DE69318195T2

DE69318195T2 - Verwaltungsschaltung für Erregerstromsteuervorrichtung

Info

Publication number: DE69318195T2
Application number: DE1993618195
Authority: DE
Inventors: Frederic Brandy; Jean-Marie Pierret
Original assignee: Valeo Equipements Electriques Moteur SAS
Current assignee: Valeo Equipements Electriques Moteur SAS
Priority date: 1992-01-28
Filing date: 1993-01-26
Publication date: 1998-09-10
Anticipated expiration: 2013-01-27
Also published as: FR2686744B1; EP0554154A1; EP0554154B1; FR2686744A1; DE69318195D1; ES2115734T3

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein Reglerschaltungen für die Ladespannung zum Laden einer Batterie durch einen Wechselstromgenerator, insbesondere in einem Kraftfahrzeug.
Sie betrifft insbesondere eine neue Verwaltungsschaltung für die Schaltvorgänge eines Schalterelements, das in Reihe mit der Erregerwicklung des Wechselstromgenerators vorgesehen ist, um den Erregerstrom zu steuern.
Unter Bezugnahme auf Figur 1 der Zeichnungen ist die Gesamtdarstellung eines Kraftfahrzeugstromkreises zu erkennen, der eine Batterie B und eine Reihe von Verbrauchern wie CC enthält, die durch Schalter I betätigt werden. Das Bordstromnetz des Fahrzeugs umfaßt ansonsten konstruktionsmäßig eine bestimmte Anzahl von induktiven Widerständen, die als Z1, Z2, Z3 bezeichnet werden. Darüber hinaus ist üblicherweise ein Entstörkondensator C vorgesehen, um die Störspannungen, insbesondere im Hochfrequenzbereich, zu dämpfen, die bei abrupten Änderungen des Stromverbrauchs durch diese Widerstände erzeugt werden. Diese abrupten Änderungen sind vor allem auf die in schneller Folge stattfindende Unterbrechung des Erregerstroms des Wechselstromgenerators zurückzuführen, die durch die zugehörige Reglerschaltung bewirkt wird.
In der Praxis ist jedoch festzustellen, daß der Kondensator C nicht in der Lage ist, diese Störspannungen ausreichend zu dämpfen.
Figur 2 zeigt das Auftreten derartiger Störkomponenten in der Netzspannung Vr bei jeder Unterbrechung und Wiederherstellung des Stroms It, der aus dem Bordnetz entnommen wird, um den Erregerstrom zu bilden.
Eine bekannte Lösung für dieses Problem, wie sie im Oberbegriff des Anspruchs 1 definiert ist, besteht darin, die Anstieg- und Abfallzeiten der Spannung zu vergrößern, die an die Erregerwicklung des Wechselstromgenerators angelegt wird. Dadurch wird die Durchgangsgeschwindigkeit des Erregerstroms zwischen dem Transistor und der zugehörigen Freilaufdiode bei der öffnung des Transistors verlangsamt, um so das Auftreten von Störspannungen im Hochfrequenzbereich einzudämmen. Dies erfolgt herkömmlicherweise durch die Anordnung eines Widerstands mit einem geeigneten Wert in Reihe mit dem Gate eines MOS-Transistors zur Schaltung des Erregerstroms. Figur 3 veranschaulicht, von oben nach unten, die Erregerspannung Vx (Klemmenspannung an der Erregerwicklung), den am Netz entnommenen Strom It, die Netzspannung Vr und die Verlustleistung Pd des Transistors im Verlauf der Schaltphasen. Dabei ist zu beobachten, daß die Hochfrequenzkomponenten der Spannung Vr effektiv verringert werden. Es ist jedoch auch festzustellen, daß die Verlustleistung der Schaltung bei jedem Schaltvorgang betrchtlich ausf :llt. Diese Verlustleistung nimmt außerdem mit der Frequenz der Schaltvorgänge zu und wirkt sich besonders störend aus, wenn es sich bei dem zugehörigen Regler um einen sogenannten "Freifrequenz"-Typ handelt, wobei es zu hohen Schaltfrequenzen in einer Größenordnung von 200 bis 500 Hz kommen kann. In diesem Fall kann die schaltungsbedingte Verlustleistung 2 Watt oder mehr erreichen.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die Hochfrequenz-Störkomponenten in der Netzspannung zu begrenzen, ohne daß dabei erhebliche Verlustleistungen im Stromkreis abgegeben werden.
Dazu bezieht sie sich auf eine Reglerschaltung, wie sie in Anspruch 1 definiert ist.
Bevorzugte Aspekte dieser Reglerschaltung werden in den Unteransprüchen dargelegt.
Weitere Aspekte, Ziele und Vorteile der vorliegenden Erfindung ergeben sich deutlicher aus der nachstehenden detaillierten Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung, die als Beispiel ohne einschränkende Wirkung und unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen angeführt wird, in denen folgendes dargestellt ist:
- Figur 1 zeigt eine schematische Gesamtdarstellung eines Kraftfahrzeugstromkreises.
- Figur 2 veranschaulicht anhand einer Reihe von Zeitablaufdiagrammen das herkömmliche Verhalten des Stromkreises von Figur 1 bei bestimmten Schaltvorgängen.
- Figur 3 veranschaulicht anhand einer anderen Reihe von Zeitablaufdiagrammen das Verhalten eines Stromkreises, der nach einer bekannten Verbesserung ausgeführt ist.
- Figur 4 veranschaulicht anhand einer weiteren Reihe von Zeitablaufdiagrammen einen erfindungsgemäß ausgeführten Stromkreis.
- Figur 5 zeigt ein detailliertes Schaltbild zu einer ersten Ausführungsart einer erfindungsgemäßen Verwaltungsschaltung für die Erregerstromsteuerung.
- Figur 6 zeigt ein detailliertes Schaltbild zu einer zweiten Ausführungsart einer erfindungsgemäßen Verwaltungsschaltung für die Erregerstromsteuerung.
Unter Bezugnahme auf Figur 5 umfaßt eine Verwaltungsschaltung für die Erregerstromsteuerung nach einer ersten Ausführungsform der Erfindung eine Eingangsklemme E1 für die Erregerstromsteuerung, die an das Gate eines MOS-Transistors T1 angelegt ist. Der Drain von T1 ist mit der Stromzuleitung B+ verbunden, die an die (im vorliegenden Fall positive) Batteriespannung angeschlossen ist, während seine Source mit der Anode einer Diode D1 verbunden ist. Die Kathode von D1 ist mit einer ersten Klemme eines Widerstands R2 und mit der ersten Klemme eines Widerstands R3 verbunden. Die zweite Klemme von R3 ist über einen Widerstand R4 mit dem Drain eines ersten Transistors T2 eines MOS-Transistorenpaares T2 und T3 verbunden, die sich das gleiche Gate teilen. Dieses Gate ist mit einer Eingangsklemme E2 für eine umgekehrte oder komplementäre Erregerstromsteuerung verbunden.
Die Sources von T2 und T3 sind mit der Masse verbunden. Die zweite Klemme von R3 ist ebenfalls über einen Widerstand R5 mit dem Kollektor eines bipolaren NPN-Transistors T4 verbunden, dessen Emitter mit dem Drain von T3 verbunden ist. Zwischen der Basis von T4 und seinem Emitter ist ein Widerstand R6 angeordnet.
Die zweite Klemme von R2 ist einerseits mit der Anode einer Diode D2 und andererseits mit einer zweiten Klemme eines Widerstands R1 verbunden, dessen erste Klemme mit einer Eingangsklemme E3 verbunden ist, deren Aufgabe darin besteht, Signale einer sogenannten "Charge-pump"-Schaltung zu empfangen.
Die Kathode von D2 ist mit dem gemeinsamen Anschluß zwischen R3, R4 und R5 verbunden, der seinerseits mit dem Gate eines MOS-Leistungstransistors T7 verbunden ist.
Die zweite Klemme von R1 ist außerdem mit dem Drain eines MOS-Transistors T5 verbunden, dessen Source an der Masse liegt und dessen Gate mit dem Kollektor eines bipolaren NPN-Transistors T6 verbunden ist. Eine Zener-Diode DZ2 ist zwischen dem besagten Gate von T5 und der Masse angeordnet. Der Emitter von T6 liegt an der Masse, während seine Basis über einen Widerstand RlO mit der Source von T7 verbunden ist. Der Kollektor von T6 und das Gate von T5 sind über einen Widerstand R7 und eine Zener-Diode DZ3, in dieser Reihenfolge, mit der Leitung B+ verbunden. Der gemeinsame Anschluß zwischen R7 und DZ3 ist über einen Widerstand R8 mit der Masse verbunden.
Die Basis des vorgenannten Transistors T4 ist über einen Widerstand R9 mit der Source von T7 verbunden. Die Source von T7 ist außerdem mit der Kathode einer Freilaufdiode D3 verbunden, deren Anode an der Masse liegt.
Der Drain von T7 ist mit der Leitung B+ verbunden, während eine Zener-Diode DZ1 zwischen dem Gate und der Source von T7 angeordnet ist.
Die Erregerwicklung Ex des Wechselstromgenerators ist zwischen der Source von T7 und der Masse angeschlossen. Ihre Klemmenspannung wird mit Vx bezeichnet. Die Gate-Kapazitäten von T7 sind bei C7 und C8 angedeutet.
Die sogenannte "Charge-pump"-Schaltung, deren Ausgang am Eingang E3 anliegt, ist, wie an sich bekannt, eine Spannungsvervielfacherschaltung, deren Aufgabe darin besteht, an das Gate von T7 eine ausreichend hohe Spannung anzulegen, um seine Schließung und die Herstellung des Erregerstroms zu bewirken, auch wenn die Batterie entladen ist. Dieser Schaltungstyp wird herkömmlicherweise in dem Fall benutzt, in dem es sich bei dem Transistor T7 um den "D-MOS"-Typ handelt, der für seine Schließung eine hohe Gate-Spannung benötigt.
Es folgt nun unter Bezugnahme auf Figur 4 eine Beschreibung der Funktionsweise der Schaltung von Figur 5. Figur 4 veranschaulicht von oben nach unten das zeitbezogene Verhalten der Erregerspannung Vx, des effektiv durch die Schaltung aufgenommenen Erregerstroms (durch T7 fließender Strom It), der Bordnetzspannung Vr und der durch den Schaltvorgang bedingten Verlustleistung Pd in der Schaltung.
Als erstes wird davon ausgegangen, daß die Fahrzeugbatterie ausreichend geladen ist, während der Fall einer entladenen Batterie weiter unten behandelt wird.
Zunächst ist festzustellen, daß die Spannung Vx nahe null liegt und daß der Strom It gleich null ausfällt, während der Transistor T7 geöffnet ist (Zeitpunkt to in Figur 4).
Wenn die Schaltung von Figur 5 zu einem Zeitpunkt t1 ein Signal empfängt, das der Anforderung einer Erhöhung des Erregerstroms entspricht (Signal mit niedrigem Pegel an E1 und Nullspannung an E2), dann wird T1 durchgeschaltet, während T2 und T3 gesperrt sind. Da die Erregerspannung Vx nahe null liegt, wird außerdem T6 gesperrt und T5 durchgeschaltet. Die Diode D2 ist daher in Sperrichtung vorgespannt, so daß kein Strom durch sie hindurchgehen kann. Das Gate von T7 kann demzufolge nur über den Widerstand R3 geladen werden. Dieser Widerstand weist einen hohen Ohmwert auf, so daß diese Ladung langsam erfolgt.
Der Strom It erhöht sich deshalb langsam, wie in Figur 4 veranschaulicht, wobei außerdem ein langsamer Anstieg der Spannung Vx stattfindet. Sobald sich die Spannung Vx ausreichend erhöht hat (zum Zeitpunkt t2), wird T6 durchgeschaltet und T5 gesperrt, woraufhin das Gate von T7 diesmal nicht nur über R3, sondem auch über den mit einem niedrigeren Wert als R3 ausgelegten Widerstand R2 und daher entsprechend schneller geladen wird. Danach bleiben Vx und It auf ihrem jeweiligen Höchstwert.
Wenn die Schaltung gesteuert wird, um die Erregung des Wechselstromgenerators zu verringern, das heißt wenn die Spannung am Eingang E1 nahe an der Speisespannung B+ liegt, wird, um T7 zu öffnen, während der Eingang E2 auf einem hohen Spannungspegel steht (Zeitpunkt t4), T1 gesperrt, wohingegen T2 und T3 durchgeschaltet werden. Nachdem die Spannung Vx vor der Öffnung von T7 einen hohen Wert aufgewiesen hat, ist T4 daher durchgeschaltet, und das Gate von T7 kann sich über R5, T4 und T3 sowie zusätzlich über R4 und T2 entladen. Der Ohmwert von R5 wird niedrig gewählt, so daß diese Entladung schnell stattfindet.
Ab dem Zeitpunkt t4 ist daher ein schnelles Absinken der Spannung Vx zu beobachten, bis ihr Wert ausreichend niedrig ist, damit T4 gesperrt wird. Das Gate von T7 kann sich daher nur noch über R4 entladen, der einen höheren Wert als R5 aufweist, so daß diese Entladung wesentlich langsamer stattfindet. Die Veränderungen von It erfolgen daher, wie veranschaulicht, langsam ab dem Zeitpunkt t5 und bis zum Zeitpunkt t6, zu dem dieser Strom gleich null wird.
Das Verhältnis zwischen dem niedrigen Stromwert (Fall, in dein Vx nahe null ist) und dem hohen Stromwert, die am Gate von T7 anliegen, bewegt sich vorzugsweise in einer Größenordnung von 1 bis 10, was durch eine entsprechende Wahl der Werte der Widerstände R2, R3, R4 und R5 herbeigeführt wird.
Solange Vx niedrig ist, das heißt, solange eine Leitend- oder Sperrschaltung der Freilaufdiode D3 wahrscheinlicht ist, wird der Durchgang des Erregerstroms von T7 in D3 oder umgekehrt allmählich erfolgen (Phase t1-t2 bzw. t5-t6), wodurch die Hochfrequenzstörungen in der Netzspannung entsprechend begrenzt werden. Figur 4 zeigt die sehr geringe Amplitude dieser Störspannungen.
Sobald sich Vx dagegen ausreichend erhöht hat, das heißt, sobald der Strom stabil fließt, werden sehr schnelle Veränderungen dieser Spannung bei Schaltvorgängen möglich, so daß sich der Energieverlust bei jedem Schaltvorgang entsprechend verringern läßt. So ist in Figur 4 zu erkennen, daß der Energieverlust während der Zeiträume t2-t3 bzw. t4-t5 deutlich niedriger ausfällt als im Falle einer Lösung nach dem Stand der Technik (siehe Figur 3), bei der sich dieser Energieverlust aufgrund des langsamen Anstiegs von Vx zeitlich verlängern würde.
Es folgt nun eine Beschreibung der Funktionsweise der Schaltung für den Fall, daß die Batterie entladen ist, wobei sich infolgedessen eine geringere Spannung B+ ergibt. In diesem Fall legt die "Charge-pump"- Schaltung an den Eingang E3 eine positive Spannung an, deren Aufgabe darin besteht, den durchgeschalteten Zustand des Transistors T7 aufrechtzuerhalten.
Da die Spannung B+ reduziert ist, bewirkt im übrigen die durch DZ3, R7 und R8 gebildete Schaltung eine Senkung der Gate-Spannung des Transistors T5, so daß dieser gesperrt wird. Demzufolge kann die Diode D2 nicht mehr in Sperrichtung vorgespannt werden, und das Gate von T7 kann über R1 und D2 vom Eingang E3 aus geladen werden. Dabei ist festzustellen, daß der Wert von R1 audreichend hoch gewählt wird, um eine zu abrupte Entladung der "Charge-pump"-Schaltung zu verhindern, die wiederum Störungen im Bordnetz verursachen könnte.
Wenn die Batterie entladen ist, ermöglicht es daher die um T5 herum konstruierte Schaltung, indem T7 im geschlossenen Zustand gehalten wird, daß die Ladung der Batterie vorrangig gegenüber dem Normalbetrieb der Stromsteuerschaltung erfolgt, deren Aufgabe darin besteht, die Ladungs- und Entladungsgeschwindigkeiten des Gates von T7 in Abhängigkeit vom Wert von Vx zu verändern.
Wenn hingegen die Batteriespannung normal ausfällt, ist die Schaltung DZ3, R7 und R8 nicht mehr selbst in der Lage, T5 zu sperren, wobei dessen Schaltvorgänge normalerweise über R10 in Abhängigkeit vom Wert von Vx erfolgen.
Darüber hinaus ist festzustellen, daß die Wirkung der Diode D1 darin besteht, jeden Verlust des von R1, D2 kommenden Stroms durch die in Sperrichtung betriebene Stördiode zu verhindern, die durch den MOS-Transistor T1 gebildet wird.
Unter Bezugnahme auf Figur 6 folgt nun die Beschreibung einer zweiten Ausführungsform der Erfindung.
Bei dieser Variante sind die Widerstände R1 bis R5, die im Schaltbild von Figur 5 auf das Gate von T7 einwirken, durch eine Stromspiegelschaltung ersetzt worden, die durch eine Gruppe von Transistoren T9 bis T13 gebildet wird.
Die Elemente der Schaltung von Figur 5, die in Figur 6 beibehalten werden, bzw. Elemente, die eine gleichwertige Funktion erfüllen, werden jeweils durch die gleichen Bezugsnummern bezeichnet.
In der Schaltung von Figur 6 ist eine Brücke, die durch die Reihenschaltung eines Widerstands R11 und einer Zener-Diode DZ4 gebildet wird, zwischen der Leitung B+ und der Masse geschaltet. Der Mittelpunkt dieser Brücke ist an das Gate eines MOS-Transistors T14 angelegt, dessen Source mit dem Kollektor eines bipolaren NPN-Transistors T8 verbunden ist. Der Drain von T1 ist an die Basis und an den Kollektor eines ersten PNP-Transistors T9 einer Stromspiegelschaltung angeschlossen. Der Emitter von T9 ist mit der Leitung B+ verbunden. Die Basis von T9 ist an die Basen von zwei anderen PNP-Transistoren T10 und T11 angeschlossen, deren Emitter mit der Leitung B+ verbunden sind.
Der Kollektor von T10 ist an den Drain und an die Gate eines MOS-Transistors T12 angeschlossen, dessen Source an der Masse liegt. Der Transistor T12 bildet zusammen mit einem anderen MOS-Transistor T13 eine zweite Stromspiegelschaltung, wobei ihre Gates untereinander verbunden sind, während die Source von T13 an der Masse liegt. Die Gates von T12 und T13 sind mit dem Drain eines anderen MOS-Transistors T14 verbunden, dessen Source an der Masse liegt und dessen Gate mit einem Eingang E1 für eine Steuerspannung zum Öffnen und Schließen von T7 verbunden ist.
Der Kollektor von T11 ist mit dem Gate von T7 über eine Diode D1 verbunden, die die gleiche Funktion wie die Didde D1 von Figur 5 erfüllt.
Die Basis von T8 empfängt eine Referenzspannung Vbg, beispielsweise eine sogenannte "Band-gap"-Spannung von 1,26 Volt, die auf an sich völlig herkömmliche Weise erzielt wird. Der Emitter von T8 ist mit dem Kollektor von T4 über einen Widerstand R13 und mit der Masse über einen Widerstand R12 verbunden. Der Emitter von T4 ist direkt an die Masse angeschlossen, während sein Basis-Emitter-Widerstand R6 von Figur 5 entfällt, wobei der Emitter von T4 weiterhin mit der Masse verbunden ist.
Die Funktionsweise der Schaltung von Figur 6 läßt sich wie folgt beschreiben.
Wenn ein Signal mit hohem Pegel an den Eingang E1 angelegt wird, um T7 zu schließen, wird T14 durchgeschaltet, woraufhin T13 gesperrt wird. Daher kann ein von T11 kommender Strom durch D1 zum Gate des Transistors T7 fließen, um diesen zu schließen und so den Erregerstrom in Ex zu erhöhen.
Wenn hingegen ein Signal gleich null Volt oder nahe null Volt am Eingang E1 anliegt, wird T14 gesperrt und T13 durchgeschaltet. Der von T11 kommende Strom fließt dann über den Transistor T13 zur Masse, wobei dieser Transistor natürlich so ausgelegt ist, daß er den gesamten durch T11 erzeugten Strom aufnehmen kann. Daraufhin öffnet sich T7, um den Erregerstrom zu verringern.
Wenn die Erregerspannung Vx nahe null Volt liegt, werden T4 und T6 gesperrt, während T5 normalerweise durchgeschaltet ist (außer bei entladener Batterie), wie in der Ausführungsform von Figur 5, und ein von der "Charge-pump"-Schaltung kommender Strom wird über T5 zur Masse abgezweigt. In diesem Fall wird die Stromspiegelschaltung T9-T13 durch einen Strom gespeist, dessen Wert durch den Ohmwert von R12 und durch die Spannung Vbg definiert ist, wobei dieser Strom, je nach dem Pegel des Signals am Eingang E1, den Strom bestimmt, unter dem das Gate von T7 (über T11) geladen oder (über T13) entladen wird.
Wenn sich dagegen die Spannung Vx ausreichend erhöht hat, werden 14 und T6 durchgeschaltet, während 15 gesperrt wird. Ein von der "Charge-pump"-Schaltung kommender Strom kann dann gegebenenfalls über D2 zum Gate von 17 fließen. Gleichzeitig wird der in den Stromspiegeln fließende Strom durch den neuen Wert des Widerstands zwischen 18 und der Masse bestimmt, der im wesentlichen durch die Parallelschaltung von R12 und R13 gebildet wird, wobei letzterer einen deutlich niedrigeren Ohmwert als R12 aufweist. Der Lade- oder Entladestrom des Gates von 17 wird dementsprechend deutlich größer.
Je nach Zustand des Signals am Eingang E1 kann daher das Gate von 17 wesentlich schneller geladen oder entladen werden, als dies der Fall ist, wenn Vx nahe null Volt liegt, so daß sich das gleiche Ergebnis wie bei der Schaltung von Figur 5 einstellt. In dieser Ausführungsform kann außerdem ein Verhältnis zwischen dem niedrigen Gate-Stromwert und dem höheren Gate- Stromwert in einer Größenordnung von 1 bis 10 gewählt werden.
Die vorliegende Erfindung ist natürlich nicht auf die vorstehend beschriebene und in den Zeichnungen dargestellte Ausführungsform beschränkt, sondern der Fachmann kann daran alle dem Erfindungsgedanken entsprechenden Varianten oder Änderungen vornehmen.
So wurden vorstehend zwar Schaltungen beschrieben, die in der Lage sind, sowohl bei ansteigenden als auch bei abfallenden Flanken der Spannung Vx unterschiedliche Ströme an das Gate von T7 anzulegen oder unterschiedliche Ströme daran zu entnehmen; es ist jedoch klar, daß die Erfindung auch Anwendung finden kann, um diese Ströme nur bei ansteigenden oder nur bei abfallenden Flanken zu verändern.
In diesem Zusammenhang ist zu beachten, daß es grundsätzlich einfacher ist, die Erfindung bei abfallenden Flanken anzuwenden, als bei ansteigenden Flanken, da sich dann kein Problem hinsichtlich der Einschaltung oder Sperrung der "Charge-pump"-Schaltung ergibt.
Abschließend ist darauf hinzuweisen, daß die Erfindung zwar im Zusammenhang mit einer Schaltung beschrieben wurde, in der die Wicklung Ex zwischen dem MOS-Transistor 17 und der Masse angeordnet ist (sogenannte "unterseitige" Regelung). Sie findet jedoch auch bei Schaltungen Anwendung, in denen sich die Wicklung zwischen dem Transistor T7 und der positiven Spannungszuleitung B+ (sogenannte "hochseitige" Regelung) befindet, oder auch bei Schaltungen, in denen 17 durch ein Darlington-Paar ersetzt wird.

Claims

1. Reglerschaltung für die Ladespannung zum Laden einer Kraftfahrzeugbatterie (B) durch einen Wechselstromgenerator mit einer Erregerwicklung (Ex), wobei eine Freilaufdiode (D3) parallel zu der besagten Erregerwicklung (Ex) geschaltet ist, wobei die Reglerschaltung ein Halbleiter-Schalterelement (17), auf das Steuersignale einwirken, und eine Verwaltungsschaltung für die Schaltvorgänge dieses Halbleiter- Schalterelements (T7) umfaßt, um einen Erregerstrom (It) in der Erregerwicklung (Ex) abwechselnd ein- und auszuschalten, während die besagten Steuersignale eine in schneller Folge stattfindende Unterbrechung des Erregerstroms des Wechselstromgenerators bewirken, und wobei Widerstandsmittel (R3, R12) vorgesehen sind, um die Anstieg- und Abfallzeiten der an die Erregerwicklung (Ex) angelegten Spannung zu vergrößern, dadurch gekennzeichnet, daß sie Stromsteuermittel (14-16) umfaßt, um einen gegebenen schwachen Strom an eine Steuerklemme des besagten Halbleiter-Schalterelements (17) anzulegen oder an dieser Steuerklemme zu entnehmen, wenn eine Spannung (Vx) an den Klemmen der Erregerwicklung (Ex) kleiner als eine vorbestimmte Spannung mit niedrigem Wert ausfällt, so daß langsame Veränderungen des zwischen den Stromeingangs- und -ausgangsklemmen des besagten Halbleiter-Schalterelements (17) fließenden Stroms erzielt werden, und um einen stärkeren Strom an die besagte Steuerklemme anzulegen oder an der besagten Steuerklemme zu entnehmen, wenn die besagte Spannung an den Klemmen der Erregerwicklung (Ex) größer als der besagte vorbestimmte Wert ausfällt.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die besagten Stromsteuermittel (T4-T6) nur beim Öffnen oder beim Schließen des besagten Halbleiter-Schalterelements (17) unter der Einwirkung der Steuersignale eingeschaltet werden.

3. Schaltung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, daß die besagten Stromsteuermittel (T4-T6) sowohl beim Öffnen als auch beim Schließen des besagten Halbleiter-Schalterelements (T7) unter der Einwirkung der Steuersignale eingeschaltet werden.

4. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die besagten Stromsteuermittel eine Gruppe von Halbleiter- Schaltmitteln (T4, T6), deren Steuerklemmen die besagte Spannung an den Klemmen der Erregerwicklung (Ex) erhalten, und eine Gruppe von Widerständen (R2- R5) umfassen, die diesen Schaltinitteln zugeordnet sind und mit der Steuerklemme des besagten Halbleiter-Schalterelements (T7) in Reihe geschaltet werden können.

5. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die besagten Stromsteuermittel eine Stromspiegelschaltung (T9-T13) umfassen, die einen Widerstand (R12, R13) enthält, auf den eine feste Spannung (Vbg) einwirkt, wobei der Wert des besagten Widerstands (R12, R13) den Wert des zu bzw. von der besagten Steuerklemme aus fließenden Stroms bestimmt, und Schaltmittel (14), um den Wert des besagten Widerstands (R12, R13) in Abhängigkeit vom Wert der besagten Spannung an den Klemmen der Erregerwicklung (Ex) zu verändern.

6. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5 , dadurch gekennzeichnet, daß sie außerdem Mittel (T5, DZ3, R7, R8) für die zumindest teilweise Sperrung der Stromsteuermittel umfaßt, wenn die Spannung (B+) an den Klemmen einer Batterie (B) des besagten Stromkreises niedrig ausfällt, um an das besagte Halbleiter-Schalterelement (17) einen Strom anzulegen, der mindestens gleich dem besagten stärkeren Strom ist.

7. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei der das Halbleiter-Schalterelement (T7) ein Halbleiter des Typs D-MOS ist, dadurch gekennzeichnet, daß sie außerdem einen Eingang (E3) für eine Charge-pump-Schaltung umfaßt, um die Steuerklemme des Halbleiter-Schalterelements (17) unter einer ausreichenden Spannung mindestens während der Sperrphasen der besagten Stromsteuermittel zu beanspruchen

8. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Verhältnis zwischen dem Wert des schwachen Stroms und dem Wert des stärkeren Stroms in einer Größenordnung von 1 bis 10 liegt.