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Die Erfindung bezieht sich auf einen Verstärker mit einer einen ersten und
einen zweiten Eingang sowie einen ersten und einen zweiten Ausgang aufweisenden
Differenzstufe, wobei der erste und der zweite Eingang über einen ersten und einen
zweiten Kondensator mit einer ersten bzw. einer zweiten Eingangsklemme, die zum
Beispiel für den Anschluß an einen einer Stromquelle entsprechenden Stromgenerator
bestimmt sind, mit dem eine Impedanz parallel geschaltet ist, sowie mit einem ersten
und einem zweiten Ausgang verbunden sind, und ferner mit einem ersten und einem
zweiten Gegenkopplungswiderstand.
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Ein Verstärker dieser Art wird bereits in der französischen
Patentanmeldung 88 15958, eingereicht von der Anmelderin am 6. Dezember 1988, beschrieben. In
dieser Anmeldung umfaßt der den Verstärker ansteuerde Ausgang der Stufe eine
Stromquelle Io gegebener Frequenz, zu der ein paralleles Eigenkapazitäts-Filter Lo, Co
parallelgeschaltet ist. Zwei zu den Eingängen des Verstärkers jeweils in Reihe
geschaltete Kondensatoren C und C' gestatten es, die Gleichstromkomponenten ohne Störung
der Filterung zu eliminieren und am Verstärkereingang einen nur geringen
Gegenkopplungsanteil zu erhalten.
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Der Wert der Kondensatren C und C' hängt vom Wert der mit der
Stromquelle Io parallelgeschalteten Impedanz ab. Im Falle eines Filters wird dieser
durch einen zu geringen Wert gestört. Im Falle einer resistiven Impedanz führt ein zu
geringer Wert zu einer unzureichenden Stromkopplung.
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Aufgabe der Erfindung ist es nun, eine kapazitive Kopplung zu
ermöglichen, durch die die Gleichstromkomponenten eliminiert werden können, die aber
hinsichtlich ihrer Ausführung bezüglich des Werts der mit der Stromquelle Io
parallelgeschalteten Impedanz weniger kritisch ist.
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Hierzu ist der Verstärker entsprechend dem kennzeichnenden Teil des
Anspruchs 1 ausgebildet.
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Ein erfindungsgemäßer Verstärker kann insbesondere eine Gesamt-
Transimpedanz, d.h. ein Verhältnis zwischen seiner Ausgangsspannung Vs und der
Stärke IO der Stromquelle, aufweisen, die weniger stark von der Impedanz ZS der
Stromqelle abhängt als nach dem Stand der Technik.
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Nach einer Ausführungsform der Erfindung umfaßt der Verstärker einen
fünften und einen sechsten Transistor, deren Basen an den Kollektor des dritten bzw.
des vierten Transistors angeschlossen, deren Emitter, die den ersten und zweiten
Ausgang des Verstärkers bilden, mit dem ersten und zweiten
Gegenkopplungs-Widerstand verbunden und deren Kollektoren relativ zu der genannten
Referenzspannungsklemme polarisiert sind.
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Um die Verschiebungen des Eingangspegels zumindest teilweise
auszugleichen, können ein sechster Widerstand zwischen dem gemeinsamen Punkt des ersten
Widerstandes und des dritten Kondensators einerseits und der Basis des ersten
Transistors andererseits und ein siebter Widerstand zwischen dem gemeinsamen Punkt des
zweiten Widerstandes und des vierten Kondensators einerseits und der Basis des zweiten
Transistors andererseits zwischengeschaltet sein.
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Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform ist der Wert des ersten,
zweiten, dritten und vierten Kondensators jeweils so gewählt, daß die Eingangs- und
Gegenkopplungs-Differenzimpedanz des Verstärkers einen reaktiven Anteil enthält, der
über den gesamten Betriebsfrequenzbereich des Verstärkers hinweg 15 % der Impedanz
nicht übersteigt.
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Ausführungsbeispiele, die nicht einschränkend zu verstehen ist, sind in der
Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben.
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Es zeigen:
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Fig. 1 ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen Verstärkers;
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Fig. 2a und 2b ein Ersatzschaltbild der in der vorgenannten Anmeldung
beschriebenen Schaltung bzw. ein Schaltbild, aus dem die Aufgabenstellung der
Erfindung ersichtlich ist;
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Fig. 3 ein der vorliegenden Erfindung entsprechendes Schaltbild; und
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Fig. 4 eine bevorzugte Ausführungsform eines erfindungsgemäßen
Verstärkers.
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In Fig. 1 bilden zwei Transistoren T&sub1; und T&sub2;, deren Emitter über einen
Widerstand R&sub1;&sub2; verbunden sind, ein Differenzpaar, wobei die Basis der Transistoren T&sub1;
und T&sub2; jeweils die Eingänge E&sub1; und E&sub2; des Verstärkers bildet. Zwei Stromquellen I&sub1;
und I&sub2; sind mit den Emittern T&sub1; bzw. T&sub2; verbunden. Der Widerstand R&sub1;&sub2; dient der
Verbesserung der Linearität der Differenzstufe.
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Zwei Transistoren T&sub3; und T&sub4;, die in einer integrierten Schaltung kleinere
Abmessungen aufweisen können als die Transistoren T&sub1; und T&sub2;, bilden mit diesen eine
Kaskodenanordnung. Ihre Basen sind miteinander verbunden und liegen an einem
Referenzpotential Vref1. Ihre Kollektoren sind über Widerstände R&sub3; bzw. R&sub4; mit einer
Speisespannungsquelle Vp, ihre Emitter sind mit den Kollektoren der Transistoren T&sub1;
bzw.T&sub2; verbunden.
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Der Verstärkungsfaktor A des Verstärkers weist den folgenden
theoretischen Wert auf:
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Die Eingänge E&sub1;, E&sub2; des Verstärkers sind mit dem Ausgang einer als
Stromquelle dienenden Stufe verbunden und weisen eine im wesentlichen nicht induktive
Impedanz auf, die durch den Widerstand Rs und zwei Kondensatoren C&sub1;&sub0; und C'&sub1;&sub0;
repräsentiert sind, die zum Beispiel Streukapazitäten entsprechenn. Die Stromquelle Io
ist mit den Eingängen E&sub1; und E&sub2; über Kondensatoren C&sub1; und C'&sub1; und mit den
Gegenkopplungswiderständen über Kondensatoren C&sub2; und C'&sub2; verbunden.
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Wie nun unter Bezugnahme auf die Figuren 2a, 2b und 3 erläutert wird,
ermöglicht diese doppelte kapazitive Kopplung eine Verbesserung des Stromdurchgangs
Io zum Transimpedanz-Verstärker.
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Fig. 2a stellt die in der vorgenannten Patentanmeldung Nr. 88 15958
beschriebene Schaltung dar. In einem Fall ist die Stromquelle Io, die einen inneren
Widerstand Zo aufweist, einer parallelen Resonanzschaltung Lo, Co (zum Beispiel
Ausgangsstufe eines Mischers) zugeordnet. Die Kopplung mit den Eingängen der
Differenzstufe (dargestellt durch einen Verstärker A einer Eingangsimpedanz Ri mit
Gegenkopplung über die Widerstände R&sub5;&sub1; und R&sub6;&sub1;) wird durch zwei Reihenschaltungen
besorgt, die jeweils einen Widerstand und einen Kondensator R, C bzw. R', C'
umfassen (zum Beispiel C = C' = 25pF).
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In Resonanz ist, wenn Zo sehr viel größer ist als ZAB, wobei ZAB die
zwischen den Punkten A und B abgenommene Differenzimpedanz ist, i' = Io.
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Im Falle der Figur 2b ist keine Resonanzschaltung mehr vorhanden, und
die Stromquelle weist in Parallelschaltung eine Differenzkapazität Cs und einen
Widerstand Rs auf, wobei:
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Es sei angenommen, daß die Kopplung in der bekannten Weise, nämlich
mittels Reihenkondensatoren C und c' erfolgt, über die die Stromquelle Io die
Differenzimpedanz ZA'B' wahrnimmt. Der im Verstärker ankommende Strom hängt direkt vom
Wert der Kapazitäten C und C' ab.
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Daher gilt:
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RS ist ein Differenzwiderstand, der zum Beispiel der Summe der Werte
der Polarisationswiderstände der Kollektoren der Transistoren der vorausgehenden Stufe
entspricht. Bei einem Wert von 800Ω für jeden der Widerstände erhält man RS =
1600Ω.
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In der Praxis liegt der Wert von RS eindeutig unter Zo (Fig. 2a) (zum
Beispiel: Zo = 40kΩ).
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Damit das Verhältnis
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i/Io
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möglichst dicht bei 1 liegt, müssen die Werte der Glieder ZA'B' und der beiden
kapazitiven Glieder verringert werden.
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Bei Verringerung des Wertes des Gliedes ZA'B' erhöht sich jedoch der
Wert des Spannungsverstärkungsfaktors des Verstärkers A.
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In erster Annäherung erhält man:
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Das Glied ZA'B' kann dadurch verringert werden, daß man für A den
maximalen Wert annimmt, der noch zu einer akzeptablen Linearität und korrekter
Stabilität führt. Im allgemeinen ist ZA'B' deutlich geringer als ZS (als Modul) und hat
geringen Einfluß.
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Die Verringerung des Wertes der beiden kapazitiven Glieder macht die
Erhöhung des Wertes der Kapazität erforderlich, was insbesondere bei einer integrierten
Schaltung wegen der dafür erforderlichen großen Oberfläche ein wesentlicher Nachteil
ist.
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Es soll nun der Wert der Kondensatoren C und C' so berechnet werden
(Fig. 2b), daß der Stromdurchgang Io mit einem so geringen Verlust erfolgt, daß er
vernachlässigt werden kann.
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Für die erste Annäherung geht man davon aus, daß CS nicht vorhanden
ist.
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Man erhält dann:
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Im Transimpedanz-Verstärker (mit dem Wert Z&sub2;&sub1;) erzeugt dies einen
Verlust der Ausgangsspannung VS (diese Ausgangsspannung würde man ohne die
Kopplungskondensatoren erhalten), die damit auf V'A < Vs, sinkt, wobei V'S die
Ausgangsspannung ist, die sich bei Anliegen desselben Stroms wie vorstehend erwähnt,
jedoch unter Einschaltung der Kondensatoren C und C' ergibt.
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Man erhält dann:
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Die Transimpedanz Z&sub2;&sub1; ist gleich -Rf, wenn
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sehr viel höher ist als eins.
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Bei einem gegebenen Verhältnis k zwischen der reaktiven Impedanz und
der resistiven Impedanz erhält man:
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Der Wert von RS hat immer einen Einfluß auf den Wert der
Transimpedanz,
so daß man die kapazitive Kopplung in Abhängigkeit vom spezifizierten Wert für
RS auslegen muß.
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Erfindungsgemäß (Fig. 3) realisiert man statt der kapazitiven
Reihenkopplung (Kondensatoren C und C') eine direkte Kopplung und schaltet in den Verstärker
einerseits Kondendatoren C&sub1;, C&sub2; und andererseits C&sub2; und C'&sub2; ein.
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Die Kondensatoren C&sub1; und C'&sub1; werden zwischen die Stromquelle Io und
die Eingänge E&sub1; und E&sub2; des Verstärkers zwischen-, jedoch den Gegenkopplungspunkten
A' und B' nachgeschaltet. Die Kondensatoren C&sub2; und C'&sub2; sind in der
Gegenkopplungsschaltung des Verstärkers mit den Widerständen R&sub5;&sub1; bzw. R&sub6;&sub1; in Reihe geschaltet, so
daß Rf = 2R&sub5;&sub1; = 2R&sub6;&sub1; ist. Es geht also kein Teil des Stroms Io mehr durch sie
hindurch.
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Dagegen beeinflussen die Kondensatoren C&sub1;, C'&sub1;m C&sub2; und C'&sub2; aufgrund
der Tatsache, daß sie in der Gegenkopplungsschleife angeordnet sind, die
Ausgangsspannung Vs.
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Die innere Transimpedanz Z'&sub2;&sub1; des Verstärkers beträgt:
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Setzt man
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vereinfacht sich die Formel für α wie folgt:
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α hat denselben Wert wie im vorherigen Fall, sofern das Verhältnis k' für C&sub1;, C'&sub1; und
C&sub2;, C'&sub2; dasselbe ist. Es gilt:
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Für k = k' erhält man dasselbe Ergebnis wie im vorherigen Fall (Fig. 3),
d.h. der Beitrag der Kondensatoren zur Herabsetzung des Ausgangsspannungswertes ist
derselbe wie vorher.
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Die Gesamt-Transimpedanz Z'21t beträgt:
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Wenn αt » 1, dann erhält man Z'21t = Z'21 = -Rf
und solange αt » 1 ist, hat der Wert von Rs keinen Einfluß auf die Transimpedanz.
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Daraus ergibt sich, daß ein Verstärker derart ausgelegt werden kann, daß
er über einen breiten Bereich von Werten Rs hinweg mit gleichem Ergebnis arbeiten
kann, solange αt » 1 ist.
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Es soll nun gezeigt werden, daß dieses Ergebnis zu einem geringeren
Gesamtwert der Kapazitäten führen kann.
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Im Falle der Fig. 2b gilt:
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Ct = C + C' Ct = Gesamtwert der Kapazitäten.
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Daraus ergibt sich:
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Ct weist einen umso höheren Wert auf, je niedriger der Wert von Rs ist.
Im Falle der Fig. 1 gilt für denselben Wert von Rs
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C't = C't1 + C't2, wobei
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Dabei sind R&sub1; und R&sub2; Widerstände, die die Stromquellen I&sub1; und I&sub2; darstellen,
und
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h = Stromverstärkung der Transistoren.
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Wir setzen nun Rf
= n&sub2; Rs
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Ri = n&sub1; Rs
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Geht man von demselben k aus (bei gleichen Leistungen), gilt:
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Damit gilt:
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Wenn n größer ist als 1, ermöglicht die erfindungsgemäße Lösung auch
einen Flächengewinn bezüglich des Wertes der Kapazitäten gegenüber dem Stand der
Technik (bei gleichem Rs). Der Wert n ist umso größer, je kleiner Rs ist. Anders
ausgedrückt, bietet die Erfindung bei Ausführung mit Stromquellen geringer
Eigenimpedanz den Vorteil, daß die Gesamtoberfläche der Kondensatoren gegenüber den früheren
Lösungen verringert werden kann.
Anwendung in Zählen:
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h = 70
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R&sub1;&sub2; = 100Ω
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R&sub1; = R&sub2; = 290Ω
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R&sub5;&sub1; = = R&sub5;&sub2; = 15 kΩ
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Rf = 2R&sub5;&sub1; = 2R&sub6;&sub1; = 5840Ω
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n&sub1; = 3,1 n&sub2; = 3,6 n = 1,66
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In der Praxis kann der Verbesserungsfaktor n des Gesamtwertes der
Kapazitäten noch größer sein, da man den Verstärker mit einem gegenüber früher
höheren Wert für α erzielen kann, denn der Wert für R&sub5;&sub1; und R&sub5;&sub2; kann ohne Nachteil
auch höher gewählt werden. Man erhält damit einen höheren Wert der Transimpedanz
im offenen Kreis αRf, der unter Verringerung des Wertes der Kapazitäten etwas gesenkt
werden kann (wodurch sich der Wert k erhöht).
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Man erhält also:
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wobei No > 1 (in der Praxis im Bereich vn 1,5) ist.
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Im Fall der vorstehend aufgeführten Anwendung in Zahlen ergibt sich bei
no = 1,5 n = 2.
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In Fig. 4 ist die bevorzugte Ausführungsform der Erfindung dargestellt,
die insbesondere zur Ausführung eines Zwischenfrequenzverstärkers (FI), speziell eines
Transimpedanz-Verstärkers für die Verstärkung von Signalen eines Fernsehmischers,
bestimmt ist. Elemente, die denen der Fig. 1 entsprechen (Transistoren T&sub1; bis T&sub4;,
Widerstände R&sub1;&sub2;, R&sub3; und R&sub4;) sind mit denselben Bezugszeichen bezeichnet. Die
Stromquellen I&sub1; und I&sub2; bestehen aus Widerständen R&sub1; bzw. R&sub2;, die zwischen die
jeweiligen Emitter der Transistoren T&sub1; und T&sub2; und den gemeinsamen Pol
zwischengeschaltet sind. Die Widerstände R&sub1; uns R&sub2; tragen zur Verstärkung der Stufe bei, so daß
in der vorhergehenden Formel R&sub1;&sub2; durch R12' zu ersetzen ist, wobei
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Eventuell vorhandene Stromquellen I&sub3; und I4 bestehen aus Widerständen R&sub1;&sub3; bzw. R&sub1;&sub4;,
die zwischen die Speisespannungsquelle Vp und die jeweiligen Kollektoren der
Transistoren T&sub1; und T&sub2; zwischengeschaltet sind.
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Referenzspannungen werden in herkömmlicher Weise mittels einer
Widerstandskette (R&sub2;&sub0;, R&sub2;&sub1;, R&sub2;&sub2;) erzeugt, die zwischen der Speisespannungsquelle Vp
und einer Stromquelle T&sub2;&sub3;, R&sub2;&sub3;) in Reihe geschaltet und Transistoren (T&sub2;&sub0;, T&sub2;&sub1;, T&sub2;&sub2;)
zugeordnet sind, deren Kollektor/Emitter-Wege in Reihe liegen und deren Basen mit
den Mittelpunkten zwischen den Widerständen R&sub2;&sub0; und R&sub2;&sub1;, bzw. R&sub2;&sub1; und R&sub2;&sub2;, bzw.
R&sub2;&sub2; und R&sub2;&sub3; verbunden sind. Vref1 wird damit dem Emitter von T&sub2;&sub1; zugeführt.
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Um einen Transimpedanz-Verstärker zu erhalten, realisiert man außerdem
eine Gegenkopplung. Die (wahlweisen) Transistoren T&sub5; und T&sub6; werden mittels der
Kollektoren der Transistoren T&sub3; und T&sub4; als Emitterverstärker geschaltet, zu welchem
Zweck ihre Basis jeweils mit dem Kollektor der Transistoren T&sub3; bzw. T&sub4; verbunden
wird. Die Kollektoren der Transistoren T&sub5; und T&sub6; sind miteinander und mit dem
Speisespannungsausgang Vp über einen gemeinsamen Widerstand R&sub5;&sub6; verbunden, und
ihre Emitter liegen jeweils an einer Spannungsquelle (T&sub1;&sub0;, R&sub1;&sub0;) bzw. (T&sub1;&sub1;, R&sub1;&sub1;), wobei
die Basen der Transistoren T&sub1;&sub0; und T&sub1;&sub1; zu diesem Zweck einer Referenzspannung
Vref2 liegen. Hierzu sind ihre Basen mit dem Emitter des Transistors T&sub2;&sub2; verbunden,
der seinerseits mit der Basis des Transistors T&sub2;&sub3; verbunden ist. Die Gegenkopplung
wird einerseits über den mit dem Kondensator C&sub2; und dem Emitter des Transistors T&sub5;
in Reihe geschalteten Widerstand R&sub5;&sub1; und andererseits über den mit dem Kondensator
C'&sub2; und dem Emitter des Transistors T&sub6; in Reihe geschalteten Widerstand R&sub6;&sub1;
realisiert. Die Widerstände R&sub5;&sub2; und R&sub6;&sub2; können im übrigen zwischen der Basis der
Transistoren T&sub1; und T&sub2; und dem gemeinsamen Pol angeordnet sein, um mit R&sub5;&sub1; und
R&sub6;&sub1; die Spannungsverschiebungen zu bewirken.
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Bei den Eingängen beträgt die Differenz-Transimpedanz Z&sub2;&sub1; dann (unter
der Annahme, daß R&sub5;&sub1; = R&sub6;&sub1; und R&sub5;&sub2; = R&sub6;&sub2; ist):
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wobei
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und wobei Zi = Eingangsimpedanz des Differenzpaars (T&sub1;, T&sub2;) und Av =
Spannungsverstärkung der Differenzstufe ist.
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Solange α' » 1 ist, weist Z&sub2;&sub1; den Wert -2R&sub5;&sub1; auf.
Da Z&sub2;&sub1; gegeben ist und R&sub5;&sub1; gewählt wird (wobei eigentlich letzterer bestimmend ist)
wählt man den durch die Widerstände R&sub1; und R&sub2; hindurchgehenden Strom derart, daß
die Linearität der Differenzstufe gewährleistet ist (Beispiel I = 1,5mA).
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Beim Einsatz der Stromquellen I&sub3; und I&sub4; (Widerstände R&sub1;&sub3; und R&sub1;&sub4;)
stellen sich die Betriebsbedingungen wie folgt dar:
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V&sub2; > V&sub3;
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V&sub1; + V&sub2; + VBES + R&sub3; I' < Vp
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wobei:
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V&sub1; = statische Potentialdifferenz an den Klemmen von R&sub5;&sub2;
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V&sub2; = statische Potentialdifferenz an den Klemmen von R&sub5;&sub1;+ R&sub5;&sub3;
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V&sub3; = maximal Halbamplitude des Ausgangssignals (zum Beispiel am Emitter des
Transistors T5)
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I' = durch die Widerstände R&sub3; und R&sub4; hindurchgehender statischer Strom
VBES Basis/Emitter-Spannung der Transistoren T&sub5; und T&sub6; (0,7V) ist.
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Das Filter des Verstärkers FI besteht aus einer zwischen seine beiden
Ausgänge S&sub1; und S&sub2; zwischengeschalteten Parallelschaltung LC. Seine Ausgänge sind
mit den Emittern der Transistoren T&sub5; und T&sub6; über Widerstände R&sub1;&sub4; bzw. R&sub1;&sub5;
verbunden.
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Die vorgeschaltete Stufe (Mischer) ist als mit einem Widerstand Rs und
zwei Kondensatoren C&sub1;&sub0; und C'10' von denen jeweils eine Klemme an Masse liegt,
parallelgeschaltete Stromquelle Io dargestellt. Die Stromquelle Io ist mit den Eingängen
E&sub1; und E&sub2; jeweils über einen in Reihe geschalteten Kondensator C&sub1; bzw. C'&sub1;
verbunden. Nachdem die Kapazitäten C&sub1; und C'&sub1; integriert werden sollen, muß ihr
Wert so gering wie möglich, aber mit einem geringen reaktiven Anteil am Eingang und
an der Gegenkopplung des Verstärkers vereinbar sein.
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Die Stromquelle Io ist einerseits mit der Reihenschaltung aus dem
Widerstand R&sub5;&sub1; und dem Kondensator C&sub2; und andererseits mit der Reihenschaltung aus
dem Widerstand R&sub6;&sub1; und dem Kondensator C&sub2; verbunden. Die Widerstände R&sub5;&sub3; und
R&sub6;&sub3; sind vorteihafterweise einenseits mit R&sub5;&sub1; und R&sub5;&sub2; und andererseits mit R&sub1;&sub2; und
R&sub6;&sub2; in Reihe geschaltet. Ihr Wert wird derart gewählt, daß etwaige Verschiebungen des
Eingangspegels korrigiert werden. Diese müssen daher so gering sein, daß diese
Verschiebungen korrigiert werden, andererseits aber groß genug sein, um nicht in die
Gegenkopplung des Verstärkers einzugreifen, d.h. daß R&sub5;&sub3; und R&sub6;&sub3; einen Wert haben,
der um das Mehrfache größer ist als der Wert von R&sub5;&sub1; und R&sub6;&sub1;.
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Beispiel:
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R&sub5;&sub1; = R&sub6;&sub1; = 3kΩ R&sub5;&sub3; = R&sub6;&sub3; = 10kΩ R&sub5;&sub2; = R&sub6;&sub2; = 15kΩ
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R&sub1; = R&sub2; = 300Ω
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R&sub1;&sub2; = 100Ω R&sub3; = R&sub4; = 3kΩ d.h. A = 70.
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In der Praxis ist die Verstärkung unter Berücksichtigung der
Störkomponenten schwächer als der vorstehend angegebene theoretische Wert (dann gilt
A 40).
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Außerdem sind die Widerstände R&sub5;&sub2; und R&sub6;&sub2; vorteilhaft, weil sie es
ermöglichen, die Potentiale statisch festzulegen. Es gilt: