie es in 2 gezeigt
ist, trägt
somit der Leiter A die codierten Datenblöcke A1, A2, A3, usw. aufeinanderfolgend
(am weitesten links gelegenes Bit jeweils zuerst), der Leiter B
trägt die
codierten Datenblöcke
B1, B2, B3, usw. und gleichartig für die Leiter C und D.
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2 stellt
auch die potentiellen Effekte von Bursts von elektrischem Rauschen
auf die Daten dar, die durch die Leiter A bis D getragen werden.
Typischerweise kann ein solcher Rauschburst die Daten für eine Periode
stören,
die so lange ist wie das Intervall, das durch vier der sechs Bits
eines codierten Datenblocks besetzt ist, wie es durch die gestrichelten
Linien angezeigt ist. Falls somit ein Rauschburst an oder kurz nach dem
Beginn eines Datenblocks beginnt, wie es durch den Rauschburst 1
in 2 dargestellt ist, kann der codierte Datenblock
auf jedem der vier Leiter verfälscht
sein. Als Folge des Codierprozesses kann eine solche Verfälschung
den Wert, der auf das Decodieren hin erhalten wird, vollständig ändern, selbst
wenn nur einige der Bits des codierten Datenblocks beeinträchtigt sind.
Die verfälschten
codierten Datenblöcke
entsprechen vier aufeinanderfolgenden Fünf-Bit-Datenwerten des ursprünglichen
Datenrahmens. Somit können
bis zu zwanzig aufeinanderfolgende Bits des Datenrahmens verfälscht sein.
Da der CRC-Algorithmus auf einem Polynom des Grads Zweiunddreißig basiert,
werden Fehler, die zwanzig aufeinanderfolgende Bits umfassen, immer
erfasst.
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Es
ist jedoch auch möglich,
dass Rauschen zwei aufeinanderfolgende Datenblöcke auf jedem Leiter beeinträchtigt,
wie es durch den Rauschburst 2 in 2 dargestellt
ist. Dieser Rauschburst überspannt
das Ende eines Datenblocks und den Beginn des nächsten Datenblocks auf jedem
Leiter. Somit können
die letzten zwei Bits des codierten Datenblocks A1 (01) und die
ersten zwei Bits des Datenblocks A2 (11) verfälscht sein. Folglich kann eine
Gesamtzahl von acht aufeinanderfolgenden Datenblöcken (vierzig aufeinanderfolgende Bits)
des ursprünglichen
Datenrahmens verfälscht
sein. Ein CRC-Algorithmus auf der Basis eines Polynoms des Grads
Zweiunddreißig
kann nicht garantiert Fehler erfassen, die so viele Datenbits beeinträchtigen,
daher gibt es eine Wahrscheinlichkeit, dass nicht erfasste Fehler
auftreten. Obwohl ein längeres
CRC-Polynom verwendet werden könnte,
würde dies
der Ausrüstung,
die in dem Netzwerk enthalten, ist eine zusätzliche und unerwünschte Verarbeitungslast
auferlegen.
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4 stellt
eine Lösung
dieses Problems dar. Im Gegensatz zu 2 werden
die codierten Datenblöcke
in 4 auf unterschiedliche der vier Leiter übertragen,
die vorüberge hend
voneinander versetzt sind. Bei dem spezifischen Beispiel, das in 4 gezeigt
ist, werden Datenblöcke
auf den Leitern A und B gleichzeitig übertragen (oder bezüglich der
Gesamtblöcke
gleichphasig zueinander) und versetzt von (oder phasenverschoben
mit) den Datenblöcken,
die gleichzeitig miteinander auf den Leitern C und D übertragen
werden. Der Versatz bei diesem Fall ist gleich der Hälfte der
Länge der
codierten Datenblöcke.
Somit beginnen codierte Datenblöcke
auf den Leitern C und D auf halbem Weg durch die Übertragung
von codierten Datenblöcken
auf den Leitern A und B.
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Mit
dieser Anordnung ist es nach wie vor möglich, dass ein Rauschburst
beliebig vier aufeinanderfolgende Codebits auf allen vier Leitern
gleichzeitig verfälscht,
um zwei codierte Datenblöcke
auf jedem der zwei Leiter zu überspannen
(siehe den Rauschburst 3 in 4). Aufgrund
der Versatzzeitgebung der Datenblöcke auf den anderen zwei Leitern
kann jedoch der Rauschburst nur höchstens einen Datenblock auf
jedem der anderen beiden Leiter beeinträchtigen. Falls der Rauschburst
3 zwei Codebits später
auftritt, was er tun müsste, um
die codierten Blöcke
C3 und D3 überhaupt
zu beeinträchtigen,
würde dies
die Blöcke
A2 und B2 nicht mehr beeinträchtigen;
obwohl nun zwei Blöcke
auf den Leitern C und D beeinträchtigt
würden,
würde nur
ein Block auf sowohl A und B beeinträchtigt werden. Als Folge ist
die maximale Anzahl aufeinanderfolgender Datenblöcke, die verfälscht werden
kann, auf Sechs reduziert, was dreißig aufeinanderfolgende Bits
des ursprünglichen Datenrahmens
entspricht. Die Verfälschung
von selbst so vielen Datenbits kann durch einen CRC-Algorithmus unter
Verwendung eines Polynoms des Grads Zweiunddreißig zuverlässig erfasst werden.
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Der
erforderliche Versatz bei den Übertragungszeiten
von Datenblöcken
auf den unterschiedlichen Leitern kann auf verschiedene Möglichkeiten
geliefert werden. Ein möglicher
Lösungsansatz
umfasst die Verwendung von Schieberegistern, wie es in 5 und 6 gezeigt
ist.
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Mit
Bezugnahme auf 5 werden Daten für die Übertragung
an eine Schaltung 20 geliefert, die die Schritte des Berechnens
des CRC-Werts und des Anhängens
desselben an die Mitteilungsdaten; und des Codierens aufeinanderfolgender
Blöcke
von fünf
Datenbits zum Ableiten von codierten Sechs-Bit-Blöcken durchführt, wie es oben beschrieben
ist. Die codierten Datenblöcke
werden an eine MAC-Schaltung 22 (MAC = media access control
= Medienzugriffssteuerung) geliefert, die den Zugriff zu dem Netzwerkkabel
gemäß einem vorbestimmten
Protokoll koordiniert, um eine effiziente Verwendung der Kommunikationsbandbreite
sicherzustellen, die durch das Kabel geliefert wird. Die MAC-Schaltung 22 leitet
die codierten Blöcke
zu einem Vier-Weg-,Demultiplexer' 24, der
die Blöcke
zyklisch zwischen vier Ausgängen
a bis d verteilt, und ein Taktsignal auf einer Leitung 26 erzeugt,
das mit den digitalen Signalen synchronisiert ist, die an diesen
Ausgängen erscheinen.
Die Schaltung 24 ist hierin als ein Demultiplexer beschrieben,
obwohl ihr Eingangssignal kein Multiplexsignal im herkömmlichen
Sinne ist, da seine Funktion im wesentlichen die des Demultiplizierens
ist: zyklisches Leiten aufeinanderfolgender Abschnitte des ankommenden
Signals zu jeweiligen ihrer Ausgänge
gemäß einer
vorbestimmten Struktur.
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Die
Ausgänge
a und b des Demultiplexers 24 sind direkt mit den Leitern
A und B gekoppelt; die Ausgänge
c und d sind mit den Eingängen
der jeweiligen Drei-Bit-Schieberegister 28 und 30 gekoppelt.
Diese Schieberegister empfangen jeweils das Taktsignal auf der Leitung 26 und
ihre Ausgänge
sind mit den Leitern C und D gekoppelt. Somit werden die Signale
auf den Ausgängen
c und d des Demultiplexers 24 tatsächlich über die Leiter C und D ausgebreitet,
mit einer Zeitverzögerung
von 3 Bitperioden (die Hälfte
der Dauer eines vollständig
codierten Datenblocks) relativ zu den Signalen auf den Leitern A
und B.
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Mit
Bezugnahme auf 6 ist ein Pulssignal auf dem
Leiter A mit dem Eingang einer Phasenregelschleife (PLL) 32 gekoppelt,
die ein Taktsignal auf einer Leitung 34 synchron mit dem
einkommenden Pulssignal erzeugt. Dieses Signal wird auch an den
Eingang einer Schwellenwertschaltung 36 geliefert, die
Spannungspegel, die in dem Pulssignal auftreten, zu den korrekten
Werten, die eine binäre
Null und Eins anzeigen, durch einen Vergleich mit vorbestimmten
Schwellenwertgrößen wiederherstellt.
Das wiederhergestellte Pulssignal wird mit dem Eingang einer Abtast-
und Entscheidungsschaltung 38 gekoppelt, die das Signal
synchron mit dem Taktsignal auf der Leitung 34 abtastet
und ein digitales Ausgangssignal erzeugt, das mit dem Taktsignal
phasenverriegelt ist und einen binären Wert aufweist, der von
dem Wert des Abtastwerts abhängt.
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Der
Ausgang der Abtast- und Entscheidungsschaltung 38 ist mit
dem Eingang eines Drei-Bit-Schieberegisters 40 verbunden,
das auch das Taktsignal auf der Leitung 34 empfängt und
dessen Ausgang mit einem Eingang a der Entzerr- und Multiplexschaltung 42 gekoppelt
ist, die auch das zugeordnete Taktsignal empfängt. Das Pulssignal auf dem
Leiter B wird auf ähnliche
Weise behandelt, zum Erzeugen eines digitalen Ausgangssignals, das über ein
Drei-Bit-Schieberegister 44 mit
einem Eingang b der Schaltung 42 gekoppelt ist. Dieses
Signal ist mit einem jeweiligen Taktsignal phasenverriegelt, das
auch an die Schaltung 42 angelegt ist.
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Eine ähnliche
Verarbeitung ist an die Pulssignale auf den Leitern C und D angelegt,
durch jeweilige Schaltungsanordnung, die diesen Leitern zugeordnet
ist zum Erzeugen zugeordneter digitaler Ausgangssignale und Taktsignale.
Diese beiden digitalen Ausgangssignale sind jedoch direkt von den
zugeordneten Abtast- und Entscheidungsschaltungen mit den Eingängen c und
d der Entzerr- und Multiplexschaltung 42 gekoppelt, ohne
ein dazwischenliegendes Schieberegister zu überqueren.
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Die
Entzerr- und Multiplexschaltung 42 legt geringe Zeitkorrekturen
an die vier digitalen Ausgangssignale an, um alle kleinen Zeitversätze auszugleichen,
die sich zwischen denselben während
der Ausbreitung entlang dem Vier-Leiter-Kabel ergeben haben können und 'multiplext' dann die vier Signale
durch Koppeln von Blöcken
von 6 Bits von jedem Eingang abwechselnd zu seinem Ausgang, zum
Rekonstruieren des ursprünglichen
codierten Datenstroms.
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Dieser
codierte Datenstrom wird einer Schaltung 46 zugeführt, die
jeden codierten Sechs-Bit-Block decodiert, um den entsprechenden
Fünf-Bit-Datenblock
abzuleiten. Falls irgendein codierter Sechs-Bit-Wert angetroffen
wird, der ungültig
ist oder eine falsche Anzahl von binären Nullbits aufweist, wird
der gesamte Datenrahmen zurückgewiesen.
Andernfalls stellt die Schaltung 46 den vollständigen Datenrahmen
zusammen und berechnet den CRC-Wert neu für den Vergleich mit dem übertragenen
CRC-Wert.
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Die
Aufnahme der Schieberegister 40 und 44 an dem
Empfangsende des Signalwegs für
die Signale auf den Leitern A und B führt eine Drei-Bit-Verzögerung ein,
die mit der übereinstimmt,
die durch die Schieberegister 28 und 30 in 5 geliefert
wird, so dass die Signale auf allen vier Leitern die gleiche Gesamtverzögerung von
dieser Quelle erfahren. Während
einer tatsächlichen
Ausbreitung entlang den Leitern werden die Datenblöcke auf
den Leitern C und D jedoch relativ zu denjenigen auf den Leitern
A und B versetzt, mit den oben beschriebenen folgenden Nachteilen.
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Es
sollte angemerkt werden, dass die Kommunikation von Fünf-Bit-Datenblöcken und
codierten Sechs-Bit-Blöcken über vier
Kanäle,
die Drahtleiter in einem Kabel umfassen, wie es oben beschrieben
ist, lediglich darstellend ist; andere Längen von Datenblöcken und
Anzahl und Typen von Kanälen
können
verwendet werden. Gleichartig dazu ist der Drei-Bit-Versatz zwischen
Datenblöcken
auf unterschiedlichen Leitern ein optimaler Wert, der sich auf die
bestimmte Blocklänge
bezieht, die für
die Zwecke der Beschreibung gewählt wurde.
Der tatsächliche
Versatz in jedem bestimmten Fall kann sich von diesem Betrag unterscheiden
und muss nicht die Hälfte
der Blocklänge
sein.
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Die
oben beschriebene Anordnung stellt sicher, dass alle Fehler, die
durch Vier-Code-Bit-Rauschpulse erzeugt werden, nicht mehr als 30
aufeinanderfolgende Datenbits beeinträchtigen (bei dem bestimmten
gegebenen Beispiel) und somit mit einem Zweiunddreißig-Bit-CRC-Algorithmus
erfassbar sind. Durch eine geeignete Auswahl der Entsprechung zwischen
(Fünf-Bit-)Datenwerten
und (6-Bit-)Codewerten ist es jedoch möglich, das Auftreten von Fehlern
zu vermeiden, die größere Anzahlen
von aufeinanderfolgenden Datenbits beeinträchtigen und die allgemein nicht
erfassbar wären,
ohne auf einen CRC-Algorithmus auf der Basis eines Polynoms höheren Grades
zurückzugreifen.
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Um
somit beispielsweise nicht erfassbare Fehler zu vermeiden, die durch
Rauschbursts bewirkt werden, die mehr als vier Codebits dauern und
bis zu vierzig aufeinanderfolgende Datenbits beeinträchtigen,
mit einem CRC-Polynom des Grads Zweiunddreißig, kann eine Liste von allen
möglichen
Vierzig-Bit-Fehlern vorbereitet werden, die nicht durch den CRC-Algorithmus
erfassbar sind. In diesem Zusammenhang bedeutet „Fehler" das Ergebnis einer Exklusiv-ODER-Operation zwischen übertragenen
Daten und verfälschten
empfangenen Daten. Für
jedes bestimmte CRC-Polynom des Grads Zweiunddreißig gibt
es zweihundertfünfundfünfzig solche
Fehlerwerte.
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Dann
kann eine Analyse von möglichen
Vierzig-Bit-Fehlern durchgeführt
werden, die sich durch Rauschen ergeben können, das Daten beeinträchtigt,
die kommuniziert werden, für
unterschiedliche Wahlmöglichkeiten
von Fünf-Bit-
bis 6-Bit-Codierungen
(für Fachleute
auf diesem Gebiet ist klar, dass es eine extrem große Gesamtheit
solcher Codierungen gibt).
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Typischerweise
wird sich herausstellen, dass nur einige der aufgelisteten nicht-erfassbaren
Fehler für eine
bestimmte Wahl von Codierung entstehen. Für zumindest einige CRC-Polynome gibt es
jedoch bestimmte Codierungen, die unabhängig davon, wie sie durch ein
Rauschburst von bis zu sechs Codebits Dauer (und das bis zu einem
Maximum von vierzig aufeinanderfolgenden Datenbits umfasst) verfälscht sind,
keinen dieser zweihundertfünfundfünfzig nicht
erfassbaren Fehler für
irgendeinen Datenwert entstehen lassen. Die Identifikation und Verwendung
einer solchen Codierung in Verbindung mit dem Versetzen von Datenblöcken auf
unterschiedlichen Kanälen,
wie es oben beschrieben ist, stellt sicher, dass alle Fehler, die
sich aus Rauschbursts von bis zu sechs Codebits Dauer regeben, zuverlässig erfasst
werden. Die in 3 gegebene Codierung ist ein
Beispiel einer Codierung mit dieser Eigenschaft.
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8 ist
ein Beispiel einer weiteren Codierung mit ähnlichen Eigenschaften, die
aber, wenn sie in Verbindung mit dem Versetzen von Datenblöcken auf
unterschiedlichen Kanälen
verwendet wird, sicherstellt, dass alle Fehler, die sich von Rauschbursts
von bis zu sieben Codebits Dauer ergeben (und somit beliebig sieben aufeinanderfolgende
Codebits auf allen vier Leitern gleichzeitig verfälschen)
zuverlässig
erfasst werden. Fehler, die sich von einer Kombination von Rauschen
und Signalversatz ergeben, wie zwischen den unterschiedlichen Leitern
A bis D und zusammen eine Dauer von bis zu Sieben-Codebits aufweisen,
werden gleichartig dazu zuverlässig
erfasst.
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7 zeigt
ein Flussdiagramm eines Verfahrens zum Implementieren einer solchen
Codierung. Mit Bezugnahme auf 7 wird bei
Schritt 100 ein Zähler
K gemäß der Beziehung K = (K + 1)modulo4inkrementiert, so dass
der Zähler
zyklisch die Werte Null bis einschließlich Drei annimmt. Der Zweck
dieses Zählers ist
das Verfolgen, entlang welchem Leiter der aktuelle (codierte) Datenwert übertragen
wird. Bei Schritt 102 wird der Datenwert, der codiert werden
soll, getestet, um zu prüfen,
ob derselbe einen oder zwei. entsprechende Sechs-Bit-Codewerte aufweist. Falls es einen
eindeutigen entsprechenden Codewert gibt, erhält die Prozedur diesen Wert
von einer Nachschlagtabelle bei Schritt 104 und endet.
Andernfalls schreitet die Prozedur zu Schritt 106 fort,
wo eine von vier booleschen Flags, die gemäß dem aktuellen Wert des Zählers K
ausgewählt
wird, getestet wird. Falls das Flag „wahr" ist, wählt die Prozedur bei Schritt 108 den
Codewert aus, der nur zwei binäre
Nullen enthält;
falls das Flag „falsch" ist, wird der Codewert,
der vier Nullen enthält,
bei Schritt 110 ausgewählt.
In jedem Fall invertiert die Prozedur dann den Wert des Flags bei
Schritt 112 vor dem Beenden.
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Eine überwiegend ähnliche
Prozedur wie diejenige von 7 kann durch
die Schaltung 46 zum Decodieren verwendet werden. Statt
dem Erhalten eines Codewerts bei Schritt 104 würde die
Schaltung 46 prüfen,
dass der empfangene Codewert gültig
ist, und dann den entsprechenden Datenwert erhalten. Gleichartig dazu
würde die
Schaltung 46 bei den Schritten 108 und 110 prüfen, dass
der empfangene Codewert gültig
ist und die erwartete Anzahl von binären Nullbits aufweist und dann
den erforderlichen Datenwert erhalten. Falls eine dieser Prüfungen fehlschlägt, würde die
Schaltung 46 bestimmen, dass während der Übertragung des Datenrahmens
ein Fehler aufgetreten ist.
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Für einen
Fachmann auf diesem Gebiet ist klar, dass bei den Codierungen von 3 oder 8 zusätzliche
Codierungen, die die gleichen Eigenschaften haben, durch einfache
Invarianz-Umwandlungen von denselben abgeleitet werden können. Als
ein Beispiel einer solchen Umwandlung kann die Codierung von 8 zu
einer äquivalenten
Form transformiert werden durch Invertieren der Bitwerte aller Sechs-Bit-Codewerte in dem
rechten Teil (drei Spalten) der Figur; dieser Prozess ist äquivalent
zu einer Exklusiv-ODER-Operation
mit einem konstanten binären
Wert von 111111. Ferner ergeben sich äquivalente Codierungen von
einer Exklusiv-ODER-Operation, die mit jedem konstanten Fünf-Bit-Binärwert auf
allen Fünf-Bit-Daten-Werten
in dem linken Teil der Figur durchgeführt wird; eine solche Codierung
kann ferner transformiert werden durch Invertieren der Bitwerte
der Sechs-Bit-Codewerte, wie es oben beschrieben ist, um eine weitere äquivalente
Codierung zu erzeugen.
Zweite Tabelle
Zweite Tabelle
Zweite Tabelle
Zweite Tabelle
