DE68923075T2

DE68923075T2 - Umkehrvorrichtung.

Info

Publication number: DE68923075T2
Application number: DE68923075T
Authority: DE
Inventors: Akira Fanuc Mansion Hari Egawa
Original assignee: Fanuc Corp
Current assignee: Fanuc Corp
Priority date: 1988-02-25
Filing date: 1989-02-23
Publication date: 1995-11-23
Anticipated expiration: 2009-02-24
Also published as: EP0379580A4; EP0379580B1; JPH01218365A; US5001621A; WO1989008348A1; DE68923075D1; EP0379580A1

Description

Die Erfindung betrifft einen Umrichter und insbesondere einen Umrichter mit einem MOS (Metall-Oxid-Halbleiter)- Transistor, allgemeiner gesagt, mit einem MIS (Metall-Isolator-Halbleiter)-Tranistor, der in Reihe zwischen einem Gleichspannungseingang und einer Last liegt und bei dem der MOS-Transistor von einem Treibersignal mit einer einzigen Frequenz gesteuert wird, so daß Gleichspannung in Wechselspannung umgerichtet wird.
Die erfindungsgemäße Anordnung kann beispielsweise als Hochfrequenz-Energieversorgung für einen mit RF (Radio- Frequenz) pumpenden CO&sub2; (Kohlensäuregas) Laser oder eine Hochfrequenz-Induktionsheizung verwendet werden.
Es ist allgemein bekannt, daß bei solchen Umrichtern eine äquivalente Ausgangskapazität Coss zwischen Drain und Source des MOSS Transistors auftritt. Diese Ausgangskapazität ist eine parasitäre Kapazität, die erzeugt wird, wenn der Transistor hergestellt wird und dies ist der Hauptgrund für einen Leistungsabfall im Hochfrequenzbetrieb.
Ein elektrischer Strom, der die Ausgangskapazität auflädt und entlädt, fließt nämlich bei jedem Schaltvorgang des MOSS-Transistors und wird von dem EIN-Zustand-Widerstand des Transistors aufgezehrt, wodurch die Verluste proportional zur Frequenz ansteigen.
Ferner wird die maximale elektrische Leistung, die in den Umrichter eingegeben werden kann, vom Spitzenwert der an der Source und Drain des Transistors im Betrieb liegenden Spannung begrenzt. Das heißt, die Eingangsleistung wird auf einen kleineren Wert als die maximale Spannung des Transistors begrenzt.
EP-A-0 285 674 offenbart einen Umrichter mit MIS Transistoren.
JP-A-5211 6831 offenbart einen Transistor-Umrichter mit veränderlicher Betriebsfrequenz.
Die Erfindung wurde angesichts des obigen Problems gemacht, daß eine ausreichende Ausgangsleistung bei Hochfrequenzbetrieb nicht erzielbar ist, da die zulässige Eingangsleistung und der ausgangsseitige Wirkungsgrad der Einrichtung niedrig sind, und eine Aufgabe der Erfindung liegt darin, einen Hochleistungs-Umrichter vorzusehen, der eine verbesserte Eingangsleistung und einen verbesserten Wirkungsgrad besitzt, der aber noch ausreichend praktikabel ist.
Erfindungsgemäß ist die genannte Aufgabe mit einem Umrichter gemäß dem Patentanspruch 1 und dem Patentanspruch 2 gelöst.
Somit ist in dem Umrichter ein Resonanzkreis vorgesehen, der eine relativ hohe Konstante besitzt, die es erlaubt, daß der Einfluß verschiedener Streuimpedanzen vernachlässigt werden kann, um dadurch die Ausgangswellenform zu steuern und folgende Effekte zu erhalten.
Erstens wird die Source-Drain-Spannung beim Schalten des Transistors minimiert ( 0), um dadurch die Ladungs/Entladungs-Verluste infolge der Kapazität Coss zwischen Source and Drain zu verringern und damit den Wirkungsgrad zu verbessern.
Zweitens wird die Ausgangsspannungs-Wellenform verringert, bis sie einen kleinen spitzen Wert relativ zum Mittelwert der Source/Drain-Spannung hat, d.h. ein kleiner Scheitelfaktor, wodurch der Mittelwert der Eingangsspannung (Eingangsgleichspannung) erhöht wird, um damit die elektrische Eingangsleistung zu erhöhen.
Fig. 1 ist ein Schaltbild einer ersten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 2 ist ein Schaltbild einer zweiten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 3 ist ein Ersatzschaltbild eines Umrichters, bei dem die Impedanzen in der Schaltung am Lastende konzentriert sind;
Fig. 4 ist eine Darstellung von Spannung und Strom an der Last;
Fig. 5 ist eine Darstellung der Änderungen der Ausgangsspannungswellenform in Bezug auf L, C und R; und
Fig. 6 ist eine Darstellung des Verhältnisses zwischen k und einer Verlustrate.
Ausführungsformen der Erfindung werden anhand der Zeichnung erläutert.
Erstens soll die der Erfindung zugrundeliegende Theorie zum besseren Verständnis erläutert werden. Um eine wünschenswerte Wellenform der Ausgangsspannung zu steuern, muß ein Umrichter einen Konstantstrom erhalten und deshalb wird eine Drossel RFC zwischen mindestens einem der Eingangsanschlüsse des Umrichters und einer Gleichspannungsquelle geschaltet. In diesem Fall wird die Wellenform der Ausgangsspannung von der Wellenform des Eingangsstroms bestimmt (eine vom Schalten des Gleichstroms durch den Inverter erzeugte Rechteckwelle) sowie von einer Last und Impedanz der Schaltung.
Fig. 3 zeigt ein Ersatzschaltbild eines Umrichters, dessen Kreisimpedanz (einschließlich Coss) am lastseitigen Ende konzentriert ist. Fig. 3 zeigt eine Drosselspule RFC und Schaltelemente, nämlich Transistoren Q1 bis Q4. Wie unter L, R und C angegeben, sind die Impedanzen im Umrichter im Ersatzschaltbild lastseitig konzentriert; C hat die Source/Drain-Kapazität Coss; I bezeichnet einen Eingangsstrom und Vt bezeichnet eine Spannung am Ausgang.
Fig. 4 zeigt den Spannungsverlauf an der Last und die Wellenform des Laststroms.
Die Spannung Vt an der Last liegt auch an den MOSS-Transistoren, die ausgeschaltet sind und somit ist die Wellenform der Source/Drain-Spannung der MOSS-Transistoren annähernd identisch der Ausgangsspannung.
Gemäß den Untersuchungen der Erfinder kann die Wellenform der Ausgangsspannung etwa durch folgende Gleichungen ausgedrückt werden:
= (1/2R) L/C
ωn = 1/ LC
wobei I den Eingangsgleichstrom darstellt
1 - ² = K²
wenn < 1, v&sub0;(t) = (ILωn/K)e(- ωn) sinKωnt (1)
wenn = 1, v&sub0;(t) = ILωn²e(-ωnt) (2)
und wenn > 1, v&sub0;(t) = (ILωn/K)e(- ωnt) sinh(Kωnt) (3)
wobei t im Bereich von 0 ≤ t ≤ (1/2 f) ist mit t = 0 für die Anstiegszeit der Stromrechteckwelle und damit stellt sich eine Wiederholung einer allgemeinen Impulsantwort- Wellenform als zweitrangiger Faktor ein. Aus den obigen Gleichungen (1), (2) und (3) ist klar, daß man durch passende Auswahl der Werte für L, C und R die Wellenform der Ausgangsspannung stark verändern kann.
Der Spannungswert nach einer Halbperiode ausgehend von der Umkehr der Stromwellenform infolge des Schaltens der Transistoren kann als v&sub0;(τ) ausgedrückt werden, wobei man die vorgenannte Funktion v&sub0;(t) benutzt, in der τ = 1/2f. In diesem Fall ist die in der Coss der Transistoren akkumulierte Energie in deren AUS-Zustand
ΔE = (N/2)Cossv²(τ) (4)
die in den Transistoren aufgezehrt wird, wenn sie als nächste eingeschaltet werden. Zu diesem Zeitpunkt fließt ein Strom zu den Transistoren, die eingeschaltet worden sind, um Coss auf einen gleichen Spannungspegel aufzuladen und somit treten Verluste auf. Diese Energie wird in ähnlicher Weise wie folgt bestimmt:
ΔE = (N/2)Cossv²(τ) (5)
Somit beträgt der Gesamtverlust der Schaltung bei jedem Schaltvorgang
E = 2 x (ΔE +ΔE)
= 2NCossv²(τ) (6)
Da die Verluste zweimal in jeder Periode auftreten, ist dann der Gesamtverlust Pl gleich
Pl = 4NFCossv²(τ) (7),
wobei N die Anzahl der parallel geschalteten MOSS-Transistoren ist.
Wie aus dieser Gleichung ersichtlich ist, kann Pl zu Null gemacht werden, indem man die Source/Drain-Spannung v(τ) reduziert, wenn die Transistoren auf 0 geschaltet werden.
Aus der Gleichung (1) ergibt sich dieser Zustand zu
< 1 und 1 - ²ωnt = π (8)
τ = 1/2f, dann 1 - ²fn = f (9)
Fig. 5 zeigt Änderungen für die Wellenform der Ausgangsspannung bezüglich L, C und R, wobei die oben genannten Bedingungen erfüllt sind. Die Eingangsleistung ist für jede Wellenform gleich, also, je kleiner der Wert , desto kleiner die Spitzenspannung der Wellenform und somit kann die elektrische Eingangsleistung vergrößert werden. Die Grenze ist bei = 0, wo die Wellenform sinusförmig ist. Dies bedeutet R = ∞ und die Last kann nicht mit elektrischer Leistung gespeist werden. Deshalb wird in der Praxis auf einen relativ kleinen Wert eingestellt. Entsprechend Experimenten kann mit = 0,3 die Wellenform beinahe als Sinuswelle angesehen werden und damit ergibt sich ein hoher Anstieg für die elektrische Eingangsleistung. Wie aus dem Vorstehenden ersichtlich ist, können die optimalen Werte für L, C und R wie folgt erhalten werden:
≤ 0,3 und 1 - ²fn = f (10)
Unrealistisch ist die Bedingung unter Verwendung eines Gleichheitszeichens ausgedrückt und so muß ein zulässiger Bereich vorgesehen sein. Im allgemeinen sind etwa 80% zulässig, um den Wirkungsgrad des Umrichters zu erzielen. In diesem Fall erhält man einen zulässigen Bereich für den Unterschied der Schaltzeiten, d.h. für den Unterschied zwischen der inneren Frequenz 1 - ²fn der Wellenform und der Schaltfrequenz f.
Die an der Last R erhältliche Ausgangsleistung P&sub0; wird unter Benutzung der Gleichung (1) wie folgt ausgedrückt:
P&sub0; = (1/τ) (1/R)v²(t)dt (0 ≤ t ≤ ) (11)
Entsprechend der Gleichung (7) ist der Verlustwert maximal, wenn eine Gesamtkapazität durch Coss gegeben ist, wenn
2NCoss = C,
Pl = 2fCv²(τ) (12)
und wenn die Verlustrate ξ als umgekehrter Wert des Wirkungsgrades definiert ist,
ξ = (Pl/P&sub0;) (13)
dann ist ξ eine Funktion nur von und
k = 1 - ²fn/f
Fig. 6 zeigt das Verhältnis zwischen k und der Verlustrate. Da k ein Index der vorgenannten Frequenzdifferenz ist, können k und die Verlustrate ξ auf den Achsen als Abszisse und Ordinate aufgetragen werden.
Unter der Bedingung = 0,3
0,75 ≤ k ≤ 1,25
ξ ≤ 0,2 (14)
und deshalb mit den Bedingungen
≤ 0,3
0,75 f ≤ 1 - ²fn ≤ 1,25f
= (1/2R)( L/C)
fn = 1/2π LC (15)
läßt sich deshalb praktisch eine maximale Ausgangsleistung erzielen.
Fig. 1 zeigt eine erste Ausführungsform der Erfindung. Hier wird eine Gleichspannung Es an die Eingangsanschlüsse gelegt. RFC bezeichnet eine Drosselspule und Q1, Q2, Q3 und Q4 bedeuten N-Kanal MOS Transistoren, so daß auf diese Weise eine Umrichterschaltung aufgebaut ist. Die Steuersignale VGS1, VGS2, VGS3 und VGS4 werden an die Steuerelektroden der Transistoren angelegt. Man bemerke, daß VGS1 und VGS4 das gleiche Signal und VGS2 und VGS3 ebenfalls das gleiche Signal sind. Werden die Transistoren Q1 und Q4 gleichzeitig eingeschaltet, so fließt ein Vorwärtsstrom durch eine Last L0 und wenn die Transistoren Q2 und Q3 eingeschaltet sind, fließt ein Rückwärtsstrom durch die Last L0. Die Frequenz des Stroms in der Last L0 wird von den Frequenzen der Steuersignale VGS1 usw. bestimmt.
Coss1, Coss2, Coss3 und Coss4 stellen die Drain/Source- Ausgangskapazitäten der Transistoren Q1, Q2, Q3 und Q4 dar; L ist die Induktivität, die so ausgewählt ist, daß sie in Parallelresonanz mit der Impedanz ist, nämlich mit Blick von der Umrichterseite auf der Last L0, um die vorgenannte Gleichung 15 zu erfüllen. L0 bezeichnet die Last, die das Laserrohr eines Hochfrequenz CO&sub2; Lasers sein kann, ein Hochfrequenzofen o.ä.. Der Nettowiderstandswert der Last ist R.
Sind die Gleichungen (15) nicht erfüllt, so wird ein Kondensator C' parallel an die Induktivität L angeschlossen, so daß die Gleichungen (15) erfüllt werden.
Fig. 2 zeigt eine zweite Ausführungsform, die der ersten Ausführungsform ähnlich ist, hier sind jedoch Kondensatoren C1 und C4 jeweils zwischen Source und Drain der Transistoren Q1 bis Q4 angeschlossen. Da somit der Einfluß der Streuimpedanz in der Umrichterschaltung hoch ist, wird ein Resonanzzustand zwischen beiden Enden jedes Transistors erzielt. Ist dies nicht der Fall, so werden die Wellenformen an beiden Enden der Transistoren nicht verbessert.
Anstelle des Hinzufügens der Kondensatoren C1 usw. zu den jeweiligen Transistoren, kann die Anzahl der Parallelverbindungen der Transistoren geändert werden, um die Impedanz so einzustellen, daß sich die Resonanzbedingung ergibt.
Wie vorbeschrieben, wird erfindungsgemäß der Parallelresonanzzustand eines Stromrichters so eingestellt, daß die Wellenform der Ausgangsspannung optimiert wird, ein Anstieg der elektrischen Eingangsleistung erfolgt und die Verluste minimal werden, so daß die Ausgangsleistung des Umrichters merklich verbessert wird.

Claims

1. Umrichter mit Eingangsanschlüssen für einen Gleichspannungseingang, mit an eine Last (L&sub0;) angeschlossenen Ausgangsanschlüssen, einer in Reihe zwischen mindestens einem der Eingangsanschlüsse und einer Gleichspannungsquelle liegenden Drossel (RFC), mindestens einem in Reihe zwischen dem Eingangsanschluß und den Ausgangsanschlüssen liegender Transistor (Q1,Q2,Q3,Q4) zum Ausführen eines Schaltvorgangs entsprechend einem Treibersignal mit einer einzigen Frequenz, gekennzeichnet durch:

mindestens der eine Transistor (Q1,Q2,Q3,Q4) ist von der MIS Type;

ein Kondensator (C') liegt parallel zu den Ausgangsanschlüssen; und

eine Drossel (L) liegt parallel zu den Ausgangsanschlüssen und ist zu einer Parallelresonanz mit einer Gesamtersatzkapazität fähig, die gleich der Summe einer elektrostatischen Ersatzkapazität des Umrichters von den Ausgangsanschlüssen gegen eine Eingangsseite her gesehen, einer elektrostatischen Ersatzkapazität der Last und der Kapazität des Kondensators (C') ist.

2. Umrichter mit Eingangsanschlüssen für einen Gleichspannungseingang, mit an eine Last (L&sub0;) angeschlossenen Ausgangsanschlüssen, einer in Reihe zwischen mindestens einem der Eingangsanschlüsse und einer Gleichspannungsquelle liegenden Drossel (RFC) und mit mindestens einem in Reihe zwischen dem Eingangsanschluß und den Ausgangsanschlüssen liegenden Transistor (Q1,Q2,Q3,Q4) zum Ausführen eines Schaltvorgangs entsprechend einem Treibersignal mit einer einzigen Frequenz, gekennzeichnet durch:

mindestens der eine Transistor (Q1,Q2,Q3,Q4) ist von der MIS Type,

ein Kondensator (C1,C2,C3,C4) liegt parallel zu dem MIS Transistor (Q1,Q2,Q3,Q4) zwischen dessen Source und Drain, und wobei die Drossel zu einer Parallelresonanz mit einer äquivalenten Ausgangskapazität zwischen den Ausgangsanschlüssen einschließlich der Kapazität des Kondensators fähig ist.

3. Umrichter nach Anspruch 1 oder 2, wobei die folgenden Gleichungen gelten:

ξ = (1/2R) L/C'

fn = 1/(2π LC')

≤ 0,3

0,75f ≤ 1- ²fn ≤ 1,25 f

wobei R der Netto-Parallelwiderstandswert zwischen den Ausgangsanschlüssen einschließlich der Last ist,

C' die Kapazität,

L die Induktivität und

fn die Betriebsfrequenz ist.

4. Umrichter nach Anspruch 1, wobei der MIS Transistor mehrere parallel liegende MIS Transistoren aufweist, die als Einschaltelement dienen und folgende Gleichung gilt

N = C'/2Coss

wobei N die Anzahl der Parallelverbindungen der Transistoren, Coss die Source-Drain-Kapazität des Transistors und C' die Kapazität ist.