DE69320930T2

DE69320930T2 - Flüssigkristallanzeigevorrichtung

Info

Publication number: DE69320930T2
Application number: DE69320930T
Authority: DE
Inventors: Masafumi C/O Seiko Instruments Inc Tokyo Hoshino; Oniwa Hirotoma C/O Seiko Instruments Matsudo-Shi Chiba 271 Oniwa Hirotoma C/O Seiko Instruments; Senbonmatsu Shigeru C/O Seiko Instru Matsudo-Shi Chiba 271 Senbonmatsu Shigeru C/O Seiko Instru; Shuhei C/O Seiko Instruments Inc. Tokyo Yamamoto
Original assignee: Seiko Instruments Inc
Current assignee: Seiko Instruments Inc
Priority date: 1992-12-24
Filing date: 1993-12-22
Publication date: 1999-02-04
Anticipated expiration: 2013-12-23
Also published as: EP0604226A3; KR940015594A; DE69331610D1; EP0807921B1; DE69331021T2; US5621425A; EP0604226B1; EP0604226A2; EP0807921A1; DE69320930D1; KR100293309B1; DE69331610T2; DE69331021D1; EP0807920A1; EP0807920B1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Flüssigkristallanzeigevorrichtung. Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung ein Ansteuerverfahren für ein Ebene-Matrix-Feld, welches einen STN-Flüssigkristall o. dgl. verwendet. Ferner bezieht sich die Erfindung insbesondere auf ein Ansteuerverfahren, welches für das Mehrfachlinienauswahladressieren geeignet ist.
Die Flüssigkristallanzeigevorrichtung weist eine kompakte Größe, ein geringes Gewicht, eine flache Form und einen niedrigen Energieverbrauch auf, was im Vergleich zu anderen Typen von Anzeigevorrichtungen vorteilhaft ist. Daher ist jüngst intensiv an der Kommerzialisierung der Flüssigkristallanzeigevorrichtung gearbeitet worden. Die Flüssigkristallanzeigevorrichtung wird im allgemeinen in den Aktive-Matrix- Typ und einen Ebene-Matrix-Typ klassifiziert. Der erstgenannte Typ ist derart aufgebaut, daß entweder ein Drei-Anschluß-Element, wie z. B. ein Dünnfilmtransistor, oder ein Zwei-Anschluß-Element, wie z. B. eine MIM- Diode, mit jedem Pixefzum Ansteuern eines Flüssigkristalls verbunden ist. Obgleich eine Anzahl an Multiplex-Pixeln zunimmt, kann ein hoher Kontrast im Vergleich zu einem statischen Ansteuern erhalten werden. Da jedoch das Dünnfilmhalbleiterelement individuell für jedes Pixel gebildet wird, ist der Aufbau kompliziert, wodurch die Herstellungskosten zunehmen, wenn die Anzeigegröße erweitert wird. Andererseits ist der zuletzt genannte Typ derart aufgebaut, daß Reihen von Abtastelektroden und Spalten von Signalelektroden sandwichartig einen TN-Flüssigkristall oder einen STN- Flüssigkristall zwischen sich aufnehmen. Ein derartiger Aufbau verringert in vorteilhafter Weise die Herstellungskosten. Dieser Typ wird jedoch in einem Zeitteilungsmodus gemäß einem Spannungsmittelungsverfahren betrieben, und daher besteht ein Nachteil darin, daß eine effektive Spannungsdifferenz zwischen AN- und AUS-Zuständen abnimmt, wenn die Multiplex-Zahl erhöht wird, wodurch der Kontrast gesenkt wird.
Zum Hintergrund wird eine kurze Beschreibung des Spannungsmittelungsverfahrens gegeben, welches normalerweise zum Ansteuern des Ebene-Matrix-Typs der Flüssigkristallanzeigevorrichtung verwendet wird. Bei diesem Verfahren werden die jeweiligen Abtastelektroden sequentiell eine nach der anderen ausgewählt, während alle Signalelektroden mit Datensignalen, welche die AN/AUS-Zustände von Pixeln wiedergeben, synchron mit jeder Auswahlzeit versorgt werden. Daher empfängt jedes Pixel eine hohe Spannung eines Zeitspalts (1/N eines Rahmenzeitintervalls) innerhalb einer Rahmenperiode, während welcher eine Anzahl N an Abtastelektroden ausgewählt wird, während das gleiche Pixel eine konstante Bias-Spannung in dem verbleibenden Zeitintervall ((N-1)/N des Rahmenzeitintervalls) empfängt. In dem Falle, daß das verwendete Flüssigkristallmaterial ein langsameres Ansprechverhalten aufweist, kann eine Helligkeit erhalten werden, welche einer effektiven Spannung der während einer Rahmenperiode angelegten Wellenform entspricht. Wenn jedoch eine Rahmenfrequenz gesenkt wird, wenn die Multiplexzahl zunimmt, dann wird eine Differenz zwischen einer Rahmenperiodenzeit und einer Flüssigkristallansprechzeit verringert, so daß der Flüssigkristall auf jeden angelegten Impuls anspricht, um dadurch ein Helligkeitsflackern zu erzeugen, welches "Rahmenansprechen" genannt wird und welches den Kontrast verschlechtert. Die Fig. 15 ist ein Graph, der das Rahmenansprechen zeigt. Eine Transmissivität des Flüssigkristalls steigt an, wenn eine Abtastelektrode ausgewählt wird, und dann fällt die Transmissivität allmählich in einer Nichtauswahlperiode ab.
Um das Rahmenansprechen bei dem Spannungsmittelungsverfahren zu beseitigen, sind zwei verschiedene Gegenmaßnahmen vorgeschlagen worden, von welchen eine die "Hochfrequenzansteuerung" zum Verringern einer Breite eines Hochspannungsimpulses und die andere die "Optimierung des Bias-Pegels" ist zum Verringern einer Potentialdifferenz zwischen dem Hochspannungsimpuls und der Bias-Spannung. Die Fig. 16 ist ein Graph, welcher eine Transmissivitätsvariation bei dem Hochfrequenzansteuerung zeigt. Im Vergleich zu dem Graph der Fig. 15 wird die Rahmenfrequenz erhöht, wenn die Impulsbreite gesenkt wird. Der Hochspannungsimpuls wird zu einem Auswahlzeitpunkt mit einer verkürzten Periode angelegt, und daher wird ein nächster Hochspannungsimpuls zugeführt, bevor die Transmissivität auf einen minimalen Wert abfällt, um dadurch die Gesamttransmissivität anzuheben. Dieses Hochfrequenzansteuern weist jedoch einen Nachteil darin auf, daß eine Störung der angelegten Wellenform in ernsthafter Weise die Gleichförmigkeit des angezeigten Bildes behindern kann.
Die Fig. 17 ist wiederum ein Graph, welcher eine Transmissivitätsvariation in dem Falle zeigt, in dem der Bias-Pegel optimiert wird. Der Bias- Spannungspegel wird in der Nichtauswahlperiode angehoben, um eine effektive Spannungsdifferenz zwischen den Auswahl- und den Nichtauswahlperioden zu verringern. Im Vergleich zum Graph der Fig. 15 kann der Abfall der Transmissivität in der Nichtauswahlperiode verhindert werden. Dieses Bias-Pegeloptimierungsverfahren weist jedoch einen Nachteil darin auf, daß ein Spannungsverhältnis der AN- und AUS-Zustände abnimmt, wodurch der Anzeigekontrast verschlechtert wird.
In Anbetracht der verschiedenen Nachteile des Spannungsmittelungsverfahrens ist eine konsistente Lösung vorgeschlagen worden, die Mehrfachlinienauswahl, welche beispielsweise in "A Colour STN-LCD with Improved Contrast, Uniformity, and Response Times", in SID '92 DIGEST Seiten 232-235, 1992 von Optorex beschrieben worden ist. Ferner ist ein entsprechendes Verfahren "Active Addressing Method" in SID '92 DIGEST Seiten 228-231, 1992 durch In Focus Systems, Inc. offenbart worden. Diese Mehrfachauswahlverfahren beruhen auf dem Prinzip des Hochfrequenzansteuerns; im Gegensatz zu der herkömmlichen Signallinienauswahl werden jedoch gleichzeitig mehrere Linien ausgewählt, um in äquivalenter Weise den gleichen Effekt wie bei dem Hochfrequenzantrieb zu erhalten. Im Gegensatz zum Einzellinienauswählen erfordert das Mehrfachlinienauswählen eine spezifische Technik zum Realisieren einer freien Anzeige. Es wird nämlich ein originales Bildsignal arithmetisch bearbeitet, um die Signalelektroden zu betreiben. Ein Basisberechnungsschema ist durch T. N. Ruckmongathan 1988 vorgeschlagen worden (1988 IDRC, Seiten 80-85, 1988).
Ferner sind in JAPAN DISPLAY 1992-69 von In Focus Systems Inc. "Pulse- Height Modulation (PHM) Grey Shading Methods for Passive Matrix" vorgeschlagen worden, welche mit dem Mehrfachlinienauswahlverfahren kombiniert werden können (siehe ebenso den Artikel von T. J. Scheffer et al. in DISPLAYS, Heft 14, Nr. 2, April 1993, Seiten 74-85). Bei diesem Impulshöhenmodulationsgrauschattierungsverfahren ist zusätzlich zu einer Mehrzahl von tatsächlichen Abtastlinien eine virtuelle Abtastlinie vorgesehen. Virtuelle Bilddaten werden den Pixeln auf der virtuellen Abtastlinie zugeordnet. Diese virtuellen Daten werden beruhend auf Bilddaten (Punktdaten) berechnet, welche tatsächlichen Pixeln zugeordnet sind. Andererseits wird eine an jede Signallinie angelegte Signalwellenform durch arithmetisches Verarbeiten der tatsächlichen und der virtuellen Bilddaten gemäß dem vorangehenden Mehrfachlinienauswahlverfahren erhalten. Durch Vorsehen der virtuellen Linie in dieser Art und Weise kann jedes Pixel eine korrekte effektive Spannung gemäß den gegebenen Bilddaten empfangen. Anders ausgedrückt, die virtuelle Linie ist zur Einstellung vorgesehen, um in korrekter Weise eine effektive Spannung an die Pixel gemäß den gegebenen Bilddaten anzulegen.
In dem Falle, daß die Grauschattierung durch die Impulshöhenmodulation bei dem Mehrfachlinienauswahlverfahren bewirkt wird, werden die virtuellen Punktdaten, welche der virtuellen Linie zugeordnet sind, beruhend auf den tatsächlichen Matrixpunktdaten berechnet. Alle tatsächlichen Punktdaten können einen kontinuierlichen Wert im Bereich von "-1" bis " + 1" in der Grauschattierungsanzeige aufweisen. Bei der Impulshöhenmodulation weist der Wert der virtuellen Punktdaten einen maximalen Wert auf, der proportional zur Wurzelzahl der Gesamtlinienzahl N ist, wenn alle Matrixpunktdaten einen Wert "0" aufweisen. Daher steigt, wenn die Gesamtlinienzahl N zunimmt, der Wert der virtuellen Punktdaten an. Dafür wird, wenn das Bildmuster insgesamt in einem Zwischengrauzustand zwischen den vollständigen schwarzen und weißen Zuständen gehalten wird, eine pulsierende Hochspannung an die Signalelektroden bei einem Zeitfenster angelegt, während welchem eine letzte Gruppe von mehreren Linien, umfassend die virtuelle Linie, gleichzeitig ausgewählt ist. Wie vorangehend beschrieben, wird die pulsierende Hochspannung an die Spaltensignalelektroden in Abhängigkeit von einem Bildmuster angelegt, und eine Frequenzcharakteristik der an den Flüssigkristall angelegten Bias- Spannung ändert sich, um dadurch eine Transmissivitätsfluktuation zu bewirken. Es ist somit die Aufgabe der Erfindung, die pulsierende Hochspannung, welche bei der Grauschattierungsanzeige erzeugt wird, durch die Impulshöhenmodulation aufzuspreizen, um eine Variation der Transmissivität aufgrund der Frequenzcharakteristik des Flüssigkristalls zu unterdrücken.
Gemäß einem ersten Aspekt sieht die vorliegende Erfindung ein Verfahren zum Ansteuern eines Flüssigkristallfelds mit einer Mehrzahl von Abtastelektroden, einer Mehrzahl von Signalelektroden und einem dazwischen angeordneten Flüssigkristall vor, umfassend die Schritte:
gleichzeitiges Auswählen einer Gruppe von mehreren (L) der Abtastelektroden, um an diese jeweilige Abtastsignale anzulegen,
Anlegen von Datensignalen an die Signalelektroden synchron mit den Abtastsignalen, und
sequentielles Abtasten jeder Gruppe von mehreren Abtastelektroden, um ein Rahmenabtasten durchzuführen, worin die Abtastsignale verschiedene Spannungspegel aufweisen, wenn sie an jeweilige der gleichzeitig ausgewählten Abtastelektroden angelegt werden, derart, daß die Abtastsignale ein gegebenes Kombinationsmuster für jede Gruppe von mehreren Abtastelektroden bilden und das Kombinationsmuster zyklisch immer dann wiederholt wird, wenn eine gegebene Anzahl der Rahmenabtastungen durchgeführt wird, und
worin an jede Signalelektrode eine Datensignalspannung Gj(t) angelegt wird, welche gemäß der folgenden Gleichung beruhend auf dem Abtastsignal Fi(t) und Punkdaten Iij berechnet wird:
wobei V(L + 1)j Daten bezeichnet, welche einer virtuellen Linie der Abtastelektrode zugeordnet sind und einmal bei jeder Anzahl L hinzuaddiert werden, und gemäß der folgenden Gleichung berechnet wird:
wobei die Daten der virtuellen Linie in gleichgeteilter Weise immer hinzuaddiert werden, wenn die Anzahl L der Abtastelektroden ausgewählt ist, anstelle des Hinzuaddierens der Daten der virtuellen Linie bei einer (N + 1)-ten virtuellen Linie.
Gemäß einem zweiten Aspekt sieht die Erfindung ein Verfahren zum Ansteuern eines Flüssigkristallfelds mit einer Mehrzahl (N) an Abtastelektroden, einer Mehrzahl an Signalelektroden und einem dazwischen angeordneten Flüssigkristall vor, umfassend die Schritte:
gleichzeitiges Auswählen einer Gruppe mehrerer (L) der Abtastelektroden, um an diese jeweilige Abtastsignale anzulegen,
das Anlegen von Datensignalen an die Signalelektroden synchron zu den Abtastsignalen, und
das sequentielle Abtasten jeder Gruppe von mehreren Abtastelektroden, um eine Rahmenabtastung durchzuführen, wobei die Abtastsignale verschiedene Spannungspegel aufweisen, wenn sie an jeweilige der gleichzeitig ausgewählten Abtastelektroden angelegt werden, derart, daß die Abtastsignale ein gegebenes Kombinationsmuster für jede Gruppe von mehreren Abtastelektroden bilden und das Kombinationsmuster zyklisch immer dann wiederholt wird, wenn eine gegebene Anzahl der Rahmenabtastungen durchgeführt wird, und
worin an jede Signalelektrode eine Datensignalspannung Gj(t) angelegt wird, die gemäß der folgenden Gleichung beruhend auf dem Abtastsignal Fi(t) und Punktdaten Iij berechnet wird:
worin Vkj Daten bezeichnet, die einer virtuellen Linie der Abtastelektrode zugeordnet sind und einmal bei jeder Anzahl L hinzuaddiert werden, und gemäß der folgenden Gleichung berechnet wird:
wobei die Daten der virtuellen Linie, welche an der (L + 1)-ten Linie hinzuaddiert werden sollten, zum Hinzuaddieren immer berechnet werden, wenn die Anzahl L der Abtastelektroden ausgewählt wird, gemäß den Punktdaten, welche der Anzahl L der Abtastelektroden zugeordnet sind.
Gemäß einem dritten Aspekt sieht die vorliegende Erfindung ein Verfahren zum Ansteuern eines Flüssigkristallfelds mit einer Mehrzahl (N) an Abtastelektroden, einer Mehrzahl an Signalelektroden und einem dazwischen angeordneten Flüssigkristall vor, umfassend die Schritte:
gleichzeitiges Auswählen einer Gruppe von mehreren (L) der Abtastelektroden, um an diese jeweilige Abtastsignale anzulegen,
Anlegen von Datensignalen an die Signalelektroden synchron zu den Abtastsignalen, und
sequentielles Abtasten jeder Gruppe von mehreren Abtastelektroden, um ein Rahmenabtasten durchzuführen, worin die Abtastsignale verschiedene Spannungspegel aufweisen, wenn sie an jeweilige der gleichzeitig ausgewählten Abtastelektroden angelegt werden, derart, daß die Abtastsignale ein gegebenes Kombinationsmuster für jede Gruppe von mehreren Abtastelektroden bilden und das Kombinationsmuster immer zyklisch wiederholt wird, wenn eine gegebene Anzahl an Rahmenabtastungen durchgeführt wird, und
worin an jede Signalelektrode eine Datensignalspannung Gj(t) angelegt wird, welche gemäß der folgenden Gleichung, beruhend auf dem Abtastsignal Fi(t) und Punktdaten Iij berechnet wird:
worin Vkj Daten bezeichnet, welche einer virtuellen Linie der Abtastelektrode zugeordnet sind und einmal bei jeder Anzahl L hinzugefügt werden, und gemäß der folgenden Gleichung berechnet wird:
wobei die Daten der virtuellen Datenlinien, welche bei der (L + 1)-ten Linie hinzuaddiert werden sollten, zum Hinzuaddieren immer berechnet werden, wenn die Anzahl L der Abtastelektroden ausgewählt wird, gemäß alten Punktdaten, welche der L-Anzahl der Abtastelektroden zugeordnet waren, als diese "A"-Wiederholungen vorher ausgewählt waren, wobei "A" eine ganze Zahl kleiner als 10 bezeichnet.
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden nun mit Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben, in welchen:
Fig. 1 ein Blockdiagramm ist, welches einen Grundaufbau der erfindungsgemäßen Flüssigkristallanzeigevorrichtung zeigt,
Fig. 2 ein Zeitdiagramm ist, welches eine Ausführungsform eines Mehrfachlinien-Gleichzeitigansteuerns zeigt;
Fig. 3 ein Wellenformdiagramm ist, welches einen orthonormalen Satz von Walsh-Funktionen zeigt;
Fig. 4 ein Graph ist, welcher eine Abhängigkeit eines Kontrastverhältnisses von einem Reihenauswahlzeitintervall eines Flüssigkristallanzeigefelds zeigt;
Fig. 5A und 5B ein Schaltungsdiagramm sind, welches einen detaillierten Aufbau einer Ansteuerschaltung der in Fig. 1 gezeigten Flüssigkristallanzeigevorrichtung zeigt;
Fig. 6 ein Schaltungsdiagramm ist, welches einen detaillierten Aufbau einer Speichereinheit zeigt, die in der Ansteuerschaltung der Fig. 5 enthalten ist;
Fig. 7 ein Schaltungsdiagramm ist, welches einen in der Ansteuerschaltung der Fig. 5 enthaltenen Walsh-Funktionsgenerator zeigt;
Fig. 8 ein Schaltungsdiagramm ist, welches einen detaillierten Aufbau einer in der Ansteuerschaltung der Fig. 5 enthaltenen Berechnungseinheit zeigt;
Fig. 9A und 9B eine Gruppe sind, welche das optische Ansprechen des Ebene-Matrix-Typ-Flüssigkristallfelds zeigt;
Fig. 10 ein Zeitdiagramm ist, welches den Mehrfachliniengleichzeitig-Antrieb gemäß einem Horizontalverschiebeverfahren zeigt;
Fig. 11 eine Gruppe ist, welche ein optisches Ansprechen des Flüssigkristallanzeigefelds zeigt;
Fig. 12 ein Schaltungsdiagramm ist, welches eine beispielhafte Struktur des Walsh-Funktionsgenerators zeigt, der für den Horizontalverschiebeantrieb geeignet ist;
Fig. 13 ein Zeitdiagramm ist, welches das Mehrfachliniengleichzeitig-Ansteuern gemäß einem Vertikalverschiebeverfahren darstellt;
Fig. 14 ein Schaltungsdiagramm ist, welches eine beispielhafte Struktur des Walsh-Funktionsgenerators zeigt, der für das Vertikalverschiebeansteuern geeignet ist;
Fig. 15 ein Graph ist, welcher das optische Ansprechen einer herkömmlichen Flüssigkristallanzeigevorrichtung des Ebene-Matrix-Typs zeigt;
Figür 16 ein Graph ist, welcher ein weiteres optisches Ansprechen der herkömmlichen Flüssigkristallanzeigevorrichtung des Ebene-Matrix-Typs zeigt;
Fig. 17 ein Graph ist, welcher ein weiteres optisches Ansprechen des herkömmlichen Flüssigkristallanzeigefelds des Ebene-Matrix-Typs zeigt;
Fig. 18 ein Graph ist, welcher eine Frequenzabhängigkeit einer Flüssigkristallanzeigevorrichtung des Ebene-Matrix-Typs zeigt;
Fig. 19 ein Zeitdiagramm ist, welches ein weiteres Beispiel des Mehrfachlinien-gleichzeitig-Ansteuerns gemäß dem Vertikalverschiebeverfahren zeigt;
Fig. 20 ein Zeitdiagramm ist, welches ein weiteres Beispiel des Mehrfachlinien-gleichzeitig-Ansteuerns gemäß dem Vertikalverschiebeverfahren zeigt;
Fig. 21 ein schematisches Diagramm ist, welches das erfindungsgemäß Mehrfachlinien-gleichzeitig-Ansteuern zeigt, bei welchem eine Anzahl ausgewählter Linien optimiert ist;
Fig. 22 ein Graph ist, welcher eine Beziehung zwischen einer Treiberdurchbruchspannung und der Anzahl gleichzeitig ausgewählter Linien zeigt;
Fig. 23 ein Graph ist, welcher in gleicher Weise die Beziehung zwischen der Treiberdurchbruchspannung und der Anzahl gleichzeitig ausgewählter Linien zeigt;
Fig. 24 ein Zeitdiagramm ist, welches ein herkömmliches Grauschattierungsverfahren gemäß einer Impulshöhenmodulation zeigt;
Fig. 25 ein Zeitdiagramm ist, welches das erfindungsgemäße Grauschattierungsverfahren gemäß der Impulshöhenmodulation zeigt;
Fig. 26 ein Zeitdiagramm ist, welches ein weiteres Beispiel des erfindungsgemäßen Grauschattierungsverfahrens gemäß der Impulshöhenmodulation zeigt.
Mit Bezug auf die Fig. 1 wird eine Beschreibung eines Grundaufbaus der Erfindung gegeben. Wie in der Figur gezeigt, umfaßt eine Flüssigkristallanzeigevorrichtung im allgemeinen ein Matrixfeld 1, einen gemeinsamen Treiber 2 und einen Segmenttreiber 3. Das Matrixfeld 1 ist derart aufgebaut, daß eine Flüssigkristallage zwischen Reihen von Abtastelektroden 4 und Spalten von Signalelektroden 5 angeordnet ist. Die Flüssigkristallschicht kann von einem STN-Flüssigkristall gebildet sein. Der gemeinsame Treiber 2 ist zum Ansteuern der Abtastelektroden 4 angeschlossen. Der Segmenttreiber 3 ist zum Ansteuern der Signalelektroden 5 angeschlossen.
Die Vorrichtung umfaßt einen Rahmenspeicher 6, ein orthonormal Signalerzeugungsmittel 7, ein Punktproduktberechnungsmittel 8 und ein Synchronisationsmittel 9. Der Rahmenspeicher 6 hält eingegebene Matrixpunktdaten Rahmen für Rahmen. Alle Punktdaten geben Bilddaten oder einen Bilddatenwert wieder, welcher einem Pixel zugeordnet ist, das an einem Schnittpunkt zwischen einer Reihe der Abtastelektroden 4 und einer Spalte der Signalelektroden 5 definiert ist. Das orthonormal- Signalerzeugungsmittel 7 erzeugt einen Satz von Orthonormalsignalen, welche sequentiell in einem gewünschten Kombinationsmuster derselben zu dem gemeinsamen Treiber 2 geleitet werden, derart, daß die Reihen von Abtastelektroden wahlweise in Gruppen-sequentieller Weise gemäß dem gegebenem Kombinationsmuster betrieben werden. In der schematischen Figur werden drei Abtastelektroden gleichzeitig als eine Gruppe betrieben. Das Punktproduktberechnungsmittel 8 führt eine spezifische Punktproduktberechnung zwischen einem Satz von Punktdaten, welche sequentiell von dem Rahmenspeicher 6 ausgelesen werden, und dem Satz der Orthonormalsignale durch, welche von dem Orthonormal- Signalerzeugungsmittel 7 übertragen werden. Die berechneten Ergebnisse werden zu dem Segmenttreiber 3 geleitet, um die Spaltensignalelektroden 5 zu betreiben. Das Synchronisationsmittel 9 synchronisiert eine Lesezeit der Punktdaten von dem Rahmenspeicher 6 mit einer Signalübertragungszeit von dem Orthonormalsignalerzeugungsmittel 7. Das Gruppen-sequentiell- Abtasten wird wiederholt für mehrere Rahmen bei einem Zyklus durchgeführt, um dadurch ein gewünschtes Bild anzuzeigen. Die erfindungsgemäße Flüssigkristallanzeigevorrichtung umfaßt ferner ein R/W- Adreßmittel 10 zum Steuern des Lesens und Schreibens der Punktdaten für den Rahmenspeicher 6. Das R/W-Adreßmittel 10 wird durch das Synchronisationsmittel 9 gesteuert, um ein gegebenes Leseadreßsignal zu dem Rahmenspeicher 6 zu leiten. Zusätzlich ist ein Ansteuer-Steuermittel 11 vorgesehen, um ein gegebenes Taktsignal unter der Steuerung des Synchronisationsmittels 9 zu dem gemeinsamen Treiber 2 und dem Segmenttreiber 3 zu leiten.
Nachfolgend wird eine Beschreibung der Mehrfachlinienauswahl gegeben, bei welcher vier Linien der Abtastelektroden gleichzeitig ausgewählt werden. Die Fig. 2 zeigt eine Wellenform des gleichzeitigen Ansteuerns der vier Linien bzw. Zeilen. F1(t) - F8(t) bezeichnen Spannungswellenformen, welche an die jeweilige Reihe von Abtastelektroden angelegt werden. G1(t) - G3(t) bezeichnen Spannungswellenformen, welche an die jeweiligen Spaltensignalelektroden angelegt werden. Die Abtastsignalwellenform ist gemäß einer Walsh-Funktion gesetzt, welche eine der vollständigen Orthonormalfunktionen in "0" und "1" Pegeln ist. Die Abtastwellenform ist auf "-Vr" gesetzt, entsprechend "0", ist auf "+ Vr" gesetzt, entsprechend "1", und ist während einer Nichtauswahlperiode auf OV gesetzt. Vier Linien oder Zeilen werden gleichzeitig als eine Gruppe ausgewählt, so daß jede Gruppe sequentiell von oben nach unten bei der Anzeige abgetastet wird. Das viermalige Wiederholen der sequentiellen Gruppenabtastung entspricht einer Periode der Walsh-Funktion, um einen ersten Halbzyklus zu beenden. In einer nächsten Periode wird ein zweiter Halbzyklus durchgeführt, während die Polarität des Signals invertiert ist, um dadurch eine Gleichspannungskomponente zu entfernen.
Andererseits sind alle Punktdaten Iij auf "-1" gesetzt für das AN- Zustandspixel, und sind auf "+ 1" gesetzt für das AUS-Zustandspixel, wobei "i" eine Reihenzahl der Matrix bezeichnet und "j" eine Spaltenzahl der Matrix bezeichnet. Dann wird das Spaltendatensignal Gj(t), welches an jede Signalelektrode angelegt wird, grundsätzlich durch Durchführung der folgenden Punktproduktberechnung gesetzt:
Bei der vorangehenden Berechnung wird die Summation nur für die ausgewählten Linien bewirkt, da die Abtastsignalspannung in der Nichtauswahlperiode auf den "0"-Pegel gesetzt ist. Dementsprechend können bei der gleichzeitigen Auswahl der vier Linien die Datensignale fünf Spannungspegel annehmen. Das heißt, das Datensignal erfordert eine bestimmte Anzahl an Spannungspegeln, welche gleich zu "gleichzeitig ausgewählte Anzahl an Linien + eins" ist.
Die Fig. 3 zeigt Wellenformen von Walsh-Funktionen anderer Ordnungen. Im Falle der gleichzeitigen Auswahl von vier Linien können beispielsweise Walsh-Funktionen der ersten vier Ordnungen verwendet werden, um den Satz von Reihenabtastsignalwellenformen zu bilden. Wie aus dem Vergleich zwischen Fig. 2 und Fig. 3 verständlich wird, entspricht das Reihenabtastsignal F1 (t) der Walsh-Funktion W1 der ersten Ordnung. Die Funktion W 1 hält über eine Periode hinweg einen hohen Pegel, und somit enthält das Signal F1 (t) eine Sequenz von vier Impulsen die bei 1, 1, 1, 1 liegen. Das Reihensingal F2(t) entspricht der Walsh-Funktion W2 zweiter Ordnung. Die Funktion W2 weist in einer ersten Halbperiode einen hohen Pegel auf und weist in einer zweiten Halbperiode einen niederen Pegel auf. Daher umfaßt das Signal F2(t) vier Impulse in der Sequenz 1, 1, 0, 0. In entsprechender Art und Weise entspricht die Reihenfunktion F3(t) der Walsh-Funktion W3 dritter Ordnung, so daß die vier Impulse in der Sequenz 1, 0, 0, 1 angeordnet sind. Ferner entspricht das Reihensignal F4(t) der Walsh-Funktion W4 vierter Ordnung, so daß die vier Impulse in der Sequenz 1, 0, 1, 0 angeordnet sind. Wie aus der vorangehenden Beschreibung hervorgeht, ist der Satz von Abtastsignalen, die gleichzeitig an eine Gruppe der Abtastelektroden angelegt werden, wiedergegeben durch eine geeignete Kombination von (1, 1, 1), (1, 1, 0, 0), (1, 0, 0, 1) und (1, 0, 1, 0), beruhend auf der orthonormalen Relation. In dem Falle der Fig. 2 empfängt die zweite Gruppe den Satz von orthonormalen Signalen F5(t)-F8(t) mit dem gleichen Kombinationsmuster. In entsprechender Art und Weise empfangen die dritte und die vierte Gruppe den Satz von orthonormalen Signalen mit dem gleichen Kombinationsmuster.
Wie vorangehend beschrieben wird gemäß dem Mehrfachlinienauswahlverfahren ein Gangunterschied zwischen benachbarten Hochspannungsimpulsen verringert, um den gleichen Effekt zu erhalten, wie das Hochfrequenzansteuern ohne Verringern der Impulsbreite. Ferner wird eine Potentialdifferenz zwischen dem Hochspannungsimpuls und der Bias-Spannung verringert, um die Bias- Spannung ohne Verschlechterung des AN/AUS-Auswahlverhältnisses anzuheben, wodurch eine Verschlechterung des Kontrastes aufgrund des Rahmenansprechens vermieden wird. Die Fig. 4 ist ein Graph, welcher die Abhängigkeit des Kontrastverhältnisses bei einem Reihenauswahlzeitintervall der Abtastelektrode zeigt. Wie man aus dem Graph erkennt, wird das Kontrastverhältnis des Mehrfachlinienauswahlverfahrens im Vergleich zu dem Spannungsmittelungsverfahren verbessert. Das Mehrfachlinienauswahlverfahren führt zum Unterdrücken des Rahmenansprechens bei der schnell betriebenen Flüssigkristallanzeigevorrichtung, zur Verbesserung der Gleichförmigkeit der Anzeigequalität, zur Verringerung einer Versorgungsspannung, zum Entfernen einer Gleichspannungskomponente usw.
Bei dem Mehrfachauswahlverfahren des Ebene-Matrix-Typs eines Flüssigkristallfeldes wird die Anzahl gleichzeitig ausgewählter Linien jeder Gruppe optimiert, um die Durchbruchspannung zwischen dem Segmenttreiber und dem gemeinsamen Treiber auszugleichen. Genauer gesagt liegt die Linienanzahl n der in einer Gruppe enthaltenen Abtastelektroden im Bereich der Quadratwurzel der Gesamtabtastlinienanzahl N. Im allgemeinen wird, wenn die Linienzahl der gleichzeitig ausgewählten Abtastelektroden in einer Gruppe zunimmt, die Ordnung der verwendeten orthonormalen Signale entsprechend hoch gemacht. Das heißt, eine Anzahl an Impulsen in einem Zyklus nimmt derart zu, daß die Impulsspannung in großem Ausmaß erweitert wird, so daß jede Impulshöhe des orthonormalen Signals gesenkt wird. Als Konsequenzdaraus wird, wenn die Anzahl der gleichzeitig ausgewählten Linien zunimmt, die bei dem gemeinsamen Treiber erforderliche Durchbruchspannung gesenkt. Andererseits wird, wenn die Anzahl gleichzeitig ausgewählter Linien zunimmt, das Punktproduktsignal komplizierter, um eine Anzahl erforderlicher Spannungspegel anzuheben. Als Folge daraus steigt, wenn die Anzahl gleichzeitig ausgewählter Linien zunimmt, der Bereich der Punktproduktsignale an, um dadurch die für den Segmenttreiber erforderliche Durchbruchspannung anzuheben. Daher weisen die Durchbruchspannungen des gemeinsamen und des Segmenttreibers eine reziproke Beziehung zueinander hinsichtlich der Anzahl n an gleichzeitig ausgewählten Linien auf. Daher wird die Anzahl n an gleichzeitig ausgewählten Linien bei der Erfindung optimiert, um die Durchbruchspannungen des Segment- und des gemeinsamen Treibers aneinander auszugleichen.
Bei dem Mehrfachlinienauswahlverfahren werden mehrere Reihenlinien gleichzeitig ausgewählt, um das Gruppen-sequentiell-Abtasten von einer oberen Seite zu einer unteren Seite der Anzeige durchzuführen. Bei diesem Betrieb wird die Phase des an die gleichzeitig ausgewählten Abtastelektroden angelegten Reihenabtastsignalsatzes hinsichtlich des unmittelbar vorangehenden Reihenabtastsignalsatzes, welcher an die vorangehende Gruppe von gleichzeitig ausgewählten Abtastelektroden angelegt worden ist, verschoben. Durch eine derartige horizontale Phasenverschiebung wird die an den Flüssigkristall angelegte Bias- Spannung verteilt, anstelle daß sie auf eine Rahmenperiode innerhalb eines Halbzyklus konzentriert wird, wenn alle Pixel entweder im AN- oder AUS- Zustand sind. Die Phasenverschiebung kann sequentiell derart gesteuert werden, daß das letzte gesetzte orthonormale Signal bezüglich des ersten innerhalb eines Abtastintervalls gesetzten orthonormalen Signals um wenigstens eine Periode verschoben ist. Daher ist es nicht erforderlich, aufeinanderfolgend die Phasenverschiebung zwischen benachbarten Gruppen der Reihenlinien durchzuführen, sondern die Phasenverschiebung kann jedesmal, nachdem mehrere Gruppen abgetastet wurden, durchgeführt werden, um eine Periode der Phasenverschiebung in einem Rahmenabtast- Rahmenintervall zu vervollständigen. Dasselbe trifft zu, wenn die Anzeigevorrichtung von unten nach oben umgekehrt zur von oben nach unten Weise abgetastet wird, oder wenn die Anzeigefläche in statistischer Art und Weise abgetastet wird. Wie vorangehend beschrieben, tritt die Kontrastschwankung in Abhängigkeit von dem Bildmuster bei den herkömmlichen Mehrfachlinienauswahlverfahren auf. In Anbetracht dessen wird der Satz von orthonormalen Signalwellenformen sequentiell horizontal phasenverschoben, um das optische Ansprechen zu nivellieren, um dadurch das Rahmenansprechen zu unterdrücken und den Kontrast in dem gesamten AN- oder AUS-Zustand zu verbessern.
Bei dem Mehrfachlinienauswahlverfahren wird normalerweise jede Gruppe von mehreren Linien sequentiell ausgewählt, um die Anzeigefläche von oben nach unten abzutasten. Dieses Rahmenabtasten von oben nach unten wird mehrere Male wiederholt, um einen Zyklus der orthonormalen Funktion zu vervollständigen. In diesem Betrieb werden jeweilige orthonormale Wellenformen, welche an die gleichzeitig ausgewählten mehreren Linien angelegt werden, miteinander zwischen einem vorangehenden Zyklus und · einem nachfolgenden Zyklus vertauscht, um eine Frequenz der an jede Linie angelegten Wellenform gleichförmig zu machen, um dadurch horizontale Streifenschattierungen, welche bei einem der Breite der mehreren Linien entsprechenden Abstand auftreten, zu eliminieren. Optimalerweise werden die orthonormalen Wellenformen untereinander derart vertauscht, daß die Wellenform bei jedem Zyklus um eine Linie vertikal verschoben wird, so daß die zweite Wellenform auf die erste Wellenform aktualisiert wird, die dritte Wellenform auf die zweite Wellenform aktualisiert wird usw. Daher empfängt jede Linie von Zyklus zu Zyklus verschiedene orthonormale Wellenformen, um dadurch die Frequenzverteilung der mehreren ausgewählten Linien gleichförmig zu machen. Alternativ werden einfach die Wellenform mit der höchsten Frequenz und die Wellenform mit der niedrigsten Frequenz miteinander vertauscht. Ferner kann zum Mitteln der Frequenz der Wellenform, welche an die jeweilige Abtastelektrode angelegt wird, das Untereinandervertauschen nach jeweils mehreren Zyklen anstelle nach jedem Zyklus durchgeführt werden. Ferner kann das Untereinandervertauschen bei jedem halben Zyklus vorgenommen werden, wenn die Wellenformen in geeigneter Weise angeordnet sind, um das Anlegen einer Gleichspannungskomponente an den Flüssigkristall zu vermeiden. Zusätzlich kann die vorangehende Vertikalverschiebung bewirkt werden, wenn die Anzeigefläche von unten nach oben oder in statistischer Weise abgetastet wird, in gleicher Weise zu der Vorwärtsabtastung der Anzeigefläche von oben nach unten. Im Gegensatz zu der herkömmlichen Mehrfachlinienauswahl, welche eine horizontale Streifenschattierung bei der Breite der mehreren Linien erzeugt, werden die Wellenformen der Reihenabtastsignale gemäß einer Periode der orthonormalen Funktionen bei der vorliegenden Erfindung untereinander getauscht, um die Frequenz jedes Reihenabtastsignals zu mitteln, um dadurch die horizontalen Streifenschattierungen zu eliminieren.
Nachfolgend wird die Lösung zum Realisieren des Ziels der Erfindung angegeben. Das heißt, in dem Falle, daß die Grauschattierung durch die Impulshöhenmodulation bei dem Mehrfachlinienauswahlverfahren durchgeführt wird, wird nicht eine virtuelle Linie bei einer Ordnung von N + 1 vorgesehen, sondern jede virtuelle Linie wird für jede Gruppe der mehreren Linien vorgesehen, um eine effektive Spannung über die Spaltensignalwellenformen aufzuspreizen, um dadurch das Anlegen einer pulsierenden Hochspannung an die Spaltensignalelektroden zu vermeiden. In der Praxis werden virtuelle Daten V(L + 1)j gemäß der folgenden ersten Gleichung berechnet, und das Spaltendatensignal G1(t) wird gemäß der folgenden zweiten Gleichung berechnet. Das heißt, die virtuellen Daten V(L + 1) werden immer dann hinzuaddiert, wenn eine Gruppe von mehreren Linien gleichzeitig ausgewählt ist, um den Spannungspegel der Spaltensignallinien zu bestimmen. Bei dieser Berechnung wird der Wert V(L + 1) L/N-mal demjenigen von V(N + 1) in der Ordnung von L, um dadurch das Anlegen einer übermäßig hohen Spannung zu vermeiden.
Im Gegensatz zu der herkömmlichen Grauschattierung der Mehrfachlinienauswahl, welche den Nachteil einer Fluktuation der Transmissivität in Abhängigkeit von einem Bildmuster aufweist, werden die virtuellen Daten über die Gruppen von mehreren Linien aufgespreizt, so daß die tatsächlich an den Flüssigkristall angelegte Wellenform durch die Frequenz der Reihenabtastsignale dominiert wird, um dadurch die Anzeige gleichmäßig zu machen.
Ferner kann beim Vorsehen der virtuellen Linie für jede Gruppe von mehreren Linien die effektive Spannung, welche auf die Linie der Ordnung N + 1 konzentriert ist, immer berechnet werden, wenn die Anzahl L an Linien ausgewählt wird, so daß ein Aufspreizen über die Spaltenwellenformen erhalten wird, um dadurch das Anlegen einer pulsierenden Hochspannung an die Spaltensignalelektroden zu vermeiden. In einem derartigen Falle werden die virtuellen Daten Vkj gemäß der folgenden ersten Gleichung berechnet, und das Datensignal Gj(t) wird gemäß der folgenden zweiten Gleichung berechnet. Das heißt, die virtuellen Daten Vkj werden immer dann, wenn die Gruppe von mehreren Leitungen ausgewählt ist, berechnet, und das berechnete Ergebnis wird hinzuaddiert, um den Spannungspegel der Spaltensignalelektroden zu bestimmen. In diesem Falle erreicht der Wert von Vkj maximal nur L, um dadurch das Anlegen einer übermäßig hohen Spannung zu vermeiden.
Im Gegensatz zu der herkömmlichen Grauschattierung bei der Mehrfachlinienauswahl, welche den Nachteil einer von einem Bildmuster abhängigen Transmissivitätsfluktuation aufweist, werden erfindungsgemäß die virtuellen Daten in geteilter Art und Weise immer dann angewandt, wenn die Gruppe aus mehreren Linien ausgewählt wird, derart, daß die tatsächlich an den Flüssigkristall angelegte Wellenform durch die Frequenz des Reihenabtastsignals dominiert ist, um dadurch die Anzeige unbeachtlich des Anzeigemusters gleichförmig zu machen.
Wie vorangehend beschrieben werden die virtuellen Daten Vkj immer berechnet, wenn die Gruppe aus mehreren Linien ausgewählt ist, und das berechnete Ergebnis wird hinzuaddiert, um den Spannungspegel der das berechnete Ergebnis wird hinzuaddiert, um den Spannungspegel der Spaltensignalelektroden zu bestimmen. Bei dieser Berechnung kann der Wert von Vkj gemäß der folgenden Gleichung, beruhend auf den Punktdaten berechnet werden, welche der L-Anzahl an Linien zugeordnet sind, die in einem vorangehenden Zyklus, anstelle dem momentanen Zyklus ausgewählt waren.
Die virtuellen Daten Vkj werden gemäß den Punktdaten der Anzahl L an Linien berechnet, welche von dem Rahmenspeicher bei einem unmittelbar vorhergehenden oder einem weiter vorhergehenden Zyklus entnommen worden sind, und daher wird die Berechnungszeit verlängert, um den Aufbau einer Treiberschaltung zu vereinfachen.
Gemäß der Erfindung wird bei der Grauschattierungsanzeige unter Verwendung der Impulshöhenmodulation, anstelle des Vorsehens einer einzigen virtuellen Linie bei einer Linie der Ordnung N + 1, jede virtuelle Linie für die jeweilige Gruppe von mehreren gleichzeitigen Linien vorgesehen, um die der Linie der Ordnung N + 1 zugeordnete effektive Spannung über die gesamte Wellenform aufzuspreizen, um dadurch das Anlegen einer pulsierenden Hochspannung an die Signalelektrode zu vermeiden. Daher wird der Hochspannungsimpuls nur an die Abtastelektroden angelegt, unbeachtlich des Bildmusters, um die Anzeigefläche gleichförmig zu machen. Ferner werden die virtuellen Punktdaten, welche der virtuellen Linie zugeordnet sind, immer dann berechnet, wenn die Gruppe mehrerer gleichzeitiger Linien abgetastet wird, um dadurch das Anlegen einer pulsierenden Hochspannung an die Signalelektrodenlinie zu vermeiden. In diesem Falle können die virtuellen Punktdaten gemäß den tatsächlichen Punktdaten der Vergangenheit berechnet werden, anstelle der momentanen tatsächlichen Punktdaten, um einen schnelleren Betrieb und eine Vereinfachung der Treiberschaltung zu erzielen.
Nachfolgend werden bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung detailliert mit Bezug auf die Zeichnungen beschrieben. Die Fig. 5A und 5B sind detaillierte Schaltungsdiagramme, welche eine erste Ausführungsform zeigen, die derart aufgebaut ist, daß der in Fig. 1 gezeigte Grundaufbau verwirklicht ist. Wie in Fig. 5A gezeigt, ist die vorliegende Ausführungsform mit einem Seriell/Parallel-Wandler (S/P) 21 versehen, um eingegebene serielle Punktdaten in aus acht Bit bestehende parallele Punktdaten umzuwandeln. Den Punktdaten wird die Form eines digitalen RGB-Signals gegeben. Eine Mehrzahl von Speichereinheiten 22-25 ist mit dem S/P-Wandler 21 verbunden. Jede Speichereinheit entspricht einer Reihe der Matrix, um die Punktdaten in der Sequenz von acht-Bit- Werten aufzuzeichnen. Beispielsweise speichert die erste Speichereinheit 21 aufeinanderfolgend acht Bits der der ersten Reihe zugeordneten Punktdaten. In gleicher Weise empfängt die zweite Speichereinheit 23 aufeinanderfolgend acht Bits der der zweiten Reihe zugeordneten Punktdaten. Auf diese Art und Weise entspricht die Mehrzahl von Speichereinheiten 22-25 dem Rahmenspeicher 6 der Fig. 1. Ein Schreibetaktgenerator 26 empfängt einen Punkttakt sowie ein Rahmensignal FRM und Taktsignale CL1, CL2 von dem Seriell/Parallel- Wandler 21, um zu den Speichereinheiten ein Schreibesignal WE, ein Schreibegattersignal G und ein Lesetaktsignal CK zu leiten. Das Taktsignal CL1 entspricht der Bitsequenz der seriellen Punktdaten, und das andere Taktsignal CL2 entspricht jedem parallelen Satz von acht Bits. Ferner ist mit den Speichereinheiten 22 bis 25 durch einen Adreßschalter 29 ein Paar von Schreibe- und Leseadreßgeneratoren 27, 28 verbunden. Der Schreibeadreßgenerator 27 wird durch den Schreibetaktgenerator 26 gesteuert. Die vorangehend erwähnten Schreibetaktgenerator 26, Schreibeadreßgenerator 27, Leseadreßgenerator 28 und Adreßschalter 29 entsprechen den R/W-Adreßmittel 10 der Fig. 1. Ferner wird der Leseadreßgenerator 28 durch einen Lesetaktgenerator 30 gesteuert, welcher dem Synchronisiermittel 9 der Fig. 1 entspricht.
Wie in Fig. 5B gezeigt, ist ein Walsh-Funktionsgenerator 31 mit dem Lesetaktgenerator 30 verbunden. Der Walsh-Funktionsgenerator 31 entspricht dem orthonormal-Signal-Erzeugungsmittel 7 der Fig. 1. Ferner wird ein Ansteuertaktgenerator 32 durch den Lesetaktgenerator 30 gesteuert, um bestimmte Taktsignal CL1' und CL2' auszugeben. Diese Taktsignale CL1' und CL2' werden dazu verwendet, einen Segmenttreiber und einen gemeinsamen Treiber zu steuern. Daher entspricht der Ansteuertaktgenerator 32 dem Ansteuersteuermittel 11 der Fig. 1. Der gemeinsame Treiber ist mit einem Ausgangsanschluß des Walsh- Funktionsgenerators 31 durch einen Pegelwandler 33 verbunden. Schließlich sind acht Berechnungseinheiten 34-41 mit Ausgangsanschlüssen der Speichereinheiten 22-25 sowie mit dem Ausgangsanschluß des Walsh-Funktionsgenerators 31 verbunden. Diese acht Berechnungseinheiten 34-41 entsprechen jeweils den parallelen acht Bits der Punktdaten. Beispielsweise führt die erste Berechnungseinheit 34 eine Punktproduktberechnung für die erste Spalte der Signalelektrode durch, um ein entsprechendes Datensignal zu bilden. In entsprechender Weise führt die zweite Berechnungseinheit 35 die Punktproduktberechnung hinsichtlich der zweiten Spalte der Signalelektrode durch, um ein entsprechendes Datensignal zu bilden. Ferner führt in entsprechender Art und Weise die achte Berechnungseinheit 41 die Punktproduktberechnung für die achte Spalte der Signalelektrode durch, um ein entsprechendes Datensignal zu bilden. Auf diese Art und Weise werden die so gebildeten Datensignale der acht Spalten zu dem gemeinsamen Treiber durch einen 8/4-Wandler 92 übertragen. Der bei dieser Ausführungsform verwendete Segmenttreiber weist eine Kapazität auf, die dazu ausreicht, ein 3-Bit- Datensignal pro Pixel zu empfangen, um selektiv höchstens acht Spannungspegel zu dem Matrixfeld auszugeben. Wie vorangehend beschrieben, erfordert der Mehrfachauswahlantrieb für die vier gleichzeitigen Linien fünf Spannungspegel der Signalwellenform, und daher weist der verwendete Segmenttreiber eine ausreichende Ansteuerkapazität auf. Der Treiber kann jedoch höchstens eine Anzahl von drei Bit · 4 an Eingangsdaten auf einmal empfangen. Daher wird das Datensignal von vier Punkten auf einmal durch den 8/4-Wandler 42 zu dem Segmenttreiber übertragen. Ferner weist in dieser Ausführungsform der gemeinsame Treiber die gleiche Struktur auf wie der Segmenttreiber.
Nachfolgend wird eine detaillierte Beschreibung des Betriebs der verschiedenen Teile der durch die Fig. 5A und 5B gezeigten Schaltung mit Bezug auf die Fig. 6-8 gegeben. Die Fig. 6 ist ein schematisches Blockdiagramm, welches den Aufbau und den Betrieb jeder einzelnen Speichereinheit zeigt. Die Fig. 6 stellt beispielhaft die erste Speichereinheit 22 dar, welche einen RAM-Speicher 221 enthält. Dieser RAM-Speicher 221 speichert acht Bit von Punktdaten, welche der ersten Reihe zugeordnet sind. Ein Eingangspuffer 222 ist vorgesehen, um vorübergehend die Punktdaten zu speichern, welche von dem Seriell/Parallel-Wandler auf einmal als ein Satz von acht Bits eingegeben werden. Die gespeicherten Daten werden in einem gegebenen Adreßort des RAM-Speichers 221 gemäß einem Schreibeadreßsignal registriert, welches von dem Schreibeadreßgenerator durch den Adreßschalter zugeführt wird. Ferner ist ein Ausgangszwischenspeicher 223 vorgesehen, um nacheinander acht Bits der von dem RAM-Speicher 221 entnommenen Punktdaten zwischenzuspeichern, um die Punktdaten sequentiell zu den Berechnungseinheiten zu übertragen. In diesem Betrieb wird auf den RAM- Speicher 221 zum Auslesen der Punktdaten durch ein Leseadreßsignal zugegriffen, welches von dem Leseadreßgenerator durch den Adreßschalter zugeführt wird. Der Eingangspuffer 222 wird durch das Schreibegattersignal G, welches von dem Schreibetaktgenerator zugeführt wird, gesteuert, der Ausgangszwischenspeicher 223 wird durch das Taktsignal CK gesteuert und der RAM-Speicher 221 wird in Antwort auf das Schreibebefehlsignal WE gesteuert.
Die Fig. 7 ist ein Schaltungsdiagramm, welches die detallierte Struktur und den Betrieb des Walsh-Funktionsgenerators 31 darstellt. Dieser Funktionsgenerator 31 enthält vier 4-Bit-Dip-Schalter (Pip Sw) 311-314, drei Auswähler 315, 316 und 317 und eine Steuervorrichtung 318. Die vier Dip-Schalter 311-314 speichern ein gewünschtes Kombinationsmuster, welches die orthonormale Relation erfüllt. Dieses Kombinationsmuster ist in dem Zeitdiagramm der Fig. 2 dargestellt. Der erste Dip-Schalter 311 ist mit dem ersten Kombinationsmuster 1, 1, 1, 1 für das erste Rahmenabtasten gesetzt. Das heißt, alle Reihenabtastsignale F1, F2, F3 und F4 weisen einen Impuls mit dem logischen Pegel "1" bei dem ersten Rahmenabtasten auf. Der zweite Dip-Schalter 312 ist mit dem Kombinationsmuster 1, 1, 0, 0 für das zweite Rahmenabtasten gesetzt. Das heißt, das zweite Rahmenabtasten wird mit der Kombination F1 = 1, F2 = 1, F3 = 0 und F4 = 0 durchgeführt. In entsprechender Weise ist der dritte Dip-Schalter 313 mit dem Kombinationsmuster 1, 0, 0, 1 für das dritte Rahmenabtasten gesetzt. Das heißt, das dritte Rahmenabtasten wird unter dem Zustand F1 = 1, F2 = 0, F3 = 0 und F4 = 1 durchgeführt. Der vierte Dip-Schalter 314 ist mit dem Kombinationsmuster 1, 0, 1, 0 für das vierte Rahmenabtasten gesetzt. Das heißt, das vierte Rahmenabtasten wird unter dem Zustand F1 = 1, F2 = 0, F3 = 1 und F4 = 0 durchgeführt. Die drei Auswähler 315, 316 und 317 werden durch die Steuervorrichtung 318 derart gesteuert, daß sie einen der vier Dip-Schalter für jeden Abtastvorgang auswählen. Die Steuervorrichtung 318 schaltet die jeweiligen Auswähler in Antwort auf ein Reihenlinienzuführsignal (Takt) und ein Abtaststartsignal (Laden). Beim ersten Gruppenabtasten wird der erste Dip-Schalter 311 durch die Auswähler 315 und 317 ausgewählt, um die gegebenen orthonormalen Signale F1, F2, F3 und F4 auszugeben. Diese vier orthonormalen Signale werden zu dem gemeinsamen Treiber in der Form der Reihenabtastsignale vermittels des Pegelwandlers geführt. Der Pegelwandler wandelt die orthonormalen Signale mit 0/1-Pegel in die entsprechenden Reihenabtastsignale mit + Vr/0/-Vr-Pegel um. Diese orthonormalen Signale werden ferner zu den Berechnungseinheiten übertragen. Bei dem ersten Rahmenabtasten werden die vier orthonormalen Signale mit dem Kombinationsmuster 1, 1, 1, 1 in sequentieller Gruppenweise ausgegeben. Wenn der Betrieb sich zu dem zweiten Rahmen bewegt, dann wird der zweite Dip-Schalter 312 vermittels der Auswähler 315 und 317 ausgewählt, um die vier orthonormalen Signale F1, F2, F3 und F4 mit dem gegebenen Kombinationsmuster 1, 1, 0, 0 auszugeben. In gleicher Weise wird der dritte Dip-Schalter 313 mit dem Ausgangsanschluß vermittels der Auswähler 316 und 317 bei dem dritten Rahmen verbunden. Ferner wird der vierte Dip-Schalter 314 mit dem Ausgangsanschluß vermittels der Auswähler 316 und 317 bei dem vierten Rahmen verbunden.
Die Fig. 8 ist ein Schaltungsdiagramm, welches die Struktur und den Betrieb der einzelnen Berechnungseinheiten zeigt. Die Fig. 8 stellt beispielsweise die erste Berechnungseinheit 34 dar. Diese Berechnungseinheit 34 enthält vier exklusive ODER-Operatoren (XOR) 341- 344. Der erste XOR 341 multipliziert die orthonormale Funktion F1, welche der ersten Reihe der Abtastelektrode zugeordnet ist, mit den Punktdaten I11, welche einem Pixel an dem Schnittbereich zwischen der ersten Reihe der Abtastelektroden und der ersten Spalte der Signalelektrode zugeordnet sind. In gleicher Weise multipliziert der zweite XOR-Operator 342 die orthonormale Funktion F2, welche der zweiten Reihe zugeordnet ist, und die Punktdaten 121, welche dem Pixel der zweiten Reihe und der ersten Spalte zugeordnet sind. Der dritte XOR-Operator 343 multipliziert die orthonormale Funktion F3, welche der dritten Reihe zugeordnet ist, und die Punktdaten 131, welche dem Pixel der dritten Reihe und der ersten Spalte zugeordnet sind. Schließlich multipliziert der vierte XOR-Operator 344 die orthonormale Funktion F4, welche der vierten Reihe zugeordnet ist, und die Punktdaten 141, welche dem Pixel der vierten Reihe und der ersten Spalte zugeordnet sind. Diese vier XOR-Operatoren sind mit einer nachfolgenden Summiereinheit verbunden, welche vier logische UND-Operatoren 345-348 und fünf logische exklusive ODER-Operatoren 349-353 umfaßt, derart, daß alle vier Multiplikationsergebnisse zum Bilden eines Datensignals G 1 zusammenaddiert werden, welches der ersten Spalte der Signalelektrode zugeordnet ist. In gleicher Weise bildet die zweite Berechnungseinheit 35, welche in Fig. 5 gezeigt ist, ein Datensignal G2, das der zweiten Spalte der Signalelektrode zugeordnet ist. Das Datensignal kann fünf Spannungspegel aufweisen, und somit ist die digitale Form desselben durch 3-Bit-Daten wiedergegeben, wie in Fig. 8 gezeigt. Diese 3-Bit-Daten können direkt zu dem Segmenttreiber geleitet werden.
Als nächstes wird der Horizontalverschiebemodus des Mehrfachlinienauswahlverfahrens beschrieben. Solange die orthonormale Relation in dem Mehrfachlinienauswahlantrieb beibehalten bleibt, können die an die Abtastelektroden angelegten Spannungswellenformen verschiedene Kombinationsmuster aufweisen. Bei dem durch Fig. 2 gezeigten Kombinationsmuster empfangen alle der mehreren gleichzeitigen Linien + Vr oder -Vr in einem Rahmen oder Bild während jedem Halbzyklus. Beispielsweise empfangen in dem ersten Rahmen des ersten Halbzyklus alle gleichzeitigen Reihenlinien jeweils den Impuls von + Vr. In gleicher Weise empfangen alle gleichzeitigen Reihenlinien in dem ersten Rahmen des zweiten Halbzyklus den Impuls -Vr. Andererseits werden die an die Spaltensignalelektroden angelegten Spannungswellenformen gemäß der vorangehenden Punktproduktgleichung, beruhend auf den Punktdaten berechnet. Daher wird, wenn die Matrixpunktdaten ein zufallsverteiltes Bildmuster repräsentieren, die Bias-Spannung statistisch verteilt in der Nichtauswahlperiode während des Halbzyklus angelegt. Wenn jedoch das Bildmuster entweder in dem alle-AN-Zustand oder dem alle-AUS-Zustand angeordnet wird, dann wird die Bias-Spannung der Nichtauswahlperiode auf eine bestimmte Abtastperiode konzentriert, in welcher alle gleichzeitigen Linien + Vr oder -Vr empfangen. Daher fluktuiert die optische Antwort, so daß eine Kontrastvariation in Abhängigkeit vom Bildmuster bewirkt wird.
Die Fig. 9A und 9B zeigen, wie die Kontrastvariation in Abhängigkeit vom Bildmuster auftritt. Diese Graphen repräsentieren schematisch die optische Antwort und die Spannungswellenform, welche tatsächlich an den Flüssigkristall in dem vier-Linien gleichzeitig-Auswahlmodus angelegt ist. Der Graph der Fig. 9A entspricht einem statistisch verteilten Bildmuster, und der Graph der Fig. 9B entspricht einem alle-AN-Bildmuster. Wie man aus diesen Gruppen erkennt, ist die Bias-Spannung des Nichtauswahlintervalls in der ersten Rahmenperiode konzentriert, um dadurch eine Kontrastfluktuation in dem alle-AN-Bildmuster zu erzeugen.
Die Horizontalverschiebeansteuerung bewirkt das Entfernen des vorangehenden Nachteils. Bei dem Mehrfachlinienauswahlverfahren wird jede Gruppe der mehreren Linien sequentiell ausgewählt, um die Anzeigefläche von oben nach unten abzutasten. Bei diesem Betrieb wird die Phase der Abtastsignalwellenformen, welche an die Gruppe der mehreren Linien angelegt werden, von derjenigen der vorangehenden Abtastsignalwellenformen, welche an die unmittelbar vorangehende Gruppe von mehreren Leitungen angelegt waren, verschoben. Durch einen derartigen Vorgang wird die Bias-Spannung, welche an den Flüssigkristall während der Nichtauswahlperiode angelegt wird, aufgespreizt, ohne auf ein Rahmenintervall innerhalb eines Halbzyklus konzentriert zu sein. Diese Phasenverschiebung wird derart bewirkt, daß das Kombinationsmuster des orthonormalen Wellenformsatzes wenigstens um eine Periode innerhalb des einen Rahmenabtastintervalls phasenverschoben wird. Daher ist es nicht erforderlich, die Phasenverschiebung aufeinanderfolgend zwischen den benachbarten Gruppen durchzuführen, sondern die Phasenverschiebung kann immer dann bewirkt werden, wenn mehrere Gruppen aufeinanderfolgend ausgewählt werden, um eine Verschiebung um eine Periode innerhalb des einen Rahmenabtastintervalls zu vervollständigen. Ferner kann die Phasenverschiebung in gleicher Art und Weise bei dem Fall angewandt werden, bei dem die Anzeigefläche in umgekehrter Weise von unten nach oben oder in statistischer Weise abgetastet wird. Die herkömmliche Mehrfachlinienauswahl verwendet das Kombinationsmuster des orthonormalen Funktionensatzes fest über das ganze Rahmenintervall hinweg, was zu der Kontrastfluktuation führt, wohingegen das erfindungsgemäße Verfahren die Phase der Wellenformen der Abtastsignale verschiebt, um die optische Antwort gleichförmig zu machen und dadurch das Rahmenansprechen in dem alle-AN- oder AUS-Zustand zu unterdrücken und gleichzeitig den Kontrast zu verbessern.
Die Fig. 10 zeigt ein Beispiel der horizontal phasenverschobenen Wellenformen. Bei der gleichzeitigen Auswahl von vier Linien werden die Wellenformen der Abtastsignale beruhend auf den Walsh-Funktionen derart angeordnet, daß der Satz von vier orthonormalen Wellenformen aufeinanderfolgend immer dann phasenverschoben wird, wenn jede Gruppe von vier gleichzeitigen Linien ausgewählt ist. In dem Zeitdiagramm der Fig. 10 bezeichnet Fi(t) jede Abtastwellenform. Jeder Satz von vier Linien wird in gruppensequentieller Weise ausgewählt, um die Anzeigefläche von oben nach unten abzutasten. Bei dem ersten Rahmenabtasten werden die orthonormalen Signale F1, F2, F3 und F4 auf + Vr, + Vr, + Vr bzw. + Vr gesetzt. Der nächste Satz von F5, F6, F7 und F8 wird auf + Vr, + Vr, -Vr bzw. -Vr gesetzt, welche um eine Phase bezüglich des vorangehenden Satzes verschoben sind. In gleicher Art und Weise sind die orthonormalen Signale nach F8 sequentiell phasenverschoben. Andererseits werden an die jeweiligen Spaltensignalelektroden Datensignale G1(t), G2(t), G3(t), --, angelegt, welche gemäß der vorangehenden Punktproduktgleichung berechnet werden. Im Gegensatz zu dem herkömmlichen Datensignal G2(t) in dem alle-AN-Zustand und dem herkömmlichen Datensignal G3(t) in dem alle-AUS-Zustand, bei welchen die an die Signalelektrode angelegte Spannung auf das erste Rahmenintervall konzentriert ist, sieht das erfindungsgemäße Verfahren vor, daß die Bias-Spannung in jeder Rahmenperiode angelegt wird, um diese gleichmäßig über den Halbzyklus zu verteilen.
Die Fig. 11 zeigt eine Spannungswellenform, welche an die Flüssigkristallschicht in dem alle-AN-Zustand angelegt wird. Im Gegensatz zum Graphen der Fig. 9B wird die Fluktuation der optischen Antwort eliminiert, so daß die Transmissivität derjenigen des statistischen Musters, welches in Fig. 9A gezeigt ist, entspricht. Wie vorangehend beschrieben, kann das Horizontalverschiebeverfahren die allmähliche Unterdrückung der optischen Transmissivität an der Flüssigkristallschicht in Antwort auf das periodische Rahmenabtasten verhindern, wodurch der hohe Kontrastpegel stabil beibehalten wird. Ferner kann die Fluktuation der Transmissivität in dem alle-AN-Zustand unterdrückt werden, wie die optische Antwort bei dem statistischen Musterzustand. Daher kann die Kontrastvariation, welche von dem Bildmuster abhängig ist, eliminiert werden und das Rahmenansprechen kann unterdrückt werden.
Die Fig. 12 ist ein Schaltungsdiagramm, welches einen detaillierten Aufbau des Walsh-Funktionsgenerators zeigt, der zum Synthetisieren des horizontal verschobenen Kombinationsmusters, welches in Fig. 10 gezeigt ist, dient. Der Generator weist grundsätzlich den gleichen Aufbau wie der Walsh- Funktionsgenerator der Fig. 7 auf und kann leicht in die Ansteuerschaltung der Flüssigkristallanzeigevorrichtung der Fig. 5 integriert werden. Der Unterschied ist, daß ein Horizontalverschieber 319 mit der Steuervorrichtung 318 verbunden ist. Der Horizontalverschieber 319 empfängt ein Taktsignal (Takt), welches in Antwort auf den Abtaststart erzeugt wird, und ein Löschen-Signal (Löschen), das bei jedem Halbzyklus erzeugt wird, um durch die Steuervorrichtung 318 die Phasenverschiebung des Kombinationsmusters der orthonormalen Signale zu erhalten. Im Detail wird während des Ablaufs des Gruppen-sequentiell-Abtastens der erste Dip- Schalter 311 vermittels der ersten Auswähler 315 und 317 ausgewählt, um das Kombinationsmuster 1, 1, 1, 1 für die erste Gruppe auszugeben. Daher ist der Satz orthonormaler Signale wiedergegeben durch F1 = 1, F2 = 1, F3 = 1 und F4 = 1. Für die zweite Gruppe wird der zweite Dip-Schalter 312 vermittels der Auswähler 315 und 317 ausgewählt, um das Kombinationsmuster 1, 1, 0, 0 auszugeben. Daher ist, wie in Fig. 10 gezeigt, der Satz von Abtastsignalen wiedergegeben durch F5 = 1, F6 = 1, F7 = 0 und F8 = 0. In gleicher Art und Weise wird der dritte Dip- Schalter 313 vermittels der Auswähler 316 und 317 ausgewählt, um das Kombinationsmuster 1, 0, 0, 1 für die dritte Gruppe auszugeben. Der vierte Dip-Schalter 314 wird vermittels der Auswähler 316 und 317 ausgewählt, um das Kombinationsmuster 1, 0, 1, 0 auszugeben. Danach wird das Kombinationsmuster bei jeder Gruppe phasenverschoben, um das erste Rahmenabtasten zu vervollständigen. Während des zweiten Rahmenabtastens wird die Startposition 312 unter der Steuerung des horizontalen Verschiebers 319 von dem ersten Dip-Schalter 311 zum zweiten Dip-Schalter geschaltet. Daher wird der zweite Dip-Schalter 312 für die erste Gruppe vermittels der Auswähler 315 und 317 ausgewählt, um das Kombinationsmuster 1, 1, 0, 0 auszugeben. Daher ist der Satz von Abtastsignalen wiedergegeben durch F 1 = 1, F2 = 1, F3 = 1 und F4 = 0, wie in Fig. 10 gezeigt. Für die nächste, zweite Gruppe wird der dritte Dip- Schalter 313 vermittels der Auswähler 316 und 317 ausgewählt, um das entsprechende Kombinationsmuster 1, 0, 0, 1 auszugeben. Daher ist der Satz der angelegten Abtastsignale wiedergegeben durch F5 = 1, F6 = 0, F7 = 0 und F8 = 1.
Schließlich wird der Vertikafverschiebeantrieb des Kombinationsmusters der orthonormalen Funktionen beschrieben. Im Falle, daß das feste Kombinationsmuster für die Abtastsignal verwendet wird, wie in Fig. 2 gezeigt, weist das orthonormale Signal F1, welches an die erste Reihe der Abtastelektrode angelegt wird, ein Sequenzmuster von 1, 1, 1, 1 gemäß der Walsh-Funktion W1 erster Ordnung auf. Dieses Sequenzmuster wird in seiner Polarität in der letzten Hälfte des ersten Zyklus invertiert. Dann wird das gleiche Sequenzmuster von 1, 1, 1, 1 wieder in der ersten Hälfte des zweiten Zyklus aufgenommen. Somit weist das erste Abtastsignal F1 eine Periode auf, die identisch zum Gesamtzyklus ist. Das zweite Abtastsignal F2 weist ein Sequenzmuster von 1, 1, 0, 0 gemäß der Walsh-Funktion W2 zweiter Ordnung auf. Daher weist das Abtastsignal F2 eine Periode auf, die gleich der Hälfte des Zyklus ist. In gleicher Weise weist das dritte Abtastsignal F3 eine Periode auf, die gleich der Hälfte des Zyklus ist, das dritte Signal F3 ist jedoch bezüglich des Signals F2 phasenverschoben. Das vierte Abtastsignal F4 weist ein Sequenzmuster 1, 0, 1, 0 innerhalb eines Halbzyklus gemäß der Walsh-Funktion W4 vierter Ordnung auf. Daher weist das Abtastsignal F4 eine Periode auf, die gleich einem Viertel des Zyklus ist. Auf diese Art und Weise werden die festen Sequenzmuster in wiederholter Weise bei jedem Zyklus verwendet, so daß die Frequenz des vierten Signals F4 viermal so hoch wird, wie diejenige des ersten Signals F1, und ferner doppelt so hoch wird wie diejenige des zweiten und des dritten Signals F2, F3. Der Flüssigkristall weist ein frequenzabhängiges optisches Ansprechen auf, so daß die Rahmenansprechfluktuation entlang verschiedener Abtastelektroden auftritt, um die Anzeigequalität zu beeinträchtigen. Insbesondere wird eine derartige Rahmenansprechvariation in dem Fall ernsthaft, indem die Anzahl der gleichzeitig ausgewählten Linien deutlich kleiner ist als die Gesamtlinienzahl.
Das Mehrfachlinienauswahlverfahren kann verschiedene Wellenformen zum Ansteuern der Abtastelektroden verwenden; im allgemeinen werden jedoch die orthonormalen Wellenformen verwendet, da die Wellenformen unter den gleichzeitig ausgewählten Abtastelektroden verschieden sein müssen. Daher nimmt, wenn die Anzahl der gleichzeitig ausgewählten Linien zunimmt, die Frequenzdifferenz der Wellenformen zwischen der ersten und der letzten Linie der gleichzeitig ausgewählten Abtastelektroden zu. Das an die Signalelektrode angelegte Datensignal wird durch das Punktprodukt der Matrixpunktdaten und der orthonormalen Wellenformen berechnet. Ferner ist die tatsächliche an den Flüssigkristall angelegte Wellenform die Zusammensetzung der an die Abtast- und Signalelektroden angelegten Spannungen. In dem Falle, daß die Anzahl n der mehreren Linien kleiner als N ist, wird die Spannung der Abtastelektrode größer als diejenige der Signalelektrode, so daß die Wellenform der Abtastelektrode in beträchtlicher Weise zur Frequenz der zusammengesetzten Wellenform beiträgt. Andererseits wird in dem Falle, in dem die Anzahl der mehreren Leitungen größer als N ist, die Spannung der Signalelektrode größer als diejenige der Abtastelektrode, in Abhängigkeit vom Bildmuster, so daß die Wellenform der Signalelektrode wesentlich zur Frequenz der zusammengesetzten Wellenform beiträgt. Ferner weist, wie in Fig. 18 gezeigt, das Ansteuern des Flüssigkristalls eine bestimmte Frequenzcharakteristik auf, so daß die Transmissivität des Flüssigkristalls sich in Abhängigkeit von der Ansteuerfrequenz verändert. Daher wird in dem Fall, daß die Anzahl n der mehreren Linien kleiner ist als die Gesamtzahl N der Linien, eine Transmissivitätsdifferenz zwischen der ersten und der letzten Linie der gleichzeitig ausgewählten Abtastelektroden erzeugt, wodurch eine horizontale Streifenschattierung an der Anzeige mit einer Breite der mehreren Linien erzeugt wird.
In Anbetracht dessen, dient das Vertikalverschiebeverfahren, welches in Fig. 13 gezeigt ist, zum Mitteln der Frequenz der Abtastsignale, welche an die jeweiligen Reihenelektroden angelegt werden. Wie in der Figur gezeigt, ist das Kombinationsmuster der orthonormalen Abtastsignale identisch zu demjenigen der Fig. 2 in einer vorangehenden Hälfte des ersten Zyklus. Das heißt, daß Signal F1 entspricht W1, F2 entspricht W2, F3 entspricht W3 und F4 entspricht W4. Bei einer nachfolgenden Hälfte des ersten Zyklus wird der Satz von Signalen F1-F4 lediglich in seiner Polarität invertiert. Dann in einem zweiten Zyklus wird die Vertikalverschiebung der Kombinationsmuster des Sequenzmusters durchgeführt, so daß die Kombinationsmuster von W1, W2, W3 und W4 auf W4, W1, W2 und W3 verändert wird. Das heißt, das Signal F1 weist ein Sequenzmuster von 1, 0, 1, 0 gemäß W4 auf, das Signal F2 weist ein Sequenzmuster von 1, 1, 1, 1 gemäß W 1 auf, das Signal F3 weist ein Sequenzmuster von 1, 1, 0, 0 gemäß W2 auf und das Signal F4 weist ein Sequenzmuster von 1, 0, 0, 1 gemäß W3 auf. Dann wird die Polaritätsinversion in der letzten Hälfte des zweiten Zyklus bewirkt. Die Vertikalverschiebung wird wieder nachfolgend in dem dritten Zyklus durchgeführt, so daß das Kombinationsmuster durch W3, W4, W1 und W2 wiedergegeben ist. In gleicher Weise ist das Kombinationsmuster des vierten Zyklus wiedergegeben durch W2, W3, W4 und W1. Das Kombinationsmuster kehrt zu dem ersten Kombinationsmuster von W 1, W2, W3 und W4 beim fünften Zyklus zurück. Wie aus dem Zeitdiagramm der Fig. 13 verständlich wird, werden verschiedene Frequenzkomponenten über die Sequenz von Zyklen hinweg bezüglich jedem der Reihensignale F1, F2, F3 und F4 gemischt, um das Rahmenansprechen zu nivellieren. Die orthonormale Relation wird bei jedem Zyklus beibehalten, während die Vertikalverschiebung sequentiell durchgeführt wird. Alternativ kann bei diesem Vertikalverschiebemodus die vertauschende Verschiebung von Reihensignalen anstelle der sequentiellen Verschiebung verwendet werden. Ferner kann die vertikale Verschiebung jeweils nach mehreren Zyklen anstelle jeweils nach einem Zyklus durchgeführt werden.
Die Fig. 14 ist ein Schaltungsdiagramm, welches ein Beispiel des für den Vertikalverschiebeantrieb geeigneten Walsh-Funktionsgenerators zeigt. Dieser Walsh-Funktionsgenerator weist grundsätzlich den Aufbau wie der Walsh-Funktionsgenerator 31 der Fig. 7 auf und kann daher leicht in die Ansteuerschaltung der Fig. 5 integriert werden. Der Unterschied ist, daß ein Vertikalverschieber 310 folgend auf den Auswähler 317 vorgesehen ist. Dieser Vertikalverschieber 310 arbeitet in Antwort auf ein Signal "Zyklus", das bei jedem Halbzyklus erzeugt wird, um die Vertikalverschiebung zu bewirken. In der ersten Hälte des ersten Zyklus wird der Satz von vier Abtastsignalen, welcher vom Auswähler 317 ausgegeben wird, direkt zu den entsprechenden Abtastelektroden übertragen. Dann wird in der zweiten Hälfte des ersten Zyklus die Polaritätsinversion durchgeführt. Dann werden in dem zweiten Zyklus die vier Abtastsignale gleichzeitig vertikal um eine Linie zur Zuführung zu den Abtastelektroden verschoben. Nachdem die Polaritätsinversion in der letzten Hälfte des zweiten Zyklus durchgeführt worden ist, wird die Vertikalverschiebung um eine Linie in der ersten Hälfte des dritten Zyklus durchgeführt.
Die Fig. 19 zeigt ein weiteres Beispiel der Vertikalverschiebewellenformen, bei welchem die Verschieberichtung dem Beispiel der Fig. 13 entgegengesetzt ist. In dem Falle, daß vier Linien gleichzeitig bei dem Mehrfachauswahlantrieb ausgewählt werden, sind die Abtastsignale aus den Walsh-Funktionen zusammengesetzt, und eine untere Wellenform wird pro Zyklus um eine Linie nach oben verschoben. In dem Zeitdiagramm der Fig. 19 wird jede Wellenform F1(t) an eine entsprechende Abtastelektrode angelegt, und vier der Abtastsignale werden gleichzeitig ausgewählt, um das Flüssigkristallfeld von oben nach unten abzutasten. Am Anfang in dem ersten Zyklus wird an der ersten Linie die Wellenform + Vr, + Vr, + Vr, + Vr gesetzt, an der zweiten Linie wird die Wellenform + Vr, + Vr, -Vr, -Vr gesetzt, an der dritten Linie wird die Wellenform + Vr, -Vr, -Vr, + Vr gesetzt und an der vierten Linie wird die Wellenform +Vr, -Vr, +Vr, -Vr gesetzt. Im nächsten Zyklus wird an der ersten Linie die Wellenform + Vr, + Vr, -Vr, -Vr gesetzt, welche im vorangehenden Zyklus an der zweiten Linie gesetzt war. Gleichzeitig wird an der zweiten Linie die Wellenform +Vr, -Vr, -Vr, +Vr gesetzt, an der dritten Linie wird die Wellenform + Vr, -Vr, + Vr, -Vr gesetzt und der vierten Linie wird die Wellenform + Vr, + Vr, + Vr, + Vr gesetzt. Daher wird die Wellenform bei jedem Zyklus in entsprechender Weise um eine Linie verschoben, um die Abtastelektrode zu betreiben. Andererseits werden an die Signalelektroden Datensignale G1(t), G2(t), G3(t), ---, angelegt, welche durch die Punktproduktberechnung erhalten werden, während das Kombinationsmuster F1(t) zyklisch gewechselt wird. Daher kann die horizontale Streifenschattierung mit der Breite von vier Linien eliminiert werden, obgleich ziemlich kleine Transmissivitätsfluktuationen zyklisch entwickelt werden können.
Die Fig. 20 zeigt ein weiteres Beispiel, bei welchem eine Anzahl von sieben Linien gleichzeitig ausgewählt wird, und die Abtastsignale werden durch die Walsh-Funktion bestimmt. In diesem Beispiel werden die erste und die siebte Linie miteinander vertauscht, die zweite und die sechste Linie werden miteinander vertauscht und die dritte und die fünfte Linie werden miteinander vertauscht, um das Kombinationsmuster bei jedem Zyklus zu aktualisieren. In dem Zeitdiagramm der Fig. 20 wird jede Wellenform F1(t) an die jeweilige Abtastelektrode angelegt. Es werden sieben Linien gleichzeitig ausgewählt, um das Flüssigkristallfeld von oben nach unten abzutasten. Anfangs ist im ersten Zyklus an der ersten Linie + Vr, + Vr, + Vr, + Vr, -Vr, -Vr, -Vr, -Vr gesetzt, an der zweiten Linie ist + Vr, + Vr, - Vr, -Vr, -Vr, -Vr, +Vr, +Vr gesetzt, an der dritten Linie ist +Vr, +Vr, -Vr, -Vr, + Vr, + Vr, -Vr, -Vr gesetzt, an der vierten Linie ist + Vr, -Vr, -Vr, + Vr, + Vr, -Vr, -Vr, + Vr gesetzt, an der fünften Linie ist + Vr, -Vr, -Vr, + Vr, - Vr, + Vr, + Vr, -Vr gesetzt, an der sechsten Linie ist + Vr, -Vr, + Vr, -Vr, - Vr, + Vr, -Vr, + Vr gesetzt und an der siebten Linie ist + Vr, -Vr, + Vr, -Vr, +Vr, -Vr, +Vr, -Vr gesetzt. Im nächsten Zyklus wird an die erste Linie + Vr, -Vr, + Vr, -Vr, + Vr, -Vr, + Vr, -Vr angelegt, an der zweiten Linie wird + Vr, -Vr, + Vr, -Vr, -Vr, + Vr, -Vr, + Vr angelegt, an der dritten Linie wird + Vr, -Vr, -Vr, + Vr, -Vr, + Vr, + Vr, -Vr angelegt, an der vierten Linie wird + Vr, -Vr, -Vr, + Vr, + Vr, -Vr, -Vr, + Vr angelegt, an der fünften Linie wird + Vr, + Vr, -Vr, -Vr, + Vr, + Vr, -Vr, -Vr angelegt, an der sechsten Linie wird + Vr, + Vr, -Vr, -Vr, -Vr, -Vr, + Vr, + Vr angelegt und an der siebten Linie wird + Vr, + Vr, + Vr, + Vr, -Vr, -Vr, -Vr, -Vr angelegt. Als nächstes kehrt das Kombinationsmuster zum ersten Zyklus zurück, um dadurch wiederholt die Abtastelektroden anzutreiben. Die Signalelektroden empfangen die jeweiligen Datensignale G1(t), G2(t), G3(t) usw. welche durch die Punktproduktberechnung erhalten werden. Die horizontale Streifenschattierung kann eliminiert werden, um das praktische Niveau der Bildqualität zu erfüllen.
Die Fig. 21 ist ein darstellendes Diagramm, welches den Mehrfachlinienauswahlantrieb mit optimierter Mehrfachlinienanzahl gemäß der Erfindung zeigt. Das ebene Matrixfeld 1 weist eine geschichtete Struktur auf, welche eine zwischen Reihen von Abtastelektroden 4 und Spalten von Signalelektroden 5 angeordnete Flüssigkristallschicht enthält. Die Abtastelektroden 4 weisen eine Gesamtlinienzahl N auf. In der Figur ist N aus Gründen der Einfachheit auf "16" gesetzt. Andererseits weisen die Signalelektroden 5 eine Gesamtlinienzahl M auf. In dem dargestellten Beispiel ist M aus Gründen der Einfachheit auf 12 gesetzt. Ferner kann die Flüssigkristallschicht durch einen STN-Flüssigkristall gebildet sein. Das ebene Matrixfeld 1 wird durch einen gemeinsamen Treiber 2, welcher mit den Abtastelektroden 4 verbunden ist, und einen Segmenttreiber 3, welcher mit den Signalelektroden 5 verbunden ist, angesteuert, um ein gewünschtes Bild gemäß gegebenen Matrixpunktdaten Iij anzuzeigen. Alle Punktdaten 1~ sind jeweils einem Pixel zugeordnet, welches an einem Schnittpunkt zwischen der Reihenabtastelektrode 4 und der Spaltensignalelektrode 5 definiert ist. Die Reihenzahl ist durch i wiedergegeben und die Spaltenzahl ist durch j wiedergegeben. In dieser Ausführungsform nehmen die Punktdaten Iij "-1" für das AN-Pixel an und nehmen für das AUS-Pixel "+1" an.
Ein Satz orthonormaler Signale F1 wird an den gemeinsamen Treiber 2 angelegt, um gleichzeitig eine gegebene Linienzahl der Abtastelektroden 4 in einer gruppensequentiellen Weise auszuwählen. Andererseits werden dem Segmenttreiber 3 Punktproduktsignale zugeführt, welche durch Punktproduktberechnung zwischen einem Satz von Punktdaten Iij und dem Satz der orthonormalen Signale F1 erhalten werden, um die Signalelektroden 5 synchron mit dem gruppensequentiellen Abtasten anzusteuern. Erfindungsgemäß ist die Zahl der mehreren Linien der gleichzeitig ausgewählten Abtastelektroden jeder Gruppe optimiert, um eine Durchbruchspannung zwischen dem Segmenttreiber 3 und dem gemeinsamen Treiber 2 auszugleichen. Dieser Optimierungszustand ist im allgemeinen durch n = N wiedergegeben, wobei N die Gesamtlinienzahl der Abtastelektroden wiedergibt und n die Zahl der mehreren Linien, welche in jeder Gruppe enthalten sind, wiedergibt. Beispielsweise weist die dargestellte Ausführungsform die Gesamtlinienzahl N = 16 der Abtastelektroden auf, und daher wird deren Quadratwurzelwert auf 16 = 4 berechnet. Daher wird die Zahl n der mehreren Linien jeder Gruppe auf n = 4 gesetzt. Das heißt, die sechzehn Abtastelektroden werden in vier Gruppen n1, n2, n3 und n4 unterteilt.
Mit Bezug auf die Signalwellenformen, welche in Fig. 21 gezeigt sind, wird eine detaillierte Beschreibung des Mehrfachlinienauswahlverfahrens gegeben. Die Spannungswellenformen der orthonormalen Signale werden an die entsprechenden Abtastelektroden angelegt. Jedes orthonormale Signal ist gemäß einer Walsh-Funktion (Fig. 3) gesetzt, welche eine vollständige orthonormale Funktion in (0, 1) ist. In diesem Beispiel werden die ersten vier Ordnungen der Walsh-Funktionen verwendet, um einen Satz von Reihenabtastsignalen vorzusehen, die zueinander orthonormal sind. Beispielsweise entspricht hinsichtlich der ersten Gruppe n 1 der Abtastelektroden F1 der Walsh-Funktion erster Ordnung. Die Walsh- Funktion erster Ordnung wird über eine gesamte Periode hinweg auf einem hohen Pegel gehalten, so daß F1 (t) einen Impulszug 1, 1, 1, 1 umfaßt, wobei "1" einen Spannungspegel +Vr bezeichnet. Ferner bezeichnet "0" einen Spannungspegel -Vr, und der Spannungspegel Null wird während des Nichtauswahlintervalls beibehalten. In gleicher Art und Weise ist F2(t) durch einen Impulszug 1, 1, 0, 0 gebildet, welcher der Walsh-Funktion zweiter Ordnung entspricht. F3(t) ist durch einen Impulszug von 1, 0, 0, 1 gebildet, welcher der Walsh-Funktion dritter Ordnung entspricht. F4(t) ist durch einen Impulszug 1, 0, 1, 0 gebildet, welcher der Walsh-Funktion vierter Ordnung entspricht. Um das gruppensequentielle Abtasten durchzuführen, werden anfangs jeweilige erste Impulse der orthonormalen Signale F1(t) - F4(t) an die erste Gruppe n1 angelegt. Dann werden die Reihenlinien nach unten abgetastet, um die zweite Gruppe n2 auszuwerten. In diesem Moment wird der Satz orthonormaler Signale F5(t) F8(t) als eine verschobene Form des vorangehenden Satzes F1 (t) F4(t), welche an die erste Gruppe n 1 angelegt wurden, angelegt. Diese erste Gruppensequenzauswahl wird durchgeführt, bis innerhalb eines Rahmens auf die vierte Gruppe n4 zugegriffen wird, um dadurch das erste Abtasten zu beenden. Dann werden in gleicher Weise das zweite, dritte und vierte Abtasten nacheinander durchgeführt, um einen ersten Halbzyklus des Ansteuerns zu vervollständigen, welcher einer Periode des Walsh-Funktionssatzes entspricht. In einem nächsten Halbzyklus wird ein gleiches Gruppensequenzabtasten viermal wiederholt, während die Polarität der orthonormalen Signale invertiert ist, um eine Gleichspannungskomponente zu eliminieren.
Andererseits repräsentiert in dem Zeitdiagramm der Fig. 21 ein Punktproduktsignal Gj(t) eine an eine Signalelektrode angelegte Wellenform. Dieses Punktproduktsignal Gj(t) wird durch Punktproduktberechnung zwischen einem Satz der Punktdaten Iij und dem Satz orthonormaler Signale F(t) gemäß der folgenden Gleichung durchgeführt:
Bei dieser Punktproduktberechnung wird die Summation nur für ausgewählte Linien durchgeführt, da das orthonormale Signal in dem Nichtauswahlintervall einen Spannungspegel von Null aufweist. Daher kann im Falle der gleichzeitigen Auswahl von vier Linien das Punktproduktsignal vier Spannungspegel aufweisen. Das heißt, das Punktproduktsignal erfordert als ein Datensignal eine bestimmte Anzahl an Spannungspegeln, welche gleich der Anzahl der mehreren Linien plus eins ist.
Bei einem derartigen Mehrfachlinien-gleichzeitig-Ansteuerverfahren wird ein Intervall zwischen benachbarten Hochspannungsimpulsen verkürzt, um in äquivalenter Weise den Hochfrequenzeffekt ohne Verringern einer Impulsbreite zu erhalten. Ferner wird eine Potentialdifferenz zwischen dem Hochspannungsimpulspegel und dem Bias-Spannungspegel verringert, um die Bias-Spannung anzuheben, ohne das AN/AUS-Auswahlverhältnis zu beeinträchtigen, um dadurch eine Verschlechterung des Bildkontrasts aufgrund des Rahmenansprechens zu unterdrücken. Ferner ist gemäß der Erfindung die Linienzahl der gleichzeitig ausgewählten Elektroden jeder Gruppe optimiert, um die Durchbruchspannung zwischen dem Segment- und dem gemeinsamen Treiber auszugleichen. Beispielsweise sind, wie in Fig. 21 gezeigt, die 16 Abtastelektroden in optimaler Weise in vier Gruppen unterteilt, welche jeweils vier Linien enthalten. In dem Zeitdiagramm der Fig. 21 wird das gruppensequentielle Abtasten viermal unter Verwendung des Satzes orthonormaler Signale wiederholt, um ein Bild anzuzeigen. Das Gruppensequenzabtasten wird viermal wiederholt, so daß die Abtastimpulse als Folge daraus auf geringere Spannungspegel der orthonormalen Signale aufgespreizt werden, um dadurch die für den gemeinsamen Treiber erforderliche Durchbruchspannung zu unterdrücken.
Wenn die Abtastelektroden jeweils in zwei Linien gruppiert werden, dann wird das Gruppensequenzabtasten zweimal wiederholt, um einen Halbzyklus zu vervollständigen. Daher werden die Abtastimpulse nicht aufgespreizt, was zu einer Zunahme der Ansteuerspannung führt. Im Gegensatz dazu wird, wenn die Abtastelektroden jeweils in acht Linien gruppiert werden, die Ansteuerspannung im Vergleich zu der Viererliniengruppierung weiter gesenkt. In diesem Falle wird jedoch in nachteilhafter Weise der Spannungspegel des Punktproduktsignals, welches zu dem Segmenttreiber geleitet wird, erhöht. Wie vorangehend beschrieben, erfordert das Punktproduktsignal eine bestimmte Anzahl an Spannungspegeln, welche gleich der Anzahl der mehreren Linien plus eins ist. Daher werden im Falle von n = 4 fünf Pegel erfordert, wohingegen im Falle von n = 8 neun Pegel erforderlich sind, wodurch in unvermeidbarer Weise der Spannungsbereich des Punktproduktsignals vergrößert wird, was zu einer Zunahme der Durchbruchsspannung des Segmenttreibers führt.
Die Fig. 22 ist ein Graph, welcher Meßdaten der Abhängigkeit der Treiberdurchbruchspannung von der Zahl n der mehreren Linien zeigt. Bei dieser Messung ist das ebene Matrixfeld mit der Gesamtlinienzahl N = 240 durch das Mehrfachlinienauswahlverfahren betrieben worden. In diesem Graph sind die Spannungspegel der orthonormalen Signale und die Punktproduktsignale gemessen worden, um die Durchbruchspannungen welche für den Segment- und den gemeinsamen Treiber erforderlich sind, zu bestimmen, wohingegen die Zahl n der mehreren Linien in einer statistischen Bildanzeige variiert wird. Wie man aus dem Graph entnehmen kann, nimmt die Durchbruchspannung des gemeinsamen Treibers ab, wenn die Anzahl n der mehreren Linien zunimmt, wohingegen die Durchbruchspannung des Segmenttreibers ansteigt, wenn die Anzahl n der mehreren Leitungen zunimmt. Die beiden Durchbruchspannungen sind im Bereich n = N im Bereich von 15 V ausgeglichen. Im Fall, daß ein gemeinsamer Treiber IC sowohl für den Segment- als auch den gemeinsamen Treiber verwendet wird, wird die Treiberdurchbruchspannung auf den minimalen Wert durch Optimieren der Anzahl n der mehreren ausgewählten Linien gesenkt.
Die Fig. 23 zeigt ein weiteres Meßergebnis der Treiberdurchbruchspannung im Falle der Gesamtlinienzahl N = 400. Wie man aus dem Graph erkennt, nimmt die Durchbruchspannung des gemeinsamen Treibers ab, wenn die Anzahl n der mehreren ausgewählten Linien zunimmt, wohingegen die Durchbruchspannung des Segmenttreibers ansteigt, wenn die Anzahl n der mehreren ausgewählten Linien zunimmt. Die beiden Durchbruchspannungen sind zueinander im Bereich von n = N ausgeglichen, wo die Treiberdurchbruchspannung ungefähr 20 V ist.
Schließlich wird die Grauschattierung bei dem Mehrfachauswahlansteuern durch die Impulshöhenmodulation beschrieben. Zunächst wird das Prinzip der Grauschattierung zum besseren Verständnis der Erfindung ausführlich beschrieben. Eine Anzahl L an Reihenlinien wird bei dem Mehrfachauswahlverfahren gleichzeitig ausgewählt. Die Fig. 24 zeigt die herkömmlichen Wellenformen, die beobachtet werden, wenn drei Linien (L = 3) gleichzeitig zum Ansteuern ausgewählt werden. In der Figur bezeichnen F1 (t) ~ F5(t) Spannungswellenformen, welche an die Abtastelektrodenlinien angelegt werden, und G1(t) ~ G3(t) bezeichnen Spannungswellenformen, welche an die Signalelektrodenlinien angelegt werden. Die Wellenformen der Abtastelektrodenlinien sind gemäß dem Satz von Walsh-Funktionen gestaltet, welcher eine vollständige orthonormale Funktion in (0, 1) ist, wobei "0" -Vr(V) bezeichnet, "1" + Vr(V) bezeichnet und die Wellenform im nicht ausgewählten Intervall 0(V) aufweist. Die L- Reihenlinien werden gleichzeitig ausgewählt, um das Matrixfeld von oben nach unten abzutasten. Das Abtasten wird mehrere Male wiederholt, um eine Periode des Walsh-Funktionensatzes zu vervollständigen. In einer nächsten Periode wird die Polarität zum Beseitigen einer Gleichspannungskomponente invertiert. Andererseits sind hinsichtlich der Wellenform des Datensignals, das an die jeweilige Signalelektrode angelegt ist, vorausgesetzt, daß die Gesamtlinienzahl N ist, Matrixpunktdaten durch Iij wiedergegenen ("i" bezeichnet eine Reihe- und "j" bezeichnet eine Spaltenordnung), welche kontinuierliche Grauwerte von -1 ≤ Iij ≤ + 1 aufweisen, wobei die Daten G~(t) gemäß der folgenden Relation berechnet werden:
wobei
Bei den vorangehenden Gleichungen bezeichnet V(N + 1) virtuelle Punktdaten, welche einer virtuellen Linie zugeordnet sind, die bei der (N + 1)-ten Ordnung der Reihenlinien vorgesehen ist. Da die Spannung der Reihenabtastelektrodenlinien im Nichtauswahlintervall auf 0(V) gesetzt ist, wird die Summation tatsächlich für die ausgewählten Linien durchgeführt. Daher wird die Spannung des an die Spaltensignale angelegten Datensignals G1(t) bis zum (N/L-1> -ten Mal nur aus dem ersten Term berechnet. Ferner wird bei der letzten Auswahl der mehreren Linien L der zweite Term, welcher gemäß der vorangehenden Gleichung berechnet wird, zum ersten Term addiert. Dieses Mehrfachlinienauswahlverfahren weist die folgenden Vorteile auf:
(1) Ein Intervall zwischen benachbarten Hochspannungsimpulsen wird verkürzt, um in äquivalenter Weise den Hochfrequenzeffekt ohne Verringern der Impulsbreite zu erhalten.
(2) Eine Potentialdifferenz zwischen der Hochspannungsimpulshöhe und dem Bias-Spannungspegel wird verringert, um den Bias-Spannungspegel ohne Beeinträchtigung des AN/AUS-Auswahlverhältnisses anzuheben um dadurch eine Verschlechterung des Bildkontrasts aufgrund des Rahmenansprechens zu unterdrücken.
Bei der Berechnung der virtuellen Daten V(N + 1) der virtuellen Linie (N + 1) wird, da die Punktdaten Iij einen kontinuierlichen Wert im Bereich von "-1" bis "+ 1" annehmen, der Wert von V(N + 1) maximal 1%N, wenn die Punktdaten Iij den Zwischenwert "0" annehmen. In diesem Falle nimmt der Wert von V(N + 1) zu, wenn die Gesamtlinienanzahl N relativ groß ist, und daher kann die Wellenform des Datensignals eine pulsierende Hochspannung aufweisen, wenn die letzten mehreren Linien ausgewählt werden, in Abhängigkeit vom Bildmuster. Die tatsächlich an den Flüssigkristall angelegte Wellenform ist eine Zusammensetzung des Reihenabtastsignals und des Spaltendatensignals, wiedergegeben durch Uij(t) = F1(t) - Gj(t), wie z. B. F1 (t) - F2(t) F2(t) - G2(t) usw. wie in Fig. 24 gezeigt. Im Falle daß die Anzahl L der mehreren ausgewählten Linien kleiner als N ist, ist die Spannung der Reihenabtastelektrode größer als diejenige des Spaltendatensignals, so daß die Frequenz der zusammengesetzten Wellenform durch die Wellenform des Abtastsignals dominiert wird. Andererseits ist in dem Fall, daß die Anzahl L der mehreren ausgewählten Linien größer als N ist, die Spannung der Spaltenelektrode höher als diejenige der Reihenelektrode, in Abhängigkeit vom Bildmuster, und daher ist die Frequenz der zusammengesetzten Wellenform durch die Wellenform des Spaltendatensignals dominiert. Ferner weist das Ansteuern des Flüssigkristalls eine bestimmte Frequenzcharakteristik auf, so daß eine Transmissivitätsfluktuation aufgrund der Frequenzvariation erzeugt wird. Daher dominiert in dem Fall, daß die Anzahl L der mehreren Linien beträchtlich kleiner ist als die Gesamtlinienzahl N, die Wellenform, welche an die Reihenabtastelektrode angelegt ist, das Pixel. Andererseits kann gemäß der herkömmlichen Berechnung, wie vorangehend beschrieben, eine pulsierende Hochspannung an die Signalelektrode in Abhängigkeit vom Bildmuster angelegt werden, was zu einer Variation der Frequenzcharakteristik der zusammengesetzten Wellenform führt, die an den Flüssigkristall angelegt wird, wodurch eine Transmissivitätfluktuation erzeugt wird.
In Anbetracht der vorangehend angegebenen Nachteile wird bei dem erfindungsgemäßen Grauschattierungsverfahren die Punktproduktberechnung verbessert. Die Fig. 25 zeigt ein Beispiel der erfindungsgemäßen Ansteuerwellenformen. Die Gesamtlinienzahl ist auf 240 gesetzt, die Mehrfachauswahllinienzahl ist auf drei gesetzt und die Abtastsignale sind durch die Walsh-Funktion gebildet. In dem Zeitdiagramm der Fig. 25 repräsentiert F1(t) eine an eine entsprechende Reihenabtastelektrode angelegte Wellenform. Drei der Reihenabtastelektroden werden gleichzeitig ausgewählt, um sequentiell den Flüssigkristall von oben nach unten abzutasten. An die erste Linie wird + Vr, + Vr, -Vr, -Vr angelegt, an die zweite Linie wird + Vr, -Vr, -Vr, + Vr angelegt und an die dritte Linie wird + Vr, -Vr, + Vr, -Vr angelegt. Ferner wird an die virtuelle Linie + Vr, + Vr, + Vr, + Vr angelegt. Das Datensignal Gj(t), welches an eine entsprechende Signalelektrode angelegt wird, wird wiederum gemäß den folgenden Gleichungen berechnet:
Beispielsweise werden G1(t), G2(t) und G3(t) so wie im Zeitdiagramm der Fig. 25 gezeigt berechnet, vorausgesetzt, daß das Bildmuster derart gegeben ist, daß die erste Pixelreihe auf "-1" gesetzt ist, die zweite Pixelreihe auf "-1/2" gesetzt ist und die dritte Pixelreihe auf "0" gesetzt ist, während die verbleibenden Pixel im Nichtauswahlintervall nach F4(t) auf "- 1", "0", + 1/2" gesetzt sind.
Wie in Fig. 24 gezeigt, kann gemäß dem herkömmlichen Berechnungsverfahren die Signalelektrode das Datensignal Gj(t) mit einer hohen Spannung, welche mit derjenigen des Abtastsignals Fi(t) vergleichbar ist, in Abhängigkeit vom Bildmuster empfangen. Im Gegensatz dazu empfängt bei dem erfindungsgemäßen Verfahren, wie es in Fig. 25 gezeigt, die Signalelektrode konstant das Datensignal Gj(t), welches unbeachtlich des Bildmusters keine hohe Spannung aufweist. Daher empfängt der Flüssigkristall tatsächlich Spannungswellenformen U11(t), U22(t), U33(t), wie sie in Fig. 25 gezeigt sind, welche unbeachtlich des Bildmusters zueinander gleich sind.
Die Fig. 26 zeigt ein weiteres Beispiel, bei welchem die Gesamtlinienzahl auf 240 gesetzt, die Anzahl der mehreren ausgewählten Linien auf sieben gesetzt ist und die Abtastsignale aus einem Walsh-Funktionssatz gebildet sind. In der Figur gibt Fi(t) eine Wellenform wieder, welche an die entsprechende Abtastelektrode angelegt wird. Es werden gleichzeitig sieben Linien ausgewählt, um das Flüssigkristallfeld sequentiell von oben nach unten abzutasten. An die erste Linie wird + Vr, + Vr, + Vr, + Vr, -Vr, -Vr, Vr, -Vr angelegt. An die zweite Linie wird + Vr, + Vr, -Vr, -Vr, -Vr, -Vr, + Vr, + Vr angelegt. An die dritte Linie wird +Vr, +Vr, -Vr, -Vr, + Vr, + Vr, Vr, -Vr angelegt. An die vierte Linie wird + Vr, -Vr, -Vr, +Vr, +Vr, -Vr, - Vr, +Vr angelegt. An die fünfte Linie wird +Vr, -Vr, -Vr, +Vr, -Vr, +Vr, + Vr, -Vr angelegt. An die sechste Linie wird + Vr, -Vr, + Vr, -Vr, -Vr, + Vr, -Vr, + Vr angelegt. An die siebte Linie wird + Vr, -Vr, + Vr, -Vr, + Vr, -Vr, + Vr, -Vr angelegt. An die virtuelle Linie wird + Vr, + Vr, + Vr, + Vr, + Vr, + Vr, + Vr, + Vr angelegt.
Andererseits wird ein an eine entsprechende Spaltensignallinie angelegtes Datensignal Gj(t) gemäß den vorangehenden Gleichungen berechnet.
Beispielsweise werden G1(t), G2(t) und G3(t) so wie in Fig. 26 dargestellt berechnet, vorausgesetzt, daß das Bildmuster derart gegeben ist, daß die Pixel der ersten Reihe auf "-1" gesetzt sind, die Pixel der zweiten Reihe auf "-1/2" gesetzt sind, die Pixel der dritten Reihe auf "1/4" gesetzt sind, die Pixel der vierten Reihe auf "0" gesetzt sind, die Pixel der fünften Reihe auf "1/4" gesetzt sind, die Pixel der sechsten Reihe auf "1/2" gesetzt sind und die Pixel der siebten Reihe auf " + 1" gesetzt sind, wohingegen für die Nichtauswahlintervalle nach F8(t) die verbleibenden Pixel auf "-1 ", "-1/2" und "0" gesetzt sind. In gleicher Art und Weise wie bei der Auswahl von drei Linien ist die an die jeweiligen Pixel angelegte Wellenform durch Uij(t) wiedergegeben, welche zum Unterdrücken einer Wellenformdifferenz aufgrund des Bildmusters effektiv ist.
Ferner kann im Falle des Vorsehens einer virtuellen Linie für jede der mehreren ausgewählten Linien die in der (N + 1)-ten Linie konzentrierte effektive Spannung immer berechnet werden, wenn die L-Linien ausgewählt werden, um die effektive Spannung über die Wellenform auszudehnen, um dadurch das Anlegen einer pulsierenden Hochspannung an die Signalelektrodenlinien zu vermeiden. In einem derartigen Falle wird der Wert der virtuellen Daten Vkj gemäß der folgenden ersten Gleichung berechnet, und das Datensignal Gj(t), welches an die Signalelektrodenleitungen angelegt wird, wird gemäß der folgenden zweiten Gleichung berechnet:
Das heißt, die virtuellen Daten Vkj werden für die Summation bei jeder Mehrfachlinienauswahl berechnet, um die Spannung der Signalelektroden zu bestimmen. In diesem Falle erreicht der Wert von VkJ maximal < L, was nicht so hoch ist. Bei der Grauschattierungsanzeige durch das herkömmliche Mehrfachauswahlverfahren fluktuiert die Transmissivität in Abhängigkeit vom Bildmuster, wohingegen die virtuellen Daten in geteilter Weise erfindungsgemäß bei jeder Mehrfachauswahl angewandt werden, so daß die tatsächliche Spannungswellenform, welche an den Flüssigkristall angelegt wird, durch die Frequenz der Abtastsignale unbeachtlich des Bildmusters dominiert wird, um dadurch den Anzeigezustand gleichförmig zu machen.
Wie vorangehend beschrieben werden die virtuellen Daten VkJ berechnet und bei jedem Auftreten der Mehrfachlinienauswahl hinzuaddiert, um die an die Signalelektroden angelegte Spannung zu bestimmen. In einem derartigen Falle kann der hinzuaddierte Wert von VkJ durch alte Punktdaten berechnet werden, welche den vorangehend ausgewählten mehreren Linien L entsprechen, gemäß der folgenden Gleichung, anstelle der momentanen Punktdaten, welche den momentan ausgewählten mehreren Linien L zugeordnet sind.
Durch Berechnen der virtuellen Daten Vkj unter Verwendung der alten Punktdaten, welche den mehreren Linien L zugeordnet waren und von einem Speicher entnommen werden, wenn die mehreren Linien L einen oder mehrere Durchgänge vorher ausgewählt worden sind, kann das Berechnungsintervall in der Ansteuerschaltung verlängert werden, um den Schaltungsaufbau zu vereinfachen.
Beim Berechnen des an die Signalelektroden angelegten Datensignals G~(t) ist das zugeteilte Intervall 72 ns pro Pixel, vorausgesetzt, daß die Pixelgesamtzahl des Felds 240 · 320 · 3 (RGB) ist und die Rahmenfrequenz 60 Hz ist. Daher muß zum Berechnen des Datensignals Gj(t) zum Zuführen desselben direkt zum Treiber IC ohne Verwendung eines Pufferspeichers zum Speichern der Berechnungsergebnisse die Berechnung nach 288ns beendet sein, wenn vier Punktdaten parallel verarbeitet werden, oder die Berechnung muß innerhalb 576 ns beendet sein, wenn acht Punktdaten in paralleler Weise verarbeitet werden. Wenn man die Zugriffzeit auf den Datenspeicher und die Berechnungszeit berücksichtigt, dann muß die Treiberschaltung schneller gemacht werden, oder eine Mehrzahl von Berechnungseinheiten muß vorgesehen werden, um die parallele Verarbeitung durchzuführen. Gemäß dem erfindungsgemäßen Berechnungsverfahren der virtuellen Daten Vkj werden die bei der vorangehenden Auswahl aufgenommenen alten Daten verwendet, derart, daß die Subtraktion der Quadratwurzel von Iij von L provisorisch bei der vorhergehenden Auswahl durchgeführt wird, und die Quadratwurzelberechnung wird bei der momentanen Auswahl vorgenommen, um ein zusätzliches Zeitintervall vorzusehen. Daher kann die Anzahl an gleichzeitig berechneten Punktdaten verringert werden, um dadurch die Treiberschaltung zu vereinfachen.
Wie vorangehend beschrieben kann das erfindungsgemäße Grauschattierungsansteuerverfahren eine pulsierende hohe Spannung unterdrücken, welche in der an die Signalelektroden angelegten Wellenform in Abhängigkeit vom Bildmuster auftreten würde, so daß die an den Flüssigkristall angelegte Wellenform durch die Frequenz des Abtastsignals unbeachtlich des Bildmusters dominiert wird, wodurch eine gleichförmige Anzeige erhalten wird. In diesem Falle kann die Berechnung der virtuellen Daten Vkj, welche zur Bestimmung der Datensignalspannung Gj(t) erforderlich ist, derart vorgenommen werden, daß sie bei der ein oder mehrere Male vorangehenden Auswahl begonnen wird, wodurch der Zugriff auf den Datenspeicher und die Berechnung in zeitgeteilter Art und Weise ermöglicht werden, um eine Vereinfachung und eine Verkleinerung der Treiberschaltung zu erhalten.

Claims

1. Verfahren zum Ansteuern eines Flüssigkristallfelds (1) mit einer Mehrzahl von Abtastelektroden (4), einer Mehrzahl von Signalelektroden (5) und einem dazwischen angeordneten Flüssigkristall, umfassend die Schritte:

gleichzeitiges Auswählen einer Gruppe von mehreren (L) der Abtastelektroden, um an diese jeweilige Abtastsignale anzulegen, Anlegen von Datensignalen an die Signalelektroden synchron zu den Abtastsignalen, und

sequentielles Abtasten jeder Gruppe aus mehreren Abtastelektroden, um ein Rahmenabtasten durchzuführen, worin die Abtastsignale verschiedene Spannungspegel aufweisen, wenn sie an jeweilige der gleichzeitig ausgewählten Abtastelektroden angelegt werden, derart, daß die Abtastsignale ein gegebenes Kombinationsmuster für jede Gruppe von mehreren Abtastelektroden bilden und das Kombinationsmuster immer zyklisch wiederholt wird, wenn eine gegebene Anzahl an Rahmenabtastungen durchgeführt wird, und worin an jede Signalelektrode eine Datensignalspannung Gj(t) angelegt wird, welche gemäß der folgenden Gleichung beruhend auf dem Abtastsignal Fi(t) und Punktdaten Iij berechnet wird:

wobei V(L + 1)j Daten bezeichnet, die einer virtuellen Linie der Abtastelektrode zugeordnet sind und einmal bei jeder Anzahl L hinzuaddiert werden, und gemäß der folgenden Gleichung berechnet wird:

wobei die Daten der virtuellen Linie in gleichgeteilter Weise immer hinzuaddiert werden, wenn die Anzahl L der Abtastelektroden ausgewählt wird, anstelle des Hinzuaddierens der Daten der virtuellen Linie bei einer (N + 1)-ten virtuellen Linie.

2. Verfahren zum Ansteuern eines Flüssigkristallfelds (1) mit einer Mehrzahl (N) von Abtastelektroden (4), einer Mehrzahl von Signalelektroden (5) und einem dazwischen angeordneten Flüssigkristall, umfassend die Schritte:

sequentielles Abtasten jeder Gruppe aus mehreren Abtastelektroden, um ein Rahmenabtasten durchzuführen, worin die Abtastsignale verschiedene Spannungspegel aufweisen, wenn diese an jeweilige der gleichzeitig ausgewählten Abtastelektroden angelegt werden, derart, daß die Abtastsignale ein gegebenes Kombinationsmuster für jede Gruppe aus mehreren Abtastelektroden bilden und das Kombinationsmuster immer zyklisch wiederholt wird, wenn eine gegebene Anzahl der Rahmenabtastungen durchgeführt wird, und worin an jede Signalelektrode eine Datensignalspannung Gj(t) angelegt wird, welche gemäß der folgenden Gleichung beruhend auf dem Abtastsignal F(t) und Punktdaten Iij berechnet wird:

worin Vkj Daten bezeichnet, welche einer virtuellen Linie der Abtastelektrode zugeordnet sind und einmal bei jeder Anzahl L hinzuaddiert werden, und gemäß der folgenden Gleichung berechnet wird:

wobei die Daten der virtuellen Linie, welche bei der (L + 1)-ten Linie hinzuaddiert werden sollten, zum Hinzuaddieren immer berechnet werden, wenn die Anzahl L der Abtastelektroden ausgewählt wird, gemäß den der Anzahl L der Abtastelektroden zugeordneten Punktdaten.

3. Verfahren zum Ansteuern eines Flüssigkristallfelds (1) mit einer Mehrzahl (N) an Abstastelektroden (4), einer Mehrzahl an Signalelektroden (5) und einem dazwischen angeordneten Flüssigkristall, umfassend die Schritte:

sequentielles Abtasten jeder Gruppe von mehreren Abtastelektroden, um ein Rahmenabtasten durchzuführen, worin die Abtastsignale verschiedene Spannungspegel aufweisen, wenn diese an jeweilige der gleichzeitig ausgewählten Abtastelektroden angelegt werden, derart, daß die Abtastsignale ein gegebenes Kombinationsmuster für jede Gruppe von mehreren Abtastelektroden bilden und das Kombinationsmuster immer zyklisch wiederholt wird, wenn eine gegebene Anzahl der Rahmenabtastungen durchgeführt wird, und worin an jede Signalelektrode eine Datensignalspannung Gj(t) angelegt wird, welche gemäß der folgenden Gleichung beruhend auf dem Abtastsignal Fi(t) und Punktdaten Iij berechnet wird:

wobei die Daten der virtuellen Linie, welche an der (L + 1)ten-Linie hinzuaddiert werden sollten, zum Hinzuaddieren immer berechnet werden, wenn die Anzahl L der Abtastelektroden ausgewählt wird, gemäß alten Punktdaten, welche der Anzahl L der Abtastelektroden zugeordnet waren, als diese "A"-mal vorher ausgewählt waren, wobei "A" eine ganze Zahl kleiner als zehn bezeichnet.

4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, worin ein Kombinationsmuster einer vorangehend ausgewählten Gruppe und ein weiteres Kombinationsmuster einer nachfolgend ausgewählten Gruppe innerhalb des gleichen Rahmenabtastens zueinander verschieden sind.

5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, worin ein Kombinationsmuster, welches einer gegebenen Gruppe von mehreren Abtastelektroden bei einem vorangehenden Rahmen zugeordnet ist, sich von einem weiteren Kombinationsmuster unterscheidet, das der gleichen Gruppe bei einem nachfolgenden Rahmenabtasten zugeordnet ist.