DE69120147T2

DE69120147T2 - Schaltung zur automatischen Verstärkungssteuerung

Info

Publication number: DE69120147T2
Application number: DE69120147T
Authority: DE
Inventors: Shinya Osaka Works Su Takenaka
Original assignee: Sumitomo Electric Industries Ltd
Current assignee: Sumitomo Electric Industries Ltd
Priority date: 1990-06-21
Filing date: 1991-06-21
Publication date: 1996-10-24
Anticipated expiration: 2011-06-22
Also published as: DE69120147D1; EP0463586B1; EP0463586A2; US5248871A; EP0463586A3; CA2044951A1; CA2044951C

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine automatische Verstärkungssteuerschaltung zur Verwendung in einem optischen Code-Leser zum optischen Lesen von Balkencoden oder Zeichen gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Eine solche Verstärkungssteuerschaltung ist zum Beispiel aus der US-A-4,528,444 bekannt.
Optische Code-Leser, wie beispielsweise Balkencode-Leser und optische Zeichen-Leser (OCR), werden weitverbreitet dazu verwendet, eine Vielfalt von Coden und Symbolen durch ein optisches System zu lesen, die in Computer eingegeben werden sollen. Es sind zwei Typen von optischen Code-Lesern vorhanden, und zwar die Abtasteinrichtung vom Laser-Typ und die Abtasteinrichtung vom CCD- (Charge Coupled Device) Typ. Die Abtasteinrichtung vom Laser-Typ tastet an der Oberfläche nach Balkencoden oder Zeichen unter Verwendung eines Laserstrahls ab und erfaßt das Licht, das von der abgetasteten Oberfläche reflektiert wird. Die Abtasteinrichtungen vom CCD-Typ setzen einen Bildsensor ein, wobei auf der Oberfläche davon die optischen Bilder durch das Licht gebildet werden, das von der Code-Oberfläche reflektiert wird, und die optischen Bilder werden elektronisch abgetastet.
Mit einem solchen optischen Code-Leser, wie er gewöhnlich mit der Hand eines Benutzers gehalten wird, wird, um sicherzustellen, daß Variationen in dem Lese-Abstand zwischen der Code-Anzeigeoberfläche und dem optischen Code-Leser und resultierende Variationen in der Lichtmenge, die durch die Code-Anzeigeoberfläche reflektiert wird, nicht die Genauigkeit des optischen Code-Lesers herabsetzen wird, eine automatische Verstärkungssteuer-(AGC)-Schaltung verwendet. Die AGC-Schaltung umfaßt eine variable Verstärkungsschaltung, die den Ausgang eines Erfassungselements, wie beispielsweise einer Photodiode oder eines Bildsensors, in ein Signal mit einer vorbestimmten Amplitude konvertiert.
Fig. 1 zeigt ein Blockdiagramme einer allgemeinen AGC-Schaltungsanordnung. Ein Erfassungselement erzeugt ein elektrisches Signal entsprechend der Menge an Licht, das von einer Code-Anzeigeoberfläche reflektiert wird. Dieses Signal wird in eine variable Verstärkungsschaltung 10 eingegeben. Der Ausgang der variablen Verstärkungsschaltung 10 wird zu einer Binärschaltung (nicht dargestellt) zugeführt, die den Ausgang in einen Wert von (1) oder (0) basierend auf einem geeigneten Slice- bzw. Stufenpegel konvertiert. Das Ausgangssignal der variablen Verstärkungsschaltung 10 wird auch zurück zur variablen Verstärkungsschaltung 10 über eine Spitzen-Halteschaltung 12 geführt, um die Verstärkung der variablen Verstärkungsschaltung 10 zu steuern.
Der Ausgang der Spitzen-Halteschaltung 12 steigt schnell an, wenn sich der Ausgang des Verstärkers 10 mit variabler Verstärkung erhöht, wogegen sich dann, wenn sich der Ausgang des Verstärkers mit variabler Verstärkung erniedrigt, der Ausgang der Spitzen-Halteschaltung 12 langsam entsprechend einer relativ großen Zeitkonstanten erniedrigt. Dies stabilisiert den Schaltungsbetrieb gegenüber den turbulenten Variationen des Eingangssignals.
Fig. 2 zeigt ein schematisches Diagramm einer variablen Verstärkungsschaltung 10. Die variable Verstärkungsschaltung 10 umfaßt einen Operationsverstärker 14. Der invertierende Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 14 nimmt das Ausgangssignal von dem Erfassungselement über einen Widerstand 16 auf. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 14 wird zurück zu dem invertierenden Anschluß über einen Feldeffekttransistor 18 geführt. Das Steuersignal von der Spitzen-Halteschaltung 12 wird zu dem Gatter des Transistors 18 eingegeben. Mit dieser Anordnung wird eine umgekehrte Bias-Spannung zwischen dem Gatter und der Source des Transistors 18 angelegt, was einen variablen, elektrischen Widerstand zwischen dem Drain und der Source des Transistors 18 erzeugt, der mit dem Gatterpotential variiert. Die Verstärkung der Verstärkungsschaltung 10 wird demzufolge durch die Spitzen-Halteschaltung 12 gesteuert, die den Drain-Source-Widerstand des Transistors 18 einstellt.
Eine große Menge reflektierten Lichts bewirkt, daß sich das Ausgangssignal des Erfassungselements erhöht, was bewirkt, daß sich die Verstärkung der variablen Verstärkungsschaltung 10 erniedrigt, wobei eine kleine Menge reflektierten Lichts bewirkt, daß sich das Ausgangssignal des Erfassungselements erniedrigt, was bewirkt, daß sich die Verstärkung der variablen Verstärkungsschaltung 10 erhöht. Als folge verbleibt der Ausgang der variablen Verstärkungsschaltung 10 im wesentlichen konstant, unabhängig der Menge des Lichts, das so von der Code-Anzeigeoberfläche reflektiert ist. Deshalb setzen Variationen in der Lichtmenge, die durch das Erfassungselement empfangen werden, die durch Variation in dem Leseabstand verursacht sind, nicht die Genauigkeit des optischen Code-Lesers herab.
Fig. 3 zeigt ein Wellenformdiagramm, das zeigt, wie die Schaltungen der Fig. 1 und 2 ein Signal verarbeiten. Fig. 3(a) stellt den Eingang zu der variablen Verstärkungsschaltung 10 dar; Fig. 3(b) stellt des Ausgang des Spitzen-Halteschaltkreises 12 dar; und Fig. 3(c) stellt den Ausgang von der AGC-Schaltung dar.
Das Ausgangssignal von der Spitzen-Halteschaltung 12 folgt den Variationen des Eingangssignals mit einer Periode T. Wenn sich die Verstärkung der variablen Verstärkungsschaltung 10 in Proportion zu dem Eingangssignalpegel variiert, oszilliert das Ausgangssignal der variablen Verstärkungsschaltung 10 entsprechend einem Code mit einer im wesentlichen konstanten Amplitude, wie dies in Fig. 3(c) dargestellt ist.
Es ist für einen herkömmlichen, optischen Code-Leser unmöglich, wie vorstehend beschrieben ist, zu funktionieren, wenn der Laserstrahl auf die Code-Anzeigeoberfläche in einer Richtung im wesentlichen gegenüberliegend zu dem reflektierten Licht einfällt. In diesem Fall ist das reguläre Reflexionslicht, das von einer wesentlich größeren Intensität als das gestreute, reflektierte Licht ist, direkt auf-das Erfassungselement einfallend. Das reguläre Reflexionslicht besitzt eine Intensität zehn bis hundert Mal größer als diejenige des gestreuten, reflektierten Lichts, und demzufolge gibt das Eingangssignal von dem Erfassungselement zu der variablen Verstärkungsschaltung 10 einen großen Spitzenwert ab, wie dies durch das Bezugszeichen 20 dargestellt ist. Wenn ein großer Spitzenwert in dem Eingangssignal von dem Erfassungselement auftritt, steigt der Ausgang der Spitzen-Halteschaltung 12 scharf an, wie dies durch das Bezugszeichen 22 dargestellt ist, und demzufolge wird die Verstärkung der variablen Verstärkungsschaltung 10 extrem klein. Da die Spitzen-Halteschaltung 12 eine relativ große Zeitkonstante besitzt, wird das Ausgangssignal von der Spitzen-Halteschaltung 12 auf einem großen Wert gehalten, gerade nachdem sich das Ausgangssignal des Erfassungselements erniedrigt hat und die Verstärkung der variablen Verstärkungsschaltung 10 extrem klein verbleibt. Deshalb erniedrigt sich die Amplitude des Ausgangs von der variablen Verstärkungsschaltung 10, wie dies durch das Bezugszeichen 24 in Fig. 5(c) dargestellt ist, und es ist unmöglich für den optischen Code-Leser, geeignet Balkencode oder optische Zeichen zu lesen.
Um dieses Problem zu beseitigen, kann es möglich sein, den Ausgang des Erfassungselements zu der variablen Verstärkungsschaltung 10 über eine Begrenzungsschaltung zuzuführen. Allerdings könnte dies, da sich der Ausgang des Erfassungselements drastisch mit der Variation in der Menge des Lichts, das empfangen wird, variiert, einen Lesefehler durch den optischen Code-Leser durch einfaches Abschneiden des Eingangssignals bei einem vorgegebenen Pegel erhöhen.
Aus der US-A-3949233 ist ein linearer Gleichstromverstärker mit einem automatischen Verstärkungssteuersystem zum Regulieren der Amplitude von Spitzenwert zu Spitzenwert des Signalausgangs, der durch Abtasten eines codierten Etiketts mit einer in der Hand gehaltenen photo-optischen Abtasteinrichtung erhalten wird, bekannt. Die Verstärkung des Verstärkers wird primär durch den weißen Hintergrund auf dem codierten Etikett festgelegt und wird weiterhin an dem schwarzen Balken eingestellt, wenn der Stift über die Etikettoberfläche, auf der die Code aufgedruckt sind, führt. Eine Steuerschaltungsrückführung kompensiert in Bezug auf Eingangsamplituden- und Kontrastvariationen.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine automatische Verstärkungssteuerschaltung zur Verwendung bei einem optischen Code-Leser zu verwenden, der exzellente Leseeigenschaften liefert und frei von Lesefehlern ist.
Diese Aufgabe wird durch eine automatische Verstärkungssteuerschaltung gelöst, die die Merkmale des Anspruchs 1 besitzt. Bevorzugte Ausführungsformen sind Gegenstand verschiedener, abhängiger Ansprüche.
Diese und andere Vorteile der vorliegenden Erfindung werden unter Berücksichtigung der nachfolgenden, detaillierten Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform zusammen mit den Zeichnungen deutlicher, in denen:
Fig. 1 zeigt ein Blockdiagramm eines herkömmlichen, optischen Code-Lesers.
Fig. 2 zeigt ein schematisches Diagramm einer herkömmlichen, variablen Verstärkungsschaltung.
Fig. 3 zeigt ein Wellenformdiagramm, das darstellt, wie die Schaltungen der Fig. 1 und 2 ein Signal verarbeiten.
Fig. 4 zeigt ein schematisches Diagramm einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
Fig. 5 zeigt ein Wellenformdiagramm, das darstellt, wie die Schaltung der Fig. 4 ein Signal verarbeitet.
Fig. 6 zeigt ein schematisches Diagramm eines Beispiels einer herkömmlichen AGC-Schaltung.
Fig. 7 zeigt ein Wellenformdiagramm, das darstellt, wie die Schaltung der Fig. 6 ein Signal verarbeitet.
Fig. 4 zeigt ein schematisches Diagramm einer Ausführungsform eines automatischen Verstärkungssteuer-(AGC)-Schaltkreises gemäß der vorliegenden Erfindung. Die AGC-Schaltung wird als optischer Code-Leser verwendet, der die Oberflächen beleuchtet, auf denen Balkencode oder Zeichen gebildet sind, und erfaßt das reflektierte Licht. Das Ausgangssignal eines Erfassungselements (nicht dargestellt), wie beispielsweise einer Photodiode oder eines CCD-Bildsensor, wird an den Eingangsanschluß IN einer variablen Verstärkungsschaltung 30 angelegt. Das Ausgangssignal der variablen Verstärkungsschaltung 30 wird von dem Ausgangsanschluß OUT zu einer Binärschaltung (nicht dargestellt) zugeführt und das Signal wird in ein binäres Signal von [1] oder [0] konvertiert.
Das Ausgangssignal der variablen Verstärkungsschaltung 30 wird auch zu einer Spitzen-Halteschaltung 40 zugeführt und das Ausgangssignal der Spitzen-Halteschaltung 40 wird zu der variablen Verstärkungsschaltung 30 als ein Steuersignal zum Steuern der Verstärkung der variablen Verstärkungsschaltung 30 zugeführt. Die Spitzen-Halteschaltung 40 wird durch eine Rücksetzschaltung 60 zurückgesetzt.
Die variable Verstärkungsschaltung 30 besitzt einen Operationsverstärker 32. Ein Signal von dem Erfassungselement wird über einen Widerstand 34 zu dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 32 zugeführt und eine Bezugsspannung V1 wird zu dem nicht invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 32 zugeführt. Der Ausgang der variablen Verstärkungsschaltung 30 wird über einen N-Kanal-Feldeffekttransistor 36 zu dem invertierenden Eingangsanschluß zurückgeführt. Der Steuersignalausgang von der Spitzen-Halteschaltung 40 wird zu dem Gatter des Transistors 36 zugeführt, um einen variablen, elektrischen Widerstand zwischen der Source und dem Drain des Transistors 36 zu erzeugen, der mit dem Gatterpotential variiert. Dadurch variiert sich die Verstärkung der variablen Verstärkungsschaltung 30 mit dem Source-Drain-Widerstand des Transistors 36. Damit der Transistor 36 als-ein variabler Widerstand funktioniert, muß eine Umkehr-Bias-Spannung zwischen dem Gatter und dem Source zugeführt werden, so daß die Gatter-Spannung VG geringer als die Source-Spannung VS (V = V1) ist.
Die Spitzen-Halteschaltung 40 weist einen Kondensator 44 auf, der schnell durch den Strom von der variablen Verstärkungsschaltung 30 über eine Diode 42 aufgeladen wird und der sich langsam über einen Widerstand 46 aufgrund einer relativ großen Zeitkonstanten (z. B. die Zeit, die zum Abtasten einmal mit einem Laserstrahl erforderlich ist) entlädt. Die Spannung über den Kondensator 44 wird einer positiven Phasenverstärkung durch einen Operationsverstärker 48 unterworfen, bevor sie zu dem Gatter des Transistors 36 zugeführt wird. Da eine Bezugsspannung V2 über einen Widerstand 52 zu dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 48 zugeführt wird, wird das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 48, das Steuersignal für den Transistor 36, niedriger als die Source-Spannung VS (= V1) gestaltet, wie dies für das Drain-Source des Transistors 36 erforderlich ist, um als ein variabler Widerstand zu arbeiten.
In der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist der Kollektor eines NPN-Transistors 62 einer Rücksetzschaltung 60 mit einer Leitung 50 verbunden, mit der die Diode 42, der Operationsverstärker 48 und der Kondensator 44 verbunden sind. Der NPN-Transistor 62 wird dazu gebracht, daß er durch den Ausgang eines Komparators 64 leitet/unterbricht, der die Gatter-Spannung VG des Transistors 36 in der variablen Verstärkungsschaltung 30 mit der Bezugsspannung V1 vergleicht, die zu dem nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 32 hin gegeben wird. Da die Spannungen der zwei Anschlüsse des Operationsverstärkers 32 gleich sind, ist die Source-Spannung VS des Transistors 36 gleich zu der Bezugsspannung V1. Deshalb vergleicht der Komparator 64 die Gatter-Spannung VG mit der Source-Spannung VS.
Der Komparator 64 führt Strom über einen Widerstand 66 zu der Basis des NPN-Transistors 62 zu, wenn die Gatter-Spannung VG höher als die Bezugsspannung V1 ist, um so den NPN-Transistor 62 leitend zu halten. Da dies die Leitung 50 erdet, wird der Kondensator 44 schnell entladen und der Spitzen-Pegel in der Spitzen-Halteschaltung 40 wird zurückgesetzt. Deshalb setzt die Rücksetzschaltung 60 den Spitzen-Pegel zurück, wenn das Steuersignal höher als die Bezugsspannung V1 wird.
Die Spitzen-Halteschaltung wird zurückgesetzt, wenn die Gatter-Spannung VG des Transistors 36 höher als die Source-Spannung VS (= V1) in dieser Ausführungsform wird, da der Transistor 36 nicht länger in der Lage ist, als ein variabler Widerstand zu funktionieren, da das Gatter-Source des Transistors 36 in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist.
Fig. 5 zeigt ein Wellenformdiagramm, das darstellt, wie die Schaltung der Fig. 4 ein Signal verarbeitet. Fig. 5(a) stellt den Eingang für den Verstärker 30 mit variabler Verstärkung dar; Fig. 5(b) stellt den Ausgang der Spitzen-Halteschaltung 40 dar, die zu dem Transistor 36 der variablen Verstärkungsschaltung 30 zugeführt wird; und Fig. 5(c) stellt das Ausgangssignal von der AGC-Schaltung dar.
Wenn sich das Ausgangssignal der Spitzen-Halteschaltung 40 mit dem Eingangssignal über die Periode T1 variiert, variiert sich die Verstärkung der variablen Verstärkungsschaltung 30 mit dem Pegel des Steuersignals von der Spitzen-Halteschaltung 40. Das sich ergebende Ausgangssignal an dem OUT-Anschluß oszilliert mit einer vorbestimmten Amplitude. Die Binärschaltung, die mit dem OUT-Anschluß verbunden ist, ändert das Signal in ein binäres Signal unter Verwendung eines vorbestimmten Slice- bzw. Stufen-Pegels.
Wenn der Laser auf eine Code-Anzeigefläche in einer Richtung im wesentlichen entgegengesetzt zu dem reflektierten Licht während einer Periode gerichtet wird, die mit t1 startet, empfängt das Erfassungselement das reguläre, reflektierte Licht, was einen Peak bzw. Spitzenwert in dem Eingang zu der variablen Verstärkungsschaltung 30 bewirkt, wie dies durch das Bezugszeichen 66 in Fig. 5(a) dargestellt ist. Demzufolge lädt sich der Kondensator 44 in der Spitzen-Halteschaltung 40 sofort auf und der Steuersignalausgang der Spitzen-Halteschaltung 40 steigt schnell an, wie dies durch das Bezugszeichen 68 in Fig. 5(b) dargestellt ist.
Wenn das Steuersignal von der Spitzen-Halteschaltung 40 die Bezugsspannung V1 erreicht, wird der Ausgang des Komparators 32 von dem niedrigen zu dem hohen Pegel invertiert, was den Transistor 62 veranlaßt, zu leiten, wodurch der Kondensator 44 entladen wird, um die Spitzen-Halteschaltung 40 über eine Periode zurückzusetzen. Wie durch ein Bezugszeichen 70 dargestellt ist, fällt das Steuersignal auch ab, wenn das Ausgangssignal des Erfassungselements abfällt, und dadurch wird der Transistor 62 unterbrochen, wogegen die Spitzen-Halteschaltung 40 aus dem Rücksetzzustand zurückversetzt wird. In einer Periode, die der Periode folgt, variiert das Steuersignal von der Spitzen-Halteschaltung 40 wieder mit dem Ausgang des Erfassungselements. Der Ausgang der variablen Verstärkungsschaltung 30 oszilliert wiederum mit einer konstanten Amplitude. Deshalb wird, wenn das Erfassungselement reguläres, reflektiertes Licht erfaßt, der Spitzen-Pegel in der Spitzen-Halteschaltung 40 zurückgesetzt, um dem optischen Code-Leser zu ermöglichen, kontinuierlich und glatt Code zu lesen.
Die Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist nicht auf die vorstehende Beschreibung beschränkt. Obwohl der N-Kanal-Feldeffekttransistor 36 in der variablen Verstärkungsschaltung 30 in dieser ersten Ausführungsform verwendet wird, kann ein P-Kanal-Feldeffekttransistor einfach verwendet werden. Allerdings wird er erfordern, die Polarität des Steuersignals von der Spitzen-Halteschaltung 40 zu invertieren. Zusätzlich ist, obwohl die Rücksetz-Schaltung 60 den Komparator 64 und den Transistor 62 umfaßt, der Transistor 62 unnötig, wenn ein Komparator mit einem offenen Kollektorausgang verwendet wird. Allerdings sollten die zwei Eingänge zu dem Komparator gegeneinander ausgetauscht sein. Schließlich kann, obwohl der Spitzen-Haltepegel zurückgesetzt wird, wenn der Steuersignalausgang von der Spitzen-Halteschaltung 40 die Bezugsspannung V1 übersteigt, und zwar die Source-Spannung VS des Transistors 36 in der ersten Ausführungsform, die Referenzspannung für die Rücksetz-Schaltung 60 von der Source-Spannung des Transistors 36 unterschiedlich sein.
Fig. 6 zeigt ein schematisches Diagramm einer herkömmlichen AGC-Schaltung. Ähnliche Elemente, die ähnlich zu denjenigen der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung funktionieren, wie sie in Fig. 4 dargestellt ist, besitzen entsprechende Bezugszeichen. Hier ist die Rücksetz-Schaltung 60 mit der Spitzen-Halteschaltung 40 verbunden, um den Spitzen-Pegel zurückzusetzen. Der Ausgang einer synchronisierenden Signalgeneratorschaltung 80, die ein synchroninisierendes Signal in Abhängigkeit des Beginns eines Abtastzyklus erzeugt, wird zu der Rücksetz-Schaltung 60 zugeführt. Der Spitzen-Pegel in der Spitzen-Halteschaltung 40 wird in Abhängigkeit des synchronisierenden Signals zurückgesetzt.
Der Kollektor eines NPN-Transistors 74 der Rücksetz-Schaltung 60 ist mit der Leitung 50 verbunden, mit der die Diode 42, der Operationsverstärker 48 und der Kondensator 44 verbunden sind. Der NPN-Transistor 74 leitet in Abhängigkeit des synchronisierenden Signals von der synchronisierenden Signalgeneratorschaltung 80 und bewirkt, daß sich der Kondensator 44 schnell durch Erdung der Leitung 50 entlädt.
Die synchronisierende Signalgeneratorschaltung 80 besitzt einen Detektor 82, der den Start eines Abtastvorgangs durch die Abtasteinrichtung vom Laser-Typ erfaßt. Der Detektor 82 kann ein optischer Detektor sein, der mit einem Gehäuse nahe einem Ende eines Fensters versehen ist, durch das der Laserstrahl abgegeben wird, und zwar in einem sogenannten Balkencode-Leser vom in der Hand gehaltenen Typ.
Das Ausgangssignal des Detektors 82 wird durch einen Verstärker 84 verstärkt und zu einem Komparator 86 eingegeben. Der Komparator 86 vergleicht das Ausgangssignal des Verstärkers 84 und einer Referenzspannung V2 und führt einen Erfassungsimpuls entsprechend dem Start eines Abtastvorgangs ein. Der Erfassungsimpuls wird zu dem Transistor 74 der Rücksetz-Schaltung 60 über einen Widerstand 76 als das synchronisierende Signal eingegeben.
Fig. 7 stellt dar, wie die Schaltung der Fig. 6 ein Signal verarbeitet. Fig. 7(a) stellt das Ausgangssignal des Erfassungselements dar, das zu dem IN-Anschluß eingegeben wird; Fig. 7(b) stellt den synchronisierenden Signalausgang zu der synchronisierenden Signalgeneratorschaltung 80 dar; Fig. 7(c) stellt den Steuersignalausgang von der Spitzen-Halteschaltung 40 dar; und Fig. 7(d) stellt den Ausgang von der AGC-Schaltung dar.
Wie vorstehend unter Bezugnahme auf die Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben ist, empfängt, wenn der Laser auf eine Code-Anzeigeoberfläche in einer Richtung im wesentlichen gegenüberliegend zu dem reflektierten Licht während einer Periode, die mit t1 startet, gerichtet wird, das Erfassungselement das reguläre, reflektierte Licht, das einen Spitzenwert in dem Eingang zu der variablen Verstärkungsschaltung 30 verursacht, wie dies durch das Bezugszeichen 90 in Fig. 7(a) dargestellt ist. Der Kondensator 44 in der Spitzen-Halteschaltung 40 lädt sich sofort auf und der Steuersignalausgang der Spitzen-Halteschaltung 40 steigt schnell an, wie dies durch das Bezugszeichen 92 in Fig. 7(c) dargestellt ist. Die Verstärkung der variablen Verstärkungsschaltung 30 wird dadurch extrem klein und der Ausgang der AGC-Schaltung erscheint so, daß er ruiniert ist, wie dies durch das Bezugszeichen 94 der Fig. 7(d) dargestellt ist.
Der Erfassungsimpuls P1, der durch die synchronisierende Signalgeneratorschaltung 80 zur Zeit t3 angelegt wird, bewirkt, daß die Rücksetz-Schaltung 60 den Spitzen-Pegel in der Spitzen-Halteschaltung 40 zurücksetzt, wie dies durch das Bezugszeichen 96 dargestellt ist, so daß sich das Steuersignal von der Spitzen-Halteschaltung 40 wiederum mit dem Ausgang des Erfassungselements variiert. Nachdem der Erfassungsimpuls P1 an die Rücksetz-Schaltung 60 angelegt ist, kann der optische Code-Leser akkurat wieder Code lesen. Da die synchronisierende Signalgeneratorschaltung 80 einen Erfassungsimpuls zu jeder Zeit abgibt, zu der eine Abtastung ausgeführt wird, kann der optische Code-Leser akkurat Code während einer Periode einer Abtastung lesen, die direkt einer Periode folgt, in der das Erfassungselement reguläres Reflexionslicht von der Code-Anzeigeoberfläche empfängt.
Obwohl die snychronisierende Signalgeneratorschaltung 80 ein synchronisierendes Signal mit dem Start einer Abtastung vom Laser-Typ erzeugt, kann das synchronisierende Signal bei dem Start eines Abtastvorgangs in einer Abtasteinrichtung von CCD-Typ erzeugt werden. Weiterhin kann das synchronisierende Signal in Abhängigkeit der Beendigung einer Abtastung erzeugt werden. Zusätzlich kann, obwohl der Spitzen-Pegel zu jeder Zeit eines abtastenden Vorgangs zurücksetzt wird, der Spitzen-Pegel einmal alle zwei oder mehr Abtastvorgänge zurückgesetzt werden.

Claims

1. Automatische Verstärkungssteuerschaltung zur Verwendung in einem optischen Code-Leser, umfassend:

eine Verstärkungsschaltung (30) mit variabler Verstärkung, die so ausgebildet ist, daß sie einen Eingang von einem Erfassungselement des optischen Code-Lesers empfängt;

eine Spitzen-Halteschaltung (40) zum Erfassen und Halten eines Spitzenausgangs der variablen Verstärkungsschaltung (30) und die eine Verstärkung der variablen Verstärkerschaltung steuert durch Rückführen des Spitzenausgangs zu der variablen Verstärkungsschaltung als ein Steuersignal; und

eine Rücksetzschaltung (60), welche die Spitzen-Halteschaltung rücksetzt, dadurch gekennzeichnet, daß

die Rücksetzschaltung (60) die Spitzen-Halteschaltung (40) rücksetzt, wenn das Steuersignal einen vorbestimmten Pegel überschreitet.

2. Automatische Verstärkungssteuerschaltung nach Anspruch 1, worin der vorbestimmte Pegel eine Bezugsspannung (V1) ist, welche an die variable Verstärkungsschaltung (30) angelegt wird.

3. Automatische Verstärkungssteuerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, worin die variable Verstärkungsschaltung (30) umfaßt:

einen Operationsverstärker (32), einen Widerstand (34) mit einem ersten Anschluß, der mit einem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers (32) verbunden ist und mit einem zweiten Anschluß, der so verbunden ist, daß er das Eingangssignal von dem Erfassungselement empfängt;

eine Bezugsspannungsquelle (V1), die mit einem nicht-invertierenden Anschluß des Operationsverstärkers (32) verbunden ist; und

einen Feldeffekttransistor (36) mit einer Source, die mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers (32) verbunden ist, einem Drain, der mit einem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers verbunden ist und einem Gate, welches so verbunden ist, daß es das Steuersignal von der Spitzen-Halteschaltung (40) empfängt.

4. Automatische Verstärkungssteuerschaltung nach Anspruch 3, worin der Feldeffekttransistor (36) eine N-Kanaltransistor ist.

5. Automatische Verstärkungssteuerschaltung nach Anspruch 3, worin der Feldeffekttransistor (36) eine p-Kanaltransistor ist.

6. Automatische Verstärkungssteuerschaltung nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 5, worin die Spitzen-Halteschaltung (40) umfaßt:

eine Diode (42), welche das Ausgangssignal der variablen Verstärkerschaltung (30) empfangen kann;

einen Kondensator (44), der parallel zum ersten Widerstand (46) verbunden ist, wobei beide zwischen der Diode (42) und dem Massepotential verbunden sind;

eine Bezugsspannungsquelle (V2);

einen zweiten und dritten Widerstand (52); und

einen Operationsverstärker (48), der einen nicht-invertierenden Eingang aufweist, der mit der Diode (42), dem ersten Widerstand (46) und dem Kondensator (44) verbunden ist; der zweite Widerstand (52) zwischen einem invertierenden Anschluß und der Bezugsspannungsquelle (V2) verbunden ist; der dritte Widerstand zwischen dem Ausgang des Operationsverstärkers (48) und dem invertierenden Eingang verbunden ist und der Ausgang das Steuersignal ist.

7. Automatische Verstärkersteuerschaltung nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 6, worin die Rücksetzschaltung (60) umfaßt:

einen NPN-Transistor (62), der einen geerdeten Emitter und einen Kollektor aufweist, der mit der Spitzen-Halteschaltung (40) verbunden ist;

eine Bezugsspannungsquelle (V1);

einen Widerstand (66); und

einen Vergleicher (46) mit einem nicht-invertierenden Eingang, der so verbunden ist, daß er das Steuersignal von der Spitzen- Halteschaltung (40) empfängt, und mit einem invertierenden Anschluß, der mit der Bezugsspannungsquelle (V1) verbunden ist, wobei der Ausgangsanschluß mit der Basis des NPN-Transistors (62) über den Widerstand (66) verbunden ist.

8. Automatische Verstärkungssteuerschaltung nach Anspruch 7, worin die mit dem invertierenden Anschluß des Vergleichers (64) verbundene Bezugsspannungsquelle (VI) dieselbe Bezugsspannungsquelle (V1) ist, die in der variablen Verstärkerschaltung (30) verwendet wird.

9. Automatische Verstärkungssteuerschaltung nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 6, worin die Rücksetzschaltung umfaßt:

eine Bezugsspannungsquelle (V1); und

einen Komparator mit offenem Kollektorausgang, der einen nichtinvertierenden Eingang aufweist, der mit der Bezugsspannungsquelle verbunden ist, und einen invertierenden Anschluß, der so verbunden ist, daß er das Steuersignal von der Spitzen-Halteschaltung (40) empfängt, wobei der offene Kollektor mit der Spitzen-Halteschaltung verbunden ist.