DE69027966T2

DE69027966T2 - Adaptive Schaltung zur Geisterbildauslöschung

Info

Publication number: DE69027966T2
Application number: DE1990627966
Authority: DE
Inventors: Stephan Herman; Charles Lish
Original assignee: Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1989-10-06
Filing date: 1990-10-01
Publication date: 1997-02-06
Anticipated expiration: 2010-10-02
Also published as: EP0421526A3; JP3083545B2; JPH03184413A; EP0421526A2; DE69027966D1; EP0421526B1

Description

Bei Video-Übertragung verursacht Mehrstreckenempfang durch Signalreflexionen an Gebäuden oder anderen terrestrischen Gegenständen bestimmte, manchmal gestörte zeitverschobene Repliken oder Geisterbilder des gewünschten Bildes. Außerdem läßt sich Geisterbildung bei Kabelsystemen mit schlechten Anschlußverbindungen finden.
In US-A-4.727.424 wird ein abgetastete-Datenfilter beschrieben, das in einem Fernsehsystem mit automatischer Geisterbildauslöschung verwendet wird, das eine einfache Kette kaskadengeschalteter Verzögerungselemente mit N Ausgangsanschlüssen verwendet zum Liefern von N abgetastete-Datensignalen, wobei N eine ganze Zahl über list. Das Filter weist weiterhin M Abtastskalierungsschaltungen auf, die je einen Eingangsanschluß haben zum Empfangen eines der genannten N abgetastete-Datensignale zum Multiplizieren des genannten einen abgetastete-Datensignal mit einem Skalierungsfaktor, wobei M eine ganze Zahl über list und kleiner als N. Eine Koordinatenschaltermatrix koppelt selektierte Anschlüsse der N Ausgangsanschlüsse der Verzögerungselementekette zu den Eingangsanschlüssen der jeweiligen Schaltungsanordnungen der M Abtastskalierungsschaltungen zum Implementieren der jeweiligen verzögerten Folgen von Abtastwerten, die von dem System zum Auslöschen der jeweiligen Geistersignale verwendet werden. Die Reihen von Schaltelementen in der mit den jeweiligen Verzögerungselementen gekoppelten Koordinatenschaltmatrix und die Spalten der Matrix werden zu der Abtastskalierungsschaltungsanordnung gekoppelt. Die skalierten Abtastwerte werden summiert zur Entwicklung eines Pseudo-Geistersignals, das zum Auslöschen der Geistersignalanteile mit dem Eingangssignal kombiniert wird.
Es ist u.a. eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung Schaltungsanordnungen und Systeme für Geisterbildlöschung zu verbessern. Dazu schafft ein erster Aspekt der Erfindung eine adaptive Transversalfilterschaltung, wie in Anspruch 1 definiert. Ein zweiter Aspekt der Erfindung schafft ein Verfahren zur Adaptiven Transversalfilterung, wie in Anspruch 6 definiert. Vorteilhafte Ausführungsformen sind in den abhängigen Ansprüchen definiert.
Bei der Untersuchung der Impulsantwort eines Geisterkanals wird gefunden, daß er dünn ist, weil die meisten Antwortwerte in der Zeit Null sind. Wenn ein inverses Filter des Kanals zum Unterdrücken der Fchofunktion gebildet würde, kann dies auch ganz einfach gemacht werden, wobei das Vorhandensein eines Multiplizierers bei jedem Abgriff in der transversalen Verzögerungsleitung nicht erforderlich ist. Nach der Erfindung weist eine adaptive Geisterbildlöschschaltung ein Transversalfilter auf mit einer verringerten Anzahl Multiplizierer. Ein vorbestimmtes Bezugssignal in dem übertragenen Video-Signal und ein entsprechendes, in der Geisterbildlöschschaltung erzeugtes Bezugssignal werden zur Identifizierung optimal aktiver Multipliziererpositionen und Werte während des Vertikal-Rücklaufintervalls verwendet. Das optimale Filter wird dann zum Auslöschen aller Geisterbilder aus dem empfangenen Video-Signal.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 ein herkömmliches adaptives Transversalfilter,
Fig. 2 die Fehleroberfläche für das Filter nach Fig. 1,
Fig. 3 eine neue Geisterbildlöschschaltung,
Fig. 4 die Schaltungsanordnung eines neuen adaptiven sparsamen Transversalfilters, verwendet bei der Geisterbildlöschschaltung nach Fig. 3,
Fig. 5 ein beispiel des Filters nach Fig. 4 mit zwei Filterabgriffen,
Fig. 6 eine Matrixstruktur, wie in der Patentschrift beschrieben,
Fig. 7 eine transformierte Fehleroberfläche,
Fig. 8 und 9 die Ergebnisse einer Simulierung der Geisterbildlöschschaltungen,
Fig. 10 eine spezielle Technik der Geisterbildlöschschaltungsanpassung.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG

Um eine Beschreibung der erfindung zu ermöglichen wird eine einfache geometrische Beziehung auf Basis der Wiener-Filtertheorie abgeleitet. Algorithmen zur Bündelung (d.h. zärtlicher Gruppierung freier Multiplizierer an erforderlichen Abgriffen) auf Basis der Formulierung werden angegeben.

1. Adaptive Filterung:

Bei einem adaptiven FIR-Filter, wie in Fig. 1 dargestellt, werden die Multipliziererwerte oder Abgriffgewichte bzw. das Signal durch Rm Vektoren WT={W&sub0;...Wm-1} bzw. XT {X(n)...X(n-m+1)} dargestellt. Das Ausgangssignal des Filter läßt sich dann wie folgt schreiben: y(n) = XTW = WTX. Um den Filterausgang abzustimmen zur Erzeugung einer einwandfreien Replik des Bezugssignals d(n) von dem Eingang X(n), muß der Fehler &epsi;(n) K = d(n)-y(n) K minimiert werden. Zur Vereinfachung der Berechnung ist es erwünscht, K=2 zu wählen, wodurch Folgendes erzielt wird
&epsi;²(n) = d²(n) + WTXXTW - 2d(n)XTW (1)
Der Erwartungswertoperator E wird dann angewandt zur Ausmittelung jeder Störung, wie untenstehend dargestellt.
e = E[&epsi;²(n)] = E[d²(n)] + WTE[XXT] W -2E[d(n)XT] W (2)
wobei 2 der mittlere quadratische Fehler ist.
Minimierung kann dann dadurch erfolgen, daß der Gradient von e in bezug auf die Abgriffgewichtungen geschrieben werden, was ergibt, wonach diese Menge auf "Null" gesetzt wird, wodurch auf diese Weise der optimale Gewichtungsfaktor W* erhalten wird, wie in Fig. 2 unten dargestellt. W* ist als die Wiener-Lösung bekannt, wobei E[XXT] = R die Eingangsautokorrelationsmatrix ist.
= δe/δW = 2E [XXT] W - 2E [d(n)X] (3)
Die Bedingung = 0 liefert die optimale Lösung W*, gegeben durch die Gleichung (4).
W* = E[XXT]&supmin;¹ E[d(n)X] (4)
Fig. 2 zeigt ein Beispiel einer Zweigewichtungsfehleroberfläche. Die quadratische Form der Fehleroberfläche wird durch R bestimmt und der Mittelpunkt ist W*. Nachstehend wird beschrieben, wie diese Oberfläche geschnitten wird, wenn Multiplizierer aus dem FIR-Filter fortgelassen werden.
Aus der Gleichung (4) läßt sich die Schwierigkeit in der Berechnung W* lesen. Langtermmittelung und komplexe Matrixvorgänge sind erforderlich. Es ist einfache mit einer Ausgangsschätzung von W* anzufangen und dann dem Gradienten unter der Fehleroberfläche zu folgen zum Erreichen des aktuellen Optimums. Weil in der Gleichung (3) ebenfalls nur schwer berechenbar ist, kann die Schätzung des kleinsten gemeinsamen Quadratgradienten verwendet werden. Statt der verwendung eines aktuellen Gradienten wird die Erwartung losgelassen zum Erhalten der nachfolgenden Gleichung:
(n) = δ&epsi;²(n)/δW = 2&epsi;(n) δ&epsi;(n)/δW (5)
Die Gradientenschätzung (n) in der Endform wird nach der Lösung für δ&epsi;(n)/δW von &epsi;(n) = d(n) - XTW.
δ&epsi;(n)/δW(n) = -X(n) T (n) = - 2&epsi;(n)X(n) (6)
Wenn (n) bei einer bestimmten W auf der Fehleroberfläche zeitgemittelt wird, T (Dichte zunehmend mit der Mittelung der Zeit, Gewichte werden wiederholt zum Erreichen W* durch Befolgung des Gradienten, wie unten angegeben.
W(n+1) = W(n) - µ (n) = W(n) + 2 µ&epsi;(n)X(n) (7)
Da die Konstante µ die Abstiegsrate bestimmt, wird die Zeitmittelung von und auf diese Weise Genauigkeit erzielt, wenn eine große µ verwendet wird. Es gibt ein Kompromiß zwischen Geschwindigkeit und Genauigkeit der Anpassung.
Eine genaue Behandlung bei der adaptiven Filterung kann gefunden werden in dem Text von Widrow & Stearns: "Adaptive Signal Processing", Printice- Hall (1985).

2. Geisterbildauslöschung

Der Bildteil eines Video-Signals, wie dies bei Fernsehübertragungen auftritt, ist beim Empfänger vor dem Empfang nicht bekannt, wodurch es unerwünscht gemacht wird als Bezugssignal [d(n)] für adaptive Filterung. In dem erfindungsgemäßen System wird in das Vertikal-Austasttestsignal (VITS) während der Vertikal-Rücklaufzeit ein genormtes Bezugssignal eingefügt. Eine Schaltungsanordnung in dem Empfänger erzeugt ein identisches Bezugssignal gleichzeitig mit dem übertragenen Bezugs-VITS (das durch eine unbekannte Geisterfunktion h(n) vor dem Empfang beeinträchtigt wird). Einem adaptiven FIR-Filtereingang wird ein Signal x(n) = d(n) * h(n) zugeführt, wobei die Maximalgewichte angepaßt werden können zur Minimierung des Fehlers e. Das FIR-Filter nähert dann der inversen Geisterbildfunktion h&supmin;¹(n) an; wenn der Bildteil des Signals dann durch das FIR hindurchgegangen ist, findet eine wesentliche Geisterbildreduktion statt. Ein FIR-Filter kann aber nicht eine vollständige Löschung herbeiführen, weil die Geisterbildfunktion h(n) eine endliche Konvolution ist und hat folglich eine Total-Null-Übertragungsfunktion. Das inverse All-Polfilter muß eine unendliche Impulsantwort (IIR) für komplette Löschung aufweisen.
Die Fehleroberfläche eines adaptiven IIR-Filters ist nicht quadratisch und kann ebenfalls örtliche Minima aufweisen. Außerdem hat die LMS-Gradientenschätzung Rekursiv-Terme, die es komplexer machen als der FIR-Gegenteil. Untenstehend wird gezeigt, daß es möglich ist in FIR-Mode anzupassen und die komplette Löschung durch eine IIR-Struktur festzuhalten; effektiv bedeutet dies, die besten Beiträge von FIR- und LIR-Filterung lassen sich kombinieren.
Fig. 3 zeigt eine erfindungsgemäße adaptive Geisterbildlöschschaltung. Diese Schaltungsanordnung arbeitet in einer Konvergenzmode oder Adaptierung, wobei Adaptierung stattfindet, und in einer Geisterbildlöschmode. Sie erfordert nur ein einziges adaptives FIR-Filter.
Die Signalübertragungsstrecke ist dargestellt mit einer direkten Strecke 1 sowie mit einer indirekten Strecke 2 mit einer Übertragungsfunktion H(s), wobei die erste einen direkten Empfang darstellt und die andere den Empfang durch ein Echo. Die kombinierten Signale dieser beiden Streckenabschnitte werden dem Eingang 10 der Geisterbildlöschschaltung zugeführt. Man soll bedenken, daß die Elemente 1, 2 und die angegebene Summierung keine körperliche Elemente des Systems sind, sondern Darstellungen der Signalübertragungsstrecke. Die eigentliche Erfindung startet beim Eingang 10.
Wenn ein Bezugssignal R(s) als Teil des Video-Signals übertragen wird, wird dessen Anteil X(s) des empfangenen Signal gegeben durch
X(s) = R(s) [1 + H(s)] (8)
und wird der Subtrahierschaltung 11 zugeführt. Die Geisterbildlöschschaltung ist in der Löschmode dargestellt, in der das Ausgangssignal Y(s) der Subtrahierschaltung 11 einem Adaptivfilter 15 zugeführt wird und wobei das Ausgangssignal des Filters zu der Subtrahierschaltung 11 zurückgekoppelt wird. Auf diese Weise wird das Ausgangssignal der Geisterbildlöschschaltung gegeben durch
Y(s) = X(s) {1+H'(s,Tc)}}&submin;&sub1; (9)
Wenn H'(s,t) = H(s) nach der Konvergenzzeit T ist, dann ist
Y(s) = R(s) [1+H(s)] [1+H'(s,Tc)]&supmin;¹ = R(s) (10)
Wie ersichtlich, wenn H'(s,Tc) H(s) ist, wird einer kompletten Geisterbildlöschung angenähert. Diese Einstellung von H'(s,Tc) tritt in der Konvergenz der Anpaßungsmode auf, wobei H'(s,Tc) Systemidentifizierung des Echokanals 2 mit einer Übertragungsfunktion H(s) durchführt.
In der Konvergenzmode werden die Schalter 16, 17 und 18 in die Positionen gesetzt, die denen in der Zeichnung entgegengesetzt sind. Der Bezugssignalgenerator 20 erzeugt ein Bezugssignal entsprechend dem vorbestimmten Bezugssignal R(s) in dem empfangenen Video-Signal und dieses Bezugssignal wird über die betreffenden Schalter 17 und 18 dem Adaptivfilter 15 sowie der Subtrahierschaltung 11 zugeführt. Die Schaltungsanordnung über den Schalter 18 entspricht der direkten Übertragungsstrecke 1 und die Schaltungsanordnung über den Schalter 17 entspricht der Echosignalstrecke. Folglich sollte die Summe der Eingangssignale zu der Subtrahierschaltung 11 X(s) und -X(s) sein, so daß das Ausgangssignal Y(s) der Subtrahierschaltung effektiv Null ist.
Jeder Nicht-Null-Wert für Y(s) kann als Fehlersignal betrachtet werden, das für die Differenz zwischen der Übertragungsfunktion H(s) der indirekten Strecke und der Filterübertragungsfunktion H'(s, tc) repräsentativ ist. Dieses Fehlersignal wird über den Schalter 16 dem Fehlerkorrekturblock 21 zugeführt. Dieser Block stellt eine Schaltungsanordnung zur Bestimmung der Größe des Fehlersignals und zur Bestimmung der optimalen Filterabgriffsstellen dar zur Verringerung des Fehlers entsprechend einigen Kriterien, wie dem mittleren quadratischen Fehler. Dies ließe sich durch einen Mikrocomputer auf Basis eines Mikroprozessors zum Berechnen die Abgriffsgewichte entsprechend der unten abgeleiteten Gleichungen tatsächlich verwirklichen. Der wichtige Punkt dabei ist, daß in der Konvergenzmode das FIR-Filter 15 derart abgestimmt wird, daß die Übertragungsfunktion die indirekte Signalstrecke 2 repliziert.
Die Steuerschaltung 25 ist verantwortlich für das empfangene Video- Signal um zu bestimmen, wann das Vertikal-Rücklaufintervall auftritt. Die Steuerschaltung 25 liefert den Schaltern 16, 17 und 18 ein Steuersignal um sie während des Vertikal-Rücklaufintervalls in die Einstellungen für die Konvergenzmode zu schalten, so daß das übertragene Bezugssignal R(s) zur Anpassung des Filters 15 benutzt werden kann. Bei Empfang des Bildteils des Video-Signals befindet sich die Schalter 16, 17 und 18 in der Lege für die Geisterbildlöschmode. Das Umschalten zwischen der Konvergenz- und der Geisterbildlöschmode erfolgt jeweils beim Auftritt eines Bezugs-VITS, wodurch der Effekt geschaffen wird, daß ein IIR-Adaptivfilter ständig verfügbar ist um das Bild zu verarbeiten.
Die indirekte oder Echo-Kanal-diskrete Übertragungsfunktion h(n) ist sparsam, weil die meisten der Responswerte in der Zeit Null sind oder nicht signifikant. In der Konvergenzmode wird ein FIR-Filter abgestimmt zum Replizieren der Echo- Übertragungsfunktion; deswegen haben viele Multiplizierer längs der Verzögerungsabgriffe des Transversalfilters den Wert "0", was bedeutet, daß sie effektiv nicht verwendet werden. Folglich kann ein FIR-Filter mit einer verringerten Anzahl beweglicher Multiplizierer verwendet werden; die Multiplizierer werden vorgesehen zum Replizieren der Anhäufungseigenschaften der Echo-Übertragungsfunktion.
Fig. 4 zeigt das adaptive Anhäufungstransversalfilter. In der Erwägung der Adaptation ist das Problem die Multiplizierer derart über die Schaltmatrix 40 nur zu denjenigen Abgriffsstellen zu verteilen, wo sie notwendig sind und sie dann auf den richtigen Wert einzustellen. Diese neue Filterstruktur entspricht einem normalen M-Abgriffs-FIR-Filter mit M-N der Multiplizierer in der Lage Null; wobei diese Art von Abgriffsgewichtungsmuster erwartet würde, wenn eine nicht-verschmierte oder verschmierte Echofolge identifiziert wird, die durch N aktive Elemente angenähert werden könnte. Es wird nun vorausgesetzt, daß N Multiplizierer in einem bekannten Muster verteilt werden, das von dem einwandfreien Muster der aktiven Abgriffe, erforderlich zum Replizieren des Echos abweicht. Es läßt sich herausfinden, wie sich das dem bekannten Abgriffsgewichtungsmuster zugeordnete Optimum zu dem allgemeinen Optimum des Filters mit Multiplizierem an allen M Abgriffen verhält. Im wesentlichen wenn wir nur die Optima einer ausreichenden Anzahl verschiedener Muster mit N Multiplizierern kennen, können wird diese Information zum Rekonstruieren von dem, was das allgemeine M-Abgriffs-Optimum wäre, kombinieren. Die Null- und Nicht-Null- Abgriffe können dann identifiziert werden, was zu der einwandfreien Multipliziererverteilung führt. Wir nennen dieses Filter ein sparsames adaptives Transversalfilter.
Die Situation ist in den zwei Abgriffsbeispielen nach Fig. 5 ausgearbeitet. Wie in Fig. 5A dargestellt, ist der einzige Multiplizierer zunächst mit dem linken Verzögerungsabgriff verbunden und ist optimiert durch Verwendung eines mittleren quadratischen Kriteriums zum Einstellen von W&sub1;'. Wenn mit dem rechten Verzögerungsabgriff verbunden (siehe Fig. 5B), zeigt sich, daß das Optimum W&sub2;' ist. Nach Kombination dieser Koordinaten zum Bilden von Wc* ist es in Fig. 5C bekannt, daß diese eine Stelle ist, die anders ist als das allgemeine Optimum W*. Untenstehend wird eine lineare Mapping Ac abgeleitet, die Wc* zu W* beziehen kann. In der Information müssen N Multiplizierer über M Abgriffe des transversalfilters verteilt werden.
Zunächst werden die Gleichungen (3) und (4) kombiniert, so daß der Gradient in bezug auf W* geschrieben werden kann, wobei R = E[XXT] ist, und zwar wie folgt:
= 2RW-2RW* (11)
Da die Suche nach Minima darauf beschränkt ist, daß bestimmte Elemente von W auf "0" gehalten werden, definieren wir die Schaltmatrix S = diag{sK}, sK = 1,0. sK = 1 entspricht Abgriffen, die mit einem Multiplizierer verbunden sind, wobei sK = 0 nicht verbundenen Abgriffen entspricht, und wobei Folgendes gilt:
Σ SK = N über K = 1 bis M
Das Multiplizieren von W mit S gleicht auf diese Weise die betreffenden Elemente auf Null ab. Wir wünschen außerdem entsprechende Elemente des Vektors V auf Null vorabzugleichen, um diejenigen Elemente in der Optimierungsprozedur zu verkennen. Da einige der Elemente von W erzwungen sind, können die weiteren freien Elemente eine andere optimale Lösung als die ursprüngliche in (3) und (4) erhaltene Lösung annehmen. Um diese neue Lösung zu unterscheiden wird der erzwungene Gewichtungsfaktor als Ws bezeichnet. Das erzwungene Optimum, Ws*, wird durch Einstellung von S = 0 erhalten, wie unten dargestellt. Das Einstellen von S = 0 und das Lösen für Ws ergibt die erzwungenen Optima, wie unten dargestellt.
S = S[2RSWs - 2RW*]
[SRS]W*s = [SR]W* (12)
Die Gleichung (12) wird in RN-Raum geschrieben, wobei (11) in RM ist; N < M. Die Sub-Raum-Vorgänge von (12) sind notwendig als Voranforderung zum Finden der beziehung zwischen Wc * und W in RM. Die MXM-Matrix [SRS] ist singular, da der Rang ≤ N ist, da nicht alle SK = 1 sind. Folglich können wir nicht unmittelbar invertieren. Wir müssen stattdessen mit einer von [SRS] abgeleiteten {SRS] Sub-Matrix arbeiten, die Mapping in dem nicht auf Null abgeglichenen Sub-Raum des W-Raums schafft. Diese NXN-Sub-Matrix kann dadurch konstruiert werden, daß alle Null-Spalten von [SRS] nach rechts und Null Reihen zu dem Boden vertauscht werden, wobei die Sub-Matrix in der oberen linken Ecke der Voll-MXM-Matrix gelassen wird. Wir möchten bemerken, daß zum Beibehalten der Übereinstimmung Elemente von Ws* in derselben Weise wie die Spalte von [SRS] vertauscht werden und die Reihen von [SR] vertauscht werden zum Übereinstimmen mit den reihen von [SRS]. Eine Matrix Z wird konstruiert zum Durchführen der Vertauschungen. Eine Vor-Multiplikation durch Z vertauscht die Reihen einer Matrix, während eine Nach-Multiplikation durch ZT die Spalten vertauscht. Die untenstehende Gleichung zeigt, wie Z aus S = diag {sK} gebildet wird, wobei K = 1,...,M ist.
1 wenn
sonst
In (13) startet Z von einer Alle-auf-Null-abgeglichenen MXM-Matrix, wobei "1" Elemente nur bei den angegebenen Indizes addiert werden. Während der Spaltenindex 'j' abgetastet wird, wenn 'K' von 1 zu M geht, wird der Reihenindex 'i' jeweils um 1 erhöht, ausgehend von 0, sK = 1; wenn Sk = 0, der Reihenindex wird ebenfalls um 1 erhöht, startet aber von
Σ Si = über j = 1 bis M.
Auf diese Weise hat jede Reihe und Spalte eine einfache '1' inne, wobei der rest der Elemente '0' sind. Ein Beispiel ist in Fig. 6 zum besseren Verständnis dargestellt.
Die Submatrix von ZSRSZT kann derart konstruiert werden, daß sie nicht-einfach ist, da es eine Funktion von R und S ist, beide unter unserer Kontrolle, und nicht abhängig von dem Echo h(n). Z hat die nachfolgenden Eigenschaften:
ZZT = I und ZT = Z&supmin;¹ (14)
Die Anwendung der vorgeschriebenen Vertauschung auf (12) ergibt:
[Z SRS ZT] ZW*s = [Z SR]W* (15)
In der Erwägung, daß die nicht auf Null abgeglichenen Elemente der Vektoren aktiv sein müssen, haben wir definiert, daß die Transformation W* T [Z SR]W*, was eine Mapping RM T RN ist. Auf gleiche Weise werden die Boden-M-N-Elemente von ZWs* durch die Null-Elemente in der Matrix [Z SRS ZT] auf Null abgeglichen, was die beiden Seiten von (15) Elemente von RN macht. Wir schreiben deswegen (15) wie:
R'(Z Ws*)' = ([Z SR]W*)'
Wobei das Apostrophe angibt, daß die unteren auf Null abgeglichenen Elemente der Vektoren geköpft sind, wodurch sie N dimensional werden; außerdem ist R' eine NXN invertierbare Matrix entsprechend [Z SRS ZT]. Hiermit kann (ZWs*) gelöst werden, aber es ist erwünscht, die Lösung zu finden und die Identität der auf Null abgeglichenen Vektorelemente für spätere Vorgänge aufzubewahren. Zum Lösen von (15), wie beschrieben, wird der Vorgang - 1a definiert als Inversion herbeiführend nur bei der Submatrix innerhalb von [Z SRS ZT] und diese neue Matrix auf die Position als die ursprüngliche Submatrix zurückzustellen. Dazu
ZW*s = [Z SRS ZT]-1 Z SR W* (16)
Zur weiteren Vereinfachung möchten wir bemerken, daß [Z SRS ZT]&supmin;¹ = Z SQS ZT wobei für irgendeine Matrix Q entsprechende Elemente aufweist zu dr inversen Matrix von R', ebenfalls S = Sn. Wenn dies auf (16) angewandt wird und unter Verwendung von (14) wird Folgendes erhalten
Z W*s = [ZSRSZT)- ZRW* (17)
Zum Schluß erhalten wir, wenn (17) und (14) verwendet werden:
W*s = Z&supmin;¹[ZSRSZT]-1 ZTRW* (18)
In (18) werden die auf Null abgeglichenen Elemente von Ws* nicht nur aufbewahrt, sondern auch zum Passen zu entsprechenden Elementen von W* vertauscht.
Die aktiven Elemente von WS* beziehen sich in Rangordnung auf die sK = 1 Elemente in S = diag {sK} Zum Summieren, (18) nimmt R, gleicht die betreffenden reihen und Spalten auf Null ab, vertauscht die restlichen Reihen und Spalten zum Bilden einer N x N Sub-Matrix, invertiert die Sub-Matrix, und vertauscht die invertierte Sub-Matrix wieder zurück, so daß Elemente die ursprünglichen nicht auf Null abgeglichenen Stellen wieder einnehmen, wodurch eine 'Sub-Raum-Inverse von R' erzeugt wird. Die 'Sub- Raum-Inverse von R' wird durch R nachmultipliziert, was die RM T RN Mapping W* T Ws* mit aufbewahrten auf Null abgeglichenen Elementen ergibt.
Es wird nun vorausgesetzt, daß Wsi* Schaltmatrizen Si = 1,...,T entspricht mit
Σ si=I i=1 bis T
Danach gibt es Sub-Räume ENi RM, mit Wsi * &epsi; ENi und ni ENi = φ und Ui ENi = RM. Auf entsprechende Weise können wir Wc in RM von den ENi Sub-Räumen bauen, wie dargestellt; wobei (18) verwendet wird,
W*c = Rc &supmin;¹ RW* = AcW*
(19a) und (19b) sind RM T RM, und Ac ist invertierbar.
Es ist klar, wie Sub-Raum-Optima, Wi', in Fig. 5 konstruiert werden. Da (18) zeigt, daß es nur ein Optimum für eine bestimmte Matrix 5 (oder einen Sub-Raum) gibt, muß das Optimum auf der Umrißtangente zu der Achse gefunden werden, welche den Sub-Raum beschränkt.
Wenn das Mapping As gefunden ist, ist es einfach einzusehen, wie eine Anhäufung gebildet werden kann. Bezugnehmend auf das Beispiel der zwei Abgriffe nach Fig. 7 sehen wir, daß Wc* auf dieselbe Art und weise konstruiert ist wie in Fig. 5. Die beiden Elemente von Wc* sind Nicht-Null. Wenn (9) verwendet würde und wenn dann Ac&supmin;¹ gefunden würde, läßt sich das allgemeine Optimum W* berechnen. Es sei bemerkt, daß W* einen einzigen Nicht-Null-Anteil aufweist, wodurch nur ein Multiplizierer bei diesem einfachen Löschfilter notwendig ist.

3. Beispiele

Kämmen

Ein Schaltmuster, das den Anforderungen entspricht, die erforderlich sind zum Erreichen eines Wertes Wc*, der verwendbar ist in (19) ist der Kamm. Wir werden einen 3 zu 1 Kamm beschreiben, aber diese Annäherung beschränkt sich nicht auf ein 3 zu 1 Verhältnis. Wenn vorausgesetzt wird, daß das Transversalfilter in Fig. 4 M Abgriffe hat, so sagen wir, daß wir finden (beispielsweise) daß die schlimmsten Echoumstände es erfordern, daß zu einem bestimmten Zeitpunkt nur N Multiplizierer in dieser Struktur erforderlich sind. Sei M=3N. Um diesen Kamm zu bilden, verteile die N Gewichtungen gleichmäßig über die 3N Abgriffe, wobei eine Spalte von 2 Abgriffen zwischen Multiplizierern frei gelassen wird. Der Kamm kann hergestellt werden. Insbesondere:
(i) Verteile N Gewichtungen gleichmäßig über die ersten von jeder Dreiergruppe von 3N Abgriffen; LMS konvergiere und speichere Gewichtungswerte unter Bildung von Ws1*
(ii) Verteile N Gewichtungen gleichmäßig über die zweiten von jeder Dreiergruppe von 3 N Abgriffen; LMS konvergiere und speichere Gewichtungswerte unter Bildung von Ws2*
(iii) Verteile N Gewichtungen gleichmäßig über die dritten von jeder Dreiergruppe von 3 N Abgriffen; LMS konvergiere und speichere Gewichtungswerte unter Bildung von Ws3*
(iv) kombiniere die gespeicherten Gewichtungswerte unter Bildung von Wc*
In der beschriebenen Folge verlagert der Kamm ihr Position vorwärts nur nachdem jede Wsi konvergiert ist zu dem Endwert. Eine nützliche Variation wäre den Kamm nach jedem LMS Zyklus von (7) vorwärts zu verlagern, wodurch Wc* alle 3 Zyklen aktualisiert wird. Zwischenwerte von Wc* mit diesem "zyklischen Kamm" versehen können erwünscht sein bei bestimmten subjektiven Verbesserungen des Bildes, wenn die Endkonvergenz erreicht ist.

1. Anhäufung mit R =

a) Finde Wc* entweder durch Vorwärtsverlagerung oder bei einem zyklischen Kamm
b) Selektiere N Nicht-Null-Gewichtungswerte; ordne die N Multiplizierer relatierten Stellen zu und setze auf entsprechende Gewichtungswerte. Einige Elemente von Wc* würden nur unter idealen Umständen mit einer einwandfreien Konvergenz Null sein. Dieses einwandfreie Ziel könnte durch Selektion der N maximalen Größengewichtungswerte erreicht werden).

2. Anhäufung mit R ≠

Dieser Algorithmus benutzt die obenstehenden Schritte a) und b). Aber der nachfolgende Zwischenschritt muß zwischen a) und b) eingefügt werden. a') berechne W* = Ac&supmin;¹Wc. W* wird in dem Schritt b) verwendet. Da Ac eine Funktion von R und {S&sub1;,...,ST} ist, kann er vorberechnet und gespeichert werden. Es ist gut ein Bezugssignal und ein Schaltmuster zu finden (d.h. ein anderes Kammverhältnis), das zu einer sehr einfachen Ac&supmin;¹-Struktur führt, da dies eine Multiplikation nachher ermöglicht.
In Simulierungen war ein sin x/x Bezugssignal R(s) wegen dessen gleichmäßiger spektraler Kennzeichen gewählt worden (jeder Nullfrequenzabgleich würde das Abstimmen auf diesen Punkt unbestimmt machen). Zum Decken der Video- Bandbreite wurde der sin x/x Rolloff auf 5 MHz gesetzt. Das Abtasten erfolgte bei dreifacher Bandbreite mit einem 3-zu-1-Kamm-Schaltmuster. Ac wurde berechnet unter Verwendung von (19) und es wurde gefunden, daß es praktisch nicht zu unterscheiden war gegenüber (1/rii)R. Zum Darstellen des Nutzens der Mapping wurde ein einfaches Echo, das als W* = {0,0,...,1,..,0,0} beschrieben werden kann, mit einem 3-zu-1- Kamm (mit LMS wie in diesem Abschnitt unter "Kämmen" beschrieben) verarbeitet zum Erhalten von Wc*. W* wurde ebenfalls über Ac abgebildet zum Finden von Wc* entsprechend (19b). Die Fig. 8 zeigt die Ergebnisse des Kammes, während Fig. 9 die Ergenisse der Darstellung zeigt. Die horizontale Achse zeigt die Abgriffsnummer Tp, während die vertikale Achse das gewicht Wt angibt.
Eine andere Ausführungsform der Erfindung wird anhand der Fig. 10 beschrieben. Ein einfaches Echo wird über die matrix Ac in Fig. 10A dargestellt, was im wesentlichen Toeplitz ist (d.h. Ac = {aij} = {ai-j}) und hat eine sehr dominierende Hauptdiagonale. Wie in Fig. 9 wird der Impuls von W* zu einem Impuls mit Seitenkeulen in Wc* dargestellt, siehe Fig. 10B. Die Spitzenlage von Wc* ist dieselbe wie der W*-Impuls. Wegen der beschriebenen Struktur von Ac läßt sich sagen, daß jeder Anteil von W* denselben Punkt in Wc* mit gleichen Seitenkeulen deckt; deswegen kann Überlagerung für viele Echos angewandt werden, siehe Fig. 10C. In diesem Fall haben die Elemente mit maximaler Größe von Wc* eine Deckwahrschenlichkeit mit den Nicht- Null-Elementen von W*. Wenn es von vornherein bekannt ist, daß das komplizierteste Echo ≤ N Elemente haben wird, dann ist es höchsterwünscht, daß das die N maximalen Elemente von Wc* sind. Diese Beziehung würde nicht funktionieren, wenn die Seitenkeule eines Echos die Spitzenamplitude eines anderen Echos ausreichend verringert, so daß er nicht zu dem satz selektierter Wc* Elemente gehört; je dominanter die hauptdiagonale von Ac, umso unerwünscht dies ist.

3. Grob-Fein-Anhäufung vorwärts über Ac für einen dreifach abgetasteten sin x/x; 3-zu-1-Kamm.

a) Finde Wc* entweder durch Vorwärtsverlagerung oder bei einem zyklischen Kamm
b) Selektiere N Nicht-Null-Gewichtungswerte; ordne die N Multiplizierer relatierten Stellen zu und setze auf entsprechende Gewichtungswerte (als Ausgangszustand betrachtet)
c) mit den Gewichtungswerten gesetzt wie in b), forme eine schlußendliche LMS Konvergenz vor. Dies stimmt die Gewichtungswerte fein ab zur Anpassung an W*.
Eine Selektion der Elemente maximaler Größe in dem Schritt b) kann durch eine vorbestimmte Schwelle erfolgen oder dadurch, daß ein Schwellenwert derart eingestellt wird, daß die Anzahl Elemente von Wc* mit Werten über der Schwelle N ausgleichen.
Zusammenfassen schafft ein erster Aspekt der vorliegenden Erfindung eine adaptive Geisterbildlöschschaltung, wie in Fig. 3 dargestellt, die folgende Elemente aufweist:
Subtrahiermittel 11 zum im Betrieb Empfangen eines Video-Signals, das ein Bezugssignal aufweist und zum Subtrahieren zugeführter Signale von dem Video-Signal; ein adaptives endliches Impulsantwortfilter 15, von dem ein Ausgang mit den genannten Subtrahiermitteln 11 gekoppelt ist zum Subtrahieren eines Filterausgangssignals von dem den genannten Subtrahiermitteln zugeführten Video-Signals;
Bezugssignalerzeugungsmittel 20 zum Erzeugen eines Bezugssignals entsprechend dem Bezugssignal in dem den genannten Subtrahiermitteln zugeführten Video-Signal; und
Modeschaltmittel 25 zum Betreiben der Löschschaltung in einer Konvergenzmode und in einer Geisterbildlöschmode, wobei die genannten Schaltmittel 25 das Bezugssignal von dem genannten Bezugssignalgenerator 20 dem Eingang des genannten adaptiven Filters 15 und den genannten Subtrahiermitteln 11 zuführen, und das Ausgangssignal der genannten Subtrahiermittel dem genannten adaptiven Filter 15 zuführen zur Einstellung der Kennzeichen des adaptiven Filters zum Konvergieren in Richtung der Kennzeichen der Geisterbildsignalstrecke, und wobei die genannten Modeschaltmittel 25 die Zuführung des Bezugssignals und die Zuführung des Ausgangssignal der genannten Subtrahiermittel zu dem Eingang des genannten adaptiven Filters nach der Konvergierung zum Löschen von Geisterbildsignals aus dem Video-Signal beenden.
Ein anderer Aspekt der vorliegenden Erfindung schafft ein Verfahren zur Optimierung eines einfachen Transversalfilters, wie in Fig. 4 dargestellt, das M Abgriffe und N Multiplizierer hat, wobei N < M ist, wobei dieses Verfahren die nachfolgenden verfahrensschritte aufweist:
das Verteilen der N Multiplizierer über die M Abgriffe;
das Optimieren der Multipliziererwerte;
das Speichern der optimierten Multipliziererwerte;
das Wiederholen der Verfahrensschritte der Verteilung, der Optimierung und der Speicherung, bis alle Abgriffe benutzt worden sind; und
das Kombinieren der optimierten Multipliziererwerte zum Bilden der allgemeinen optimalen N Multipliziererwerte.
Wenn M = 1 < N und k eine ganze Zahl ist, kann der Verfahrensschritt der Verteilung der N Multiplizierer zunächst gleichmäßig über die ersten und allen kN Abgriffe durchgeführt werden; und nächste Schritte der Verteilung der N Multiplizierer können durch Vorschiebung der Position jedes der Multiplizierer um einen Abgriff durchgeführt werden.
Das Verfahren kann weiterhin den verfahrensschritt der Einstellung der allgemein optimalen Multipliziererwerte aufweisen zur Minimierung des Fehlers zwischen dem Filterausgangssignal und einem Bezugssignal.

Claims

1. Adaptive Filteranordnung (15; 11, 16-25) zum Filtern eines Video-Signals (X(s)) zum Liefern eines gefilterten Video-Signals (Y(s)), wobei diese Anordnung die nachfolgenden Elemente aufweist:

eine adaptive Transversalfilterschaltung (15) mit:

einer Anzahl reihengeschalteter Verzögerungselemente;

einer Anzahl Multiplizierer (c&sub1;-c&sub4;), die mit je einem betreffenden Ausgang eines anderen Elementes der genannten Anzahl Verzögerungselemente (z&supmin;¹) verbindbar sind, wobei die Anzahl Multiplizierer (C&sub1;-c&sub4;) kleiner ist als die Anzahl Verzögerungselemente (z&supmin;¹);

Mittel (40) zum Verbinden selektierter Multiplizierer der Multiplizierer (c&sub1;-c&sub4;) mit den Ausgängen der betreffenden Verzögerungselemente der Elemente (z&supmin;¹); und

Summierungsmittel (Σ) zum Summieren der Ausgangssignale der genannten Multiplizierer (c&sub1;-c&sub4;) zum Entwickeln eines Ausgangssignals; wobei die adaptive Filteranordnung weiterhin die nachfolgenden Elemente aufweist:

Steuermittel (11, 16-25), die mit einem Steuereingang der genannten Multiplizierer (c&sub1;-c&sub4;) und mit den genannten Verbindungsmitteln (40) gekoppelt sind, dadurch gekennzeichnet, daß die genannten Steuermittel die nachfolgenden Elemente aufweisen:

Subtrahiermittel (11) mit einem Eingang zum Empfangen des genannten Video-Signals (X(s)) mit einem Vertikal-Intervalltestsignal, das ein vorbestimmtes Bezugssignal aufweist;

einen Bezugssignalgenerator (20) zum Erzeugen eines Bezugssignals (R(s)) entsprechend dem vorbestimmten Bezugssignal;

Mittel (25; 16-18) zum in Antwort auf Vertikal-Intervalltestsignal das Bezugssignal (R(s)) von dem genannten Bezugssignalgenerator (20) dem genannten adaptiven Transversalfilter (15) zuführen zum Liefern eines gefilterten Bezugssignals zu den genannten Subtrahiermitteln (11), zum Zuführen (18) des Bezugssignals (R(s)) zu den genannten Subtrahiermitteln (11) beim Auftritt des Bezugssignals in dem empfangenen Video-Signal und zum Zuführen (16) eines Ausgangssignal der genannten Subtrahiermitteln (11) zu dem genannten Steuereingang; und

Mittel (25; 17) zum Zuführen in einer Löschmode des Ausgangssignals (Y(s)) der genannten Subtrahiermittel (11) zu dem genannten adaptiven Transversalfilter (15) zum Liefern eines gefilterten Subtrahiermittelausgangssignals zu den genannten Subtrahiermitteln (11), wodurch Geisterbildsignale aus dem Video-Signal (X(s)) gelöscht werden zum Liefern des genannten gefilterten Video-Signals (Y(s)).

2. Adaptive Transversalfilterschaltung nach Anspruch 1, wobei die genannten Steuermittel die nachfolgenden Elemente aufweisen:

Mittel zum Vergleichen des Ergebnisses der Subtraktion mit einem Schwellenwert;

Mittel zum Verbinden der genannten Filtermultiplizierer (c&sub1;-c&sub4;) mit den genannten Filterverzögerungsabgriffen bei Übereinstimmung der Ergebnisse der Subtrahierung, welche den Schwellenwert überschreiten; uns

Mittel zum Einstellen der Multipliziererwerte (c&sub1;-c&sub4;) zum Minimieren des Ergebnisses der Subtrahierung.

3. Adaptive Transversalfilterschaltung nach Anspruch 2, wobei die genannten Vergleichsmittel dazu vorgesehen sind, einen Schwellenwert zu empfangen, der derart eingestellt ist, daß alle Multiplizierer (c&sub1;-c&sub4;) verwendet werden.

4. Adaptive Transversalfilterschaltung nach Anspruch 1, wobei die genannten Steuermittel dazu vorgesehen sind, die Verbindungen der genannten Multiplizierer (c&sub1;- c&sub4;) mit den genannten Verzögerungselementen (z&supmin;¹) und die Gewichtungen der genannten Multiplizierer (c&sub1;-c&sub4;) entsprechend einem vorbestimmten Kriterium zu steuern.

5. Adaptive Transversalfilterschaltung nach Anspruch 4, wobei das genannte Kriterium das mittlere quadratische Fehlerkriterlum ist.

6. Verfahren zur adaptiven Filterung eines Video-Signals (X(s)) zum Liefern eines gefilterten Video-Signais (Y(s)) mittels einer adaptiven Transversalfilterschaltung (15) mit:

einer Anzahl reihengeschalteter Verzögerungselemente (z&supmin;¹);

einer Anzahl Multiplizierer (c&sub1;-c&sub4;), die mit einem betreffenden Ausgang eines anderen Elementes der genannten Anzahl Verzögerungselemente (z&supmin;¹) verbindbar sind, wobei die Anzahl Multiplizierer (c&sub1;-c&sub4;) kleiner ist als die Anzahl Verzögerungselemente (z&supmin;¹);

Mitteln (40) zum Verbinden selektierter Multiplizierer der Multiplizierer (c&sub1;-c&sub4;) mit den Ausgängen der betreffenden Verzögerungselemente der Elemente (z&supmin;¹); und

Summierungsmitteln (Σ) zum Summieren der Ausgangssignale der genannten Multiplizierer (c&sub1;-c&sub4;) zum Entwickeln eines Ausgangssignals; wobei das adaptive Transversalfilter (15) einen Steuereingang aufweist zum Steuern der genannten Multiplizierer (c&sub1;-c&sub4;) und der genannten Verbindungsmittel (40), wobei dieses Verfahren durch die nachfolgenden Verfahrensschritte gekennzeichnet ist:

das Erzeugen (20) eines Bezugssignals (R(s)) entsprechend einem vorbestimmten Bezugssignal in dem Video-Signal;

das Zuführen (17), während des Auftritts des vorbestimmten Bezugssignals, des erzeugten Bezugssignals (R(s)) zu dem genannten adaptiven Transversalfilter (15) zum Liefern eines gefilterten Bezugssignals, und das Subtrahieren (11) des genannten gefilterten Bezugssignals und des genannten Bezugssignals R(s)) von dem genannten Video-Signal, zum Zuführen (16) eines Steuersignals zu dem genannten Steuereingang; und

das Zuführen (25; 17) in einer Löschmode des genannten gefilterten Video-Signals (Y(s))zu dem genannten adaptiven Transversalfilter (15) zum Liefern eines gefilterten Ausgangssignals und das Subtrahieren (11) des genannten gefilterten Ausgangssignals von dem Video-Signal, wodurch Geisterbildsignale aus dem Video- Signal (X(s)) gelöscht werden zum Liefern des genannten gefilterten Video-Signals (Y(s)).