DE68917222T2 - Frequenz-moduliertes Radargerät mit schmaler Bandbreite für die Hindernisermittlung. - Google Patents

Frequenz-moduliertes Radargerät mit schmaler Bandbreite für die Hindernisermittlung.

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DE68917222T2
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Description

  • Diese Erfindung bezieht sich auf Hindernisnachweisvorrichtungen und insbesondere auf ein frequenzmodulierte Dauerstrichradarvorrichtungen mit enger Bandbreite zum Nachweis von nahegelegenen Objekten.
  • Hindernisnachweisvorrichtungen zum Schaffen eines Hinweises auf den Abstand und/oder zum Warnen vor nahegelegenen Objekten sind vorgeschlagen worden. Eine Anwendung für derartige Vorrichtungen ist zum Nachweisen von Objekten in der Umgebung eines Kraftfahrzeugs. Zum Beispiel kann das Fahrzeug eine Nachweisvorrichtung für nahe Hindernisse verwenden, um den Fahrzeugbediener vor der Gegenwart von Hindernissen hinter dem Fahrzeug während des Zurücksetzens des Fahrzeugs zu warnen, um den Fahrzeugführer vor irgendeinem Hindernis vor dem Fahrzeug unterhalb der Sichtlinie des Führers zu warnen oder den Führer vor sich nähernden Fahrzeugen in Bereichen zu warnen, die außerhalb der Sicht der Rück- und Seitenspiegel liegen.
  • Charakteristiken, die wünschenswert in der Nachweisvorrichtung von nahen Hindernissen sind, umfassen: (a) die Fähigkeit, vor Hindernissen zu warnen, die keine Bewegung relativ zu der Nachweisvorrichtung aufweisen, (b) die Fähigkeit, das nächste von multiplen Objekten nachzuweisen, (c) die Fähigkeit, ein Maß des Abstandes zu dem Objekt selbst bei sehr nahen Abständen zu schaffen und (d) die Fähigkeit, unter allen Umgebungsbedingungen zu arbeiten.
  • Verschiedene Vorrichtungen sind für den Nachweis von nahen Hindernissen vorgeschlagen worden. Ein derartiger Apparat basiert auf dem Dopplersignal, das aus der relativen Bewegung zwischen der Vorrichtung und dem Objekt resultiert. Wie auf ein Fahrzeug angewendet, bedeutet dies, daß die Vorrichtung den Fahrer nicht vor einem passiven Hindernis hinter dem Fahrzeug warnen könnte, bis der Fahrzeugbetätiger die Rückwärtsbewegung ausgelöst hat.
  • Ultraschall- und Infrarot Nachweisvorrichtungen für nahe Hindernisse sind auch vorgeschlagen worden. Ultraschallvorrichtungen können empfindlich auf Windrauschen und andere Ultraschallrauschquellen sein und sind durch die Schallgeschwindigkeit beschränkt, während Infrarotvorrichtungen durch Rückstreuung, die durch Hydrometeore und Aerosole verursacht wird, Empfindlichkeit auf Objektfarben und durch Kontamination der optischen Oberflächen beeinträchtigt werden.
  • Auf der anderen Seite weist eine frequenzmodulierte Dauerstrich-(FMCW-)Mikrowellenradarvorrichtung alle der oben aufgeführten wünschenswerten Charakteristiken auf. Jedoch erfordern gegenwärtige FMCW-Nachweisvorrichtungen für nahe Hindernisse, wie zum Beispiel in dem US-Patent 3 182 323, 3 893 114 und 4 620 192 offenbart, eine große Radiofrequenz-(RF-)Bandbreite, um den Bereich von Objekten zu erfassen, die der Radarvorrichtung sehr nahe sind. Zum Beispiel ist in gegenwärtigen FMCW-Vorrichtungen eine Bandbreite von 500 MHz erforderlich, um ein Objekt in einem Bereich von 0,3 m zu erfassen, welches die Bereichsauflösung der Vorrichtung ist. Es wäre wünschenswert, die Bandbreite einer FMCW-Nachweisvorrichtung für nahe Hindernisse zu verringern und dadurch die wünschenswerten Charakteristiken der derartigen Vorrichtung beizubehalten, ohne den minimalen Nachweisbereich der Vorrichtung zu erhöhen. Die EP-A-0 234 479 offenbart eine Vorrichtung in Übereinstimmung mit dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
  • Eine frequenzmodulierte Radarvorrichtung mit enger Bandbreite (im nachfolgenden als Radarvorrichtung bezeichnet) und ein Verfahren zum Messen in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung sind durch die Merkmale gekennzeichnet, die in den kennzeichnenden Teilen der Ansprüche 1 bzw. 9 spezifiziert sind.
  • In Übereinstimmung mit dieser Erfindung wird eine Radarvorrichtung mit einer verringerten RF-Bandbreite zum Erfassen von nahegelegenen Objekten verwendet. Die RF-Bandbreite der Radarvorrichtung wird zu einer Hälfte der Bandbreite verringert, die normalerweise für eine FMCW-Radarvorrichtung für einen gegebenen gewünschten minimalen Nachweisbereich erforderlich ist.
  • Im allgemeinen wird ein RF-Signal mit einer Frequenz übertragen, die durch ein Sägezahnsignal moduliert ist. Das übertragene RF-Signal wird mit einem Signal gemischt, das von einem Objekt zurückkehrt, um ein Zwischenfrequenz-(IF-)Signal mit einer Frequenz gleich der Differenz zwischen den Frequenzen der übertragenen und der zurückgekehrten RF-Signale zu erzeugen, wobei die IF-Signalfrequenz ein Maß für den Bereich des Objektes ist. Die Differenz zwischen den niedrigen und hohen Frequenzen des übertragenen modulierten RF-Signals umfaßt die RF-Bandbreite der Radarvorrichtung. Diese Differenz führt die minimale Bereichsauflösung für die (FMCW-)Radarvorrichtung herbei.
  • Das erzeugte IF-Signal wird zu einer Fourierreihe analysiert. Die Koeffizienten dieser Fourierreihe umfassen den Koeffizienten, der die Gleichstromkomponente des IF-Signals darstellt und die Koeffizienten, die die Harmonischen des IF-Signals darstellen. Der Bereich des Objektes, wenn er gleich mit oder größer als L (der minimalen Auflösung der Radarvorrichtung, die durch die RF-Bandbreite herbeigeführt wird) ist, wird durch die Fourier-Koeffizienten bestimmt, die die harmonischen Frequenzen darstellen. Diese Erfindung sieht die Messung von Abständen kleiner als L/2 basierend auf der Beziehung der Gleichstromkomponente des IF-Signals, das durch den Gleichstromkoeffizienten der Fourierreihe dargestellt wird, und den Harmonischen des IF-Signals vor, die durch die harmonischen Koeffizienten der Fourierreihe dargestellt werden.
  • Insbesondere liegt in Übereinstimmung mit dieser Erfindung, wenn die Größe des Gleichstromkoeffizienten der Fourierreihe größer als irgendein vorherbestimmter Wert ist, der Bereich des Ziels innerhalb des Abstandes L/2, welcher die Hälfte der normalen Auflösung der FMCW-Radarvorrichtung ist. Indem diese Bereichsinformation verwendet wird, kann die Radarvorrichtung verwendet werden, um Objekte in kürzeren Bereichen für eine gegebene RF-Bandbreite nachzuweisen, oder die RF-Bandbreite der Radarvorrichtung kann verringert werden.
  • Die Erfindung wird nun beispielsweise mit Bezug auf die folgende Beschreibung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung und die begleitenden Zeichnungen beschrieben werden, in welchen:
  • Fig. 1 die Anwendung der frequenzmodulierten Radarvorrichtung mit enger Bandbreite für die Hindernisnachweisvorrichtung dieser Erfindung zum Erfassen eines Objektes hinter einem Kraftfahrzeug darstellt;
  • Fig. 2 ein Diagramm ist, daß das übertragene und empfangene RF-Signal aus einer (FMCW-)Radarvorrichtung, die durch das Kraftfahrzeug von Fig. 1 getragen wird, veranschaulicht;
  • Fig. 3 ein allgemeines Blockdiagramm der frequenzmodulierten Radarvorrichtung mit enger Bandbreite für das Hindernisnachweissystem ist, das die Prinzipien dieser Erfindung verkörpert;
  • Fig. 4 ein detaillierteres Schaltkreisdiagramm der Radarvorrichtung von Fig. 3 ist; und
  • Fig. 5 ein Flußdiagramm ist, daß die Betätigung des Radarcomputers der Fig. 3 und 4 im Ausführen der Prinzipien dieser Erfindung veranschaulicht.
  • Die frequenzmodulierte Radarvorrichtung mit enger Bandbreite zum Hindernisnachweis (im nachfolgenden als Radarvorrichtung bezeichnet) dieser Erfindung ist in Fig. 1 veranschaulicht, als an ein Kraftfahrzeug 10 zum Erfassen des Objektes 12 angelegt zu sein, das einen Abstand D von dem Heck des Kraftfahrzeuges entfernt ist. Wie eingeschätzt werden kann, ist es wünschenswert, das Objekt 12 bei sehr geringen Werten von D zu erfassen, so daß alle Objekte, die außerhalb der Sicht des Fahrzeugführers sein können, wenn das Kraftfahrzeug 10 zurückgesetzt wird, nachgewiesen werden können und eine Warnung gegeben werden kann. Die Radarvorrichtung in diesem Ausführungsbeispiel sieht ein Signal (Audio-, visuelles oder beides) mit einer Frequenz vor, die den Abstand D des Objektes 12 hinter dem Kraftfahrzeug 10 anzeigt. Es wird einleuchtenderweise verstanden, daß die Radarvorrichtung verwendet werden kann, um Objekte 12 in der Nähe des Kraftfahrzeugs 10 außer rückwärtig nachzuweisen, wie zum Nachweisen von Objekten, die sich außerhalb der Sicht der Fahrzeugrückspiegel befinden.
  • Die Radarvorrichtung, die in dem Kraftfahrzeug 10 von Fig. 1 verwendet wird, ist wie vorhergehend beschrieben, eine frequenzmodulierte Dauerstrichradarvorrichtung. In dieser Form der Radarvorrichtung wird das übertragene Signal frequenzmoduliert, so daß die Frequenz eines Echosignals, das von einem Objekt reflektiert wird, von der Frequenz des übertragenen Signals bei irgendeinem Augenblick der Zeit aufgrund des Umlaufabstandes zwischen der Radarvorrichtung und dem Objekt verzögert sein wird. Diese Differenz der Frequenz erlaubt eine Messung des Abstandes zu dem Ziel.
  • Bezug nehmend auf Fig. 2 wird die Frequenz des übertragenen Signals dazu gebracht, linear mit der Zeit, wie durch die durchgezogene Linie angedeutet, anzusteigen. Wie in dieser Figur dargestellt, ändert die Frequenz sich von einer Frequenz f&sub1; zu einer Frequenz f&sub2; über einer Zeitspanne T. Die Modulationsrate des übertragenen Signals beträgt daher (f&sub2; - f&sub1;)/T. Wenn ein Objekt in einem Abstand D von der Radarvorrichtung angeordnet ist, ist die Gesamtumlaufverzögerungszeit für das Signal gleich mit 2 τ, wobei τ D/C gleich ist und C die Lichtgeschwindigkeit ist. Das resultierende empfangene Signal ist in Fig. 2 als die gepunktete Linie dargestellt, die in der Zeit von dem übertragenen Signal um die Zeit 2 τ verschoben ist.
  • Die augenblickliche Frequenzabweichung zwischen dem übertragenen Signal und dem empfangenen Signal beträgt 2(f&sub2; - f&sub1;) τ/T. Diese Differenzfrequenz ist allgemein als die Zwischenfrequenz IF beim Ausgang des Radarvorrichtungsmischers bekannt, wie beschrieben werden wird. Über die Zeitspanne T beträgt die Anzahl von Zyklen in dem IF-Signal an dem Mischerausgang 2(f&sub2; - f&sub1;) τ.
  • Um den Bereich des Hindernisses zu bestimmen, analysiert die Radarvorrichtung das IF-Signal zu einer Fourierreihe. Damit die Fourierkomponenten vollständig identifiziert werden, wobei ein Satz von harmonisch aufeinander bezogenen Frequenzen f&sub0;, 2f&sub0;, 3f&sub0;, ... verwendet wird, muß ein Minimum von einem vollständigen Zyklus an dem IF-Ausgang vorliegen. Diese Bedingung diktiert, daß die minimale RF-Bandbreite f&sub2; - f&sub1; dem Ausdruck 2(f&sub2; - f&sub1;) τ = 1 genügt. Diese Bandbreite entspricht einer Bereichsauflösung von L = C/2(f&sub2; - f&sub1;). Zum Beispiel ist ein 500 MHz-Hub (f&sub2; - f&sub1;) erforderlich, um eine 0,3 m Auflösung zu erreichen und in vorhergehenden FMCW-Radarvorrichtungen fähig zu sein, ein Objekt bis innerhalb 0,3 m der Radarvorrichtung nachzuweisen.
  • Die IF-Signalwellenform f(t) mit einer Frequenz gleich der Differenz der Frequenzen der übertragenen und zurückkehrenden Signale, welche ein Maß des Bereiches ist, kann durch ihre Fourierkomponenten im Frequenzbereich dargestellt werden, d.h.
  • wobei ωn = 2 π n/T und n eine ganze Zahl größer als Null ist, die die harmonische Frequenzkomponente darstellt. Im vorhergehenden Ausdruck ist die In-Phase-Komponente An gleich der folgenden diskreten Form, wenn das Signal M mal über die Rampenzeit T abgetastet wird:
  • wobei n = 0, 1, ..., M-1, und die Quadraturkomponente Bn ist gleich
  • Die Fourierkoeffizienten des Ausgangs werden gleich Cn sein, wobei Cn der Quadratwurzel der Summe der Quadrate von An und Bn gleicht. Wenn der IF-Ausgang mit einer der Komponenten ωn der harmonischen Frequenz zusammenfällt, werden alle der Fourierkoeffizienten An, Bn Null sein, außer wenn n = m. In diesem Fall ist die Frequenz des IF-Signals die harmonische Frequenz ωm, welche ein Maß des Abstandes zu dem Objekt ist, wobei der Abstand gleich zu mL ist, wobei L die Bereichsauflösung der Radarvorrichtung ist, die durch die RF-Bandbreite, wie vorhergehend beschrieben, diktiert wird. Auf der anderen Seite wird, wenn das IF-Signal nicht mit irgendeiner der harmonischen Frequenzkomponenten ωn zusammenfällt, Cn einem endlichen Wert für alle ganzen Zahlen n aufweisen. In diesem Fall werden die Fourierkoeffizienten untersucht werden, um die Frequenz des IF-Signals und demgemäß den Bereich des Objektes zu bestimmen. In einem Ausführungsbeispiel stellt der erste harmonische Frequenzkoeffizient Cn, der einen vorbestimmten Wert in einem konstantamplitudengesteuerten IF-Signal überschreitet, ein Objekt in einem Abstand von nL dar.
  • Die obige Beschreibung sieht die Messung des Abstandes D zu dem Objekt 12 von Fig. 1 durch die Messung der Frequenz des IF-Signals wie durch die Fourierkoeffizienten dargestellt vor, wenn der Abstand D größer als oder gleich mit dem Abstand L ist, welcher die Bereichsauflösung ist, die durch die RF-Bandbreite bestimmt wird. Die vorliegende Erfindung sorgt jedoch für das Erfassen des Objektes 12 bei Abständen D gleich mit oder kleiner als L/2 basierend auf der Gleichstromkomponente des IF-Signals, das durch den Gleichstromkoeffizienten C&sub0; der Fourierreihe und seine Beziehung zu den harmonischen Frequenzkomponenten des IF-Signals dargestellt wird, die durch die harmonischen Frequenzkomponenten Cn der Fourierreihe dargestellt werden. Insbesondere erkennt die vorliegende Erfindung, daß der Abstand zu dem Objekt kleiner als L/2 ist, wenn der Gleichstromkoeffizient C&sub0; größer als ein vorbestimmter Wert ist, welcher eine Konstante in einem Ausführungsbeispiel oder ein Wert größer als irgendeiner der anderen Koeffizienten Cn sein kann, die zu den Harmonischen des IF-Signals gehören, und zwar in einem anderen Ausführungsbeispiel. In dem letzteren Ausführungsbeispiel zeigt die Gegenwart eines Gleichstromkoeffizienten, dessen Größe jene der verbleibenden Fourierkoeffizienten überschreitet, an, daß ein Objekt in einem Bereich näher als L/2 von dem Empfänger angeordnet ist.
  • Die Fähigkeit, Bereiche kleiner als L/2 nachzuweisen, erlaubt der Radarvorrichtungsarbeitsbandbreite, um einen Faktor 2 verringert zu werden, während dort die Fähigkeit zum Nachweis von Objekten innerhalb der gewünschten minimalen Distanz erhalten bleibt. Zum Beispiel war, wie vorhergehend angedeutet, eine Frequenzbandbreite von 500 MHz erforderlich, um ein Objekt bei 0,3 m von der Radarvorrichtung nachzuweisen. Jedoch kann, wobei die vorgenannte Beziehung des Gleichstromkoeffizienten der Fourierreihe und der verbleibenden Fourierkoeffizienten verwendet wird, die Bandbreite zu 250 MHz verringert werden. Während die Bereichsauflösung abnimmt (erhöhter Abstand) bleibt der minimale Bereich, in dem die Gleichstromkomponente des IF-Signals verwendet wird, bei 0,3 m.
  • Bezug nehmend auf die Fig. 3 und 4 ist die Radarvorrichtung, die durch das automobile Fahrzeug 10 getragen wird, veranschaulicht. Im allgemeinen wird ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) 14 durch eine Dreieckswellenform moduliert, die durch einen FM-Rampengenerator 16 unter der Steuerung eines Radarcomputers (Berechnungsmittels) 18 erzeugt wird. Für Veranschaulichungszwecke erzeugt der VCO 14 ein 24 GHz Signal und der FM-Rampengenerator 16 wird gesteuert, um eine 1 Millisekunden- Rampe an dem spannungsgesteuerten Oszillator 14 vorzusehen, um den Frequenzausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 14 um eine Gesamtheit von 250 MHz linear durchzufahren. Diese Frequenzablenkung schafft eine Bereichsauflösung von 0,6 m.
  • Ein spezifisches Ausführungsbeispiel des FM-Rampengenerators 16 ist in Fig. 4 gezeigt. Dieser FM-Rampengenerator 16 umfaßt einen Kondensator C1, dessen Ladung in dem spezifischen Ausführungsbeispiel gesteuert wird, um das 1 ms Rampensignal in 1,5 ms-Intervallen vorzusehen. In dieser Hinsicht wird der Kondensator C1 in einem Entladungszustand durch den Radarcomputer 18 erhalten. Um die Rampe auszulösen, öffnet der Radarcomputer 18 den Schaltkreiseingang zu dem FM-Rampengenerator 16, um dem Kondensator C1 zu erlauben, durch den Transistor T1 geladen zu werden, um eine linear ansteigende Rampenspannung an dem spannungsgesteuerten Oszillator 14 vorzusehen. Nach dem 1 Millisekunden-Intervall sieht der Radarcomputer 18 wieder ein Massesignal vor, um den Kondensator C1 zu entladen und das Rampensignal abzuschließen. Dieser Zyklus wird in 1,5 ms-Intervallen wiederholt.
  • Der frequenzmodulierte Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 14 wird an einer übertragenden Antenne 19 (einem Übertragungsmittel) vorgesehen, welche das FMCW-Radarsignal rückwärtig von dem Kraftfahrzeug 10 überträgt. Wenn ein Objekt, wie das Objekt 12 hinter dem Kraftfahrzeug 10 vorliegt, wird das transmittierte Signal reflektiert und durch eine Empfangsantenne (ein Empfangsmittel) 20 empfangen. Das empfangene RF-Signal wird aus der Empfangsantenne 20 zu einem RF-Eingang eines Mischers (Mischmittels) 22 gekoppelt. Ein Lokaloszillatorsignal LO wird an dem Mischer 22 von dem Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 14 über einen Koppler 26 und einen Zweizustandsphasenverschieber 28 mit alternierenden 0 Grad und 90 Grad Phasenzuständen, wie durch den Radarcomputer 18 gesteuert, vorgesehen.
  • Der Radarcomputer 18 verschiebt alternierend den Phasenzustand des Zweizustandsphasenverschiebers 28 mit jedem Rampensignal, das durch den FM-Rampengenerator 16 vorgesehen wird. Die resultierenden 0 und 90 Grad-Phasenzustände des Zweizustandsphasenverschiebers 28 werden die Bewertung des Gleichstromkoeffizienten C&sub0; der Fourierreihe erlauben, welcher der Quadratwurzel der Summe der Quadrate von A&sub0; und B&sub0; gleicht, wobei A&sub0; die Gleichstromkomponente des IF-Ausgangs des Mischers 22 ist, wenn der Phasenverschieber auf 0 Grad eingestellt wird, während B&sub0; die Gleichstromkomponente des IF-Ausgangs ist, wenn der Phasenverschieber auf 90 Grad eingestellt ist.
  • Der Zweizustandsphasenverschieber 28 ist äquivalent dazu, zwei Mischer in Quadratur zu verwenden. Diese Anordnung stellt den Nachweis eines Hindernisses bei einem sehr nahen Bereich sicher, was den Fehlnachweis vermeidet, wenn das Lokaloszillatorsignal LO und das RF-Signal, das von dem Objekt 12 empfangen wird, exakt 90 Grad außer Phase liegen.
  • Der IF-Signalausgang des Mischers 22 wird an einem rauscharmen Verstärker 30 vorgesehen, welcher Transistoren T2 und T3 und zugehörige Beschaltung umfaßt, die einen Kondensator C2 umfaßt, der hilft, Unordnung zu verringern, indem die Verstärkung des rauscharmen Verstärkers bei abnehmenden Bereichen eines Hindernisses verringert wird. Der Radarcomputer 18 sorgt für die automatische Verstärkungssteuerung des rauscharmen Verstärkers 30, indem die Impedanz eines Feldeffekttransistors 32, der mit einem Widerstand R&sub1; in dem Kollektorschaltkreis des Transistors T&sub3; parallel gekoppelt ist, gesteuert wird. Im allgemeinen wird die Impedanz des Feldeffekttransistors 32 zum Steuern der Verstärkung des rauscharmen Verstärkers 30 durch den Radarcomputer 18 eingestellt, um eine im wesentlichen konstante Spitze-zu-Spitze-Amplitude des IF-Signals beizubehalten. Dies wird erreicht, indem die Ladung eines Kondensators 36, der über den Gateanschluß des Feldeffekttransistors 32 geschaltet ist, gesteuert wird. Der Kondensator 36 wird durch den Radarcomputer 18 durch eine Diode 38 entladen, welche eine hohe Spannung aufweist, die normalerweise an ihrer Kathode angelegt ist und durch den Radarcomputer durch eine Diode 40 geladen, deren Anode normalerweise durch den Computer an Masse gelegt ist.
  • Auf den Abschluß des Rampensignalausgangs des FM-Rampengenerators 16 bestimmt der Radarcomputer 18 den Spitze-zu-Spitze-Wert des IF-Signals und stellt die Impedanz des Feldeffekttransistors 32 ein, indem inkrementell der Kondensator 36 über Dioden 38 und 40 in der Richtung geladen oder entladen wird, um die Verstärkung des rauscharmen Verstärkers 30 zu steuern, um das gewünschte IF-Signal mit konstanter Spitze-zu-Spitze beizubehalten.
  • Das gewinngesteuerte Signal aus dem rauscharmen Verstärker 30 wird an einen Bandpaßfilter 34 geliefert, dessen Ausgang den IF-Signaleingang zu dem Radarcomputer 18 umfaßt. Im allgemeinen ist das Bandpaßfilter 34 ein 1 bis 8 KHz-Bandpaßfilter mit zusätzlicher Verstärkung. Der Bandpaßfilterschaltkreis, der in Fig. 4 veranschaulicht ist, sieht einen Zweipolabfall bei 1 KHz und einen Vierpol-Abfall bei 8 KHz vor.
  • Der IF-Signalausgang des Bandpaßfilters 34 wird an den Radarcomputer 18 geliefert, welcher das Signal analysiert, um den Bereich zu einem Objekt 12 hinter dem Kraftfahrzeug 10 zu bestimmen. Im allgemeinen tastet der Radarcomputer 18 das IF-Signal bei 32 Punkten während der Periode der Rampe, die durch den FM-Rampengenerator 16 geschaffen wird, ab. Eine diskrete Fouriertransformation mit 32 Punkten wird durchgeführt, um die Gleichstrom- und harmonischen Niveaus des IF-Signals zu evaluieren. Aus den Gleichstrom- und harmonischen Niveaus wird der Bereich des Objektes 12 von dem Heck des Kraftfahrzeugs 10 bestimmt. In dem spezifischen Beispiel dieser Ausführung, wo der FM-Rampengenerator 16 für den 250-Megahertz-Hub über eine Periode von einer 1 ms sorgt, sorgt die Gleichstromkomponente der Fourierreihe für den Nachweis von Hindernissen bei Bereichen kleiner als 0,3 m. Die niedrigst geordnete Harmonische, 1 KHz, stellt einen Bereich von 0,6 m dar und jede sukzessive höher geordnete 1 KHz Harmonische stellt einen zusätzlichen Bereich von 0,6 m dar. In diesem Beispiel beträgt die Auflösung der Radarvorrichtung 0,6 m, was durch den 250 MHz-Hub des übertragenen Signals diktiert wird, und die Gleichstromkomponente des IF-Signals ist wirksam, um einen Hinweis auf ein Objekt innerhalb eines Bereiches von 0,3 m von der Radarvorrichtung zu schaffen.
  • Der Radarcomputer 18 schafft einen Ausgang an einem Indikator über einen Ausgangsansteuerungstransistor 42 zum Anzeigen der Gegenwart eines Objektes 12 hinter dem Kraftfahrzeug 10 und dem Bereich D des Objektes. Der Anzeiger kann ein visueller oder hörbarer Anzeiger oder beides sein. Das Signal, das durch den Anzeiger vorgesehen wird, nimmt die Form eines Rechteckwellensignals mit variabler Frequenz an. Im allgemeinen ist die Periode des Signals dem Bereich des Objektes 12 proportional, so daß, wenn das Objekt dem Kraftfahrzeug näher kommt, die Frequenz des Signals exponentiell erhöht wird. Andere Formen des Indikators können verwendet werden, einschließlich einer Anzeige, die eine numerische Anzeige des Bereiches vorsieht.
  • Der Radarcomputer 18 nimmt die Form eines digitalen Standardcomputers an. Beispielsweise kann der Radarcomputer 18 einen Motorola 68HC11 Mikroprozessor zusammen mit einer Leistungsversorgung umfassen, die die erforderlichen Spannungen erzeugt. Der Radarcomputer 18 umfaßt eine zentrale Verarbeitungseinheit (CPU), welche ein Betriebsprogramm ausführt, das permanent in einem reinen Lesespeicher (ROM) abgelegt ist, welcher auch Tabellen und Konstanten speichert, die in der Bestimmung des Bereiches zum Steuern der verschiedenen Funktionen, die vorhergehend beschrieben worden sind, verwendet werden. Enthalten in der CPU sind die konventionellen Zähler, Register, Akkumulatoren usw., zusammen mit einem Takt, welcher ein Hochfrequenztaktsignal vorsieht.
  • Der Radarcomputer 18 umfaßt einen Speicher mit wahlweisem Zugriff (RAM), in welchem Daten temporär abgelegt werden können, und aus welchem Daten bei verschiedenen Adreßorten gelesen werden können, die in Übereinstimmung mit dem Programm bestimmt werden, das in dem ROM abgelegt ist. Eine Leistungssteuereinheit (PCU) empfängt Batteriespannung und sieht die regulierte Leistung an den verschiedenen Betriebsschaltkreisen der Radarvorrichtung vor. Der Radarcomputer 18 umfaßt weiter einen Eingangs-/Ausgangsschaltkreis I/O, der herkömmliche diskrete und zeitsteuernde Ausgangsabschnitte umfaßt.
  • Eine Analog-zu-Digital-Einheit (ADU) ist eingeschloßen, welche für die Messung des IF-Signalausgangs des Bandpaßfilters 34 sorgt. Die IF-Signalamplitude wird abgetastet und unter der Steuerung der CPU umgewandelt und in ROM bezeichneten RAM-Speicherorten abgelegt.
  • Bezug nehmend auf Fig. 5 ist der Betrieb des Radarcomputers 18 im Ausführen der Prinzipien dieser Erfindung veranschaulicht. Die Routine, die veranschaulicht ist, wird einmal alle 1,5 ms ausgeführt, wie durch einen internen Zeitmesser herbeigeführt, der Taktpulse zählt.
  • Zum Beginn von jeder 1,5 ms-Unterbrechung schreitet das Programm zu einem Schritt 44 weiter, wo der FM-Rampengenerator 16 befähigt wird, die Spannungsrampe zu beginnen, indem der Schaltkreis zu dem Kondensator C1 von Fig. 4 geöffnet wird. Eine Reihe von Schritten wird dann ausgeführt, um 32 Abtastungen des IF-Signalwertes bei 32 Mikrosekunden-Intervallen zu erhalten. In anderen Ausführungsbeispielen können mehr oder weniger Abtastungen genommen werden. Diese Schritte beginnen bei Schritt 46, wo der Wert des IF-Signalausgangs des Mischers 22 abgetastet und abgelegt wird. Beim Entscheidungsschritt 48 wird der Wert i eines Zählregisters mit einem Wert K verglichen, der die gewünschte Anzahl von Abtastungen des IF-Signals für jeden Rampenausgang des FM-Rampengenerators 16 (gleich mit 32 in dem vorliegenden Beispiel) darstellt. Wenn i nicht gleich K ist, wird i bei Schritt 50 inkrementiert. Danach bei Schritt 52 wartet das Programm für eine Zeit T&sub1;, bis zur Zeit für die nächste Abtastung des IF-Signals. Wie vorhergehend angedeutet, beträgt in diesem Ausführungsbeispiel der Wert von Ti 32 Mikrosekunden. Mit diesem Intervall werden 32 Abtastungen des IF-Signals näherungsweise 1 Millisekunde Zeit erfordern, welche gleich der gewünschten Periode des Rampensignalausgangs des FM-Rampengenerators 16 ist.
  • Beim Ablauf der Zeit T&sub1; wiederholt das Programm die Schritte 46 bis 52. Diese Sequenz wird wiederholt, bis zur derartigen Zeit, daß K Abtastungen des IF-Signals genommen worden sind. Wenn die gewünschte Anzahl von Abtastungen des IF-Signals genommen worden ist, schreitet das Programm vom Entscheidungsschritt 48 zu einem Schritt 54 weiter, wo i zurückgesetzt wird.
  • Wie angedeutet, umfassen die 32 Abtastungen des IF-Signals bei 32 Mikrosekunden-Intervallen die gewünschte Dauer der Modulation des übertragenen RF-Signals. Demgemäß wird bei Schritt 56 der Rampenausgang des FM-Rampengenerators 16 zurückgesetzt, indem ein Massesignal an den Kondensator C1 angelegt wird, welcher entladen wird. Wie in Fig. 2 gesehen, hat dies zur Folge, daß der Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 14 zu der Frequenz f&sub1; zurückgeführt wird.
  • Bei Schritt 58 bestimmt das Programm die Differenz zwischen den Minimum- und Maximumwerten der abgetasteten IF-Werte. Wenn es bestimmt wird, daß die Differenz von dem gewünschten Spitze-zu-Spitze-Wert des IF-Signals abweicht, legt der Radarcomputer 18 entweder einen Massepuls an die Diode 40, um inkrementell den Kondensator 36 zu entladen oder einen positiven Spannungspuls an die Diode 38, um den Kondensator 36 inkrementell zu laden, an, abhängig von der Richtung der erforderlichen Änderung der Verstärkung d.h. des Gewinns des rauscharmen Verstärkers 30. Die Dauer des Pulses ist dem Gewinnfehler proportional. Der Verstärkungssteuerungspuls wird unmittelbar beim Abschluß des Rampenausgangs des FM-Rampengenerators 16 vorgesehen, um so Zeit für die Radarvorrichtung zu gewähren, sich vor der Erzeugung des nächsten freguenzmodulierten Radarsignals zu beruhigen. Wenn die Differenz des Minimums und des Maximums der abgetasteten Werte des IF-Signals die gewünschte Spitze-zu-Spitze-Amplitude darstellen, gibt der Radarcomputer 18 keinen Ladungs- oder Entladungspuls an den Kondensator 36 aus.
  • Von Schritt 58 schreitet das Programm zu einem Schritt 60 weiter, wo der Zweizustandsphasenverschieber 28 gekippt wird. Diese Kippung verschiebt den Ausgang des Zweiphasenverschiebers 28 zwischen 0 und 90 Grad Phasenverschiebung, um so die Bestimmung der Gleichstromkoeffizienten C&sub0; der Fourierreihe zu ermöglichen. Wie vorhergehend angedeutet, vermeidet die Bestimmung des Wertes der Gleichstromkoeffizienten C&sub0; aus dem Wert von A&sub0; der Fourierreihe, wenn der Phasenverschieberausgang auf 0 Grad eingestellt ist, und aus B&sub0;, wenn der Phasenverschieberausgang auf 90 Grad eingestellt ist, einen potentiellen Fehlnachweis, wenn das Lokaloszillatorsignal LO, das an dem Mischer 22 vorgesehen ist, und das RF-Signal, das von dem Objekt 12 empfangen wird, exakt 90 Grad außer Phase liegen. Wenn der Zweizustandsphasenverschieber 28 zuletzt eine 0 Grad Phasenverschiebung an dem Lokaloszillatorsignal vorgesehen hat, wird er eine 90 Grad Phasenverschiebung während der nächsten Ausführung der Routine von Fig. 5 vorsehen.
  • Bei Schritt 62 führt das Programm zuerst die Fouriertransformationsgleichungen aus, um die Werte der Koeffizienten An, Bn und A&sub0; oder B&sub0; (abhängig von der Phase des Lokaloszillatorsignals LO, die durch den Zweizustandsphasenverschieber 28 vorgesehen wird) zu bestimmen. Schritt 62 bestimmt dann den Gleichstromkoeffizienten C&sub0; aus den Werten von A&sub0; und B&sub0;, die während der letzten zwei Ausführungen der 1,5 ms Unterbrechungsroutine von Fig. 5 bestimmt worden sind, und bestimmt die harmonischen Frequenzkoeffizienten Cn aus den letzten bestimmten Werten von An und Bn. Die Transformationsgleichungen, die bei Schritt 62 ausgeführt werden, sind Standard. In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel führt Schritt 62 diskrete Fouriertransformationsgleichungen aus, um die Gleichstrom- und Frequenzkoeffizienten zu bestimmen.
  • Beim Entscheidungsschritt 64 wird der Wert des Gleichstromkoeffizienten C&sub0; mit einer Kalibrationsschwelle verglichen. Wenn der Gleichstromkoeffizient größer als eine Kalibrationskonstante A ist, was einen Bereich zu dem Hindernis kleiner als L/2 (0,3 m in dem vorliegenden Beispiel) anzeigt, schreitet das Programm zu einem Schritt 66 weiter, um den Bereich gleich mit L/2 einzustellen. Auf der anderen Seite schreitet, wenn der Wert des Gleichstromkoeffizienten C&sub0; kleiner als A ist, das Programm zu einem Schritt 68 weiter, wo der erste Frequenzkoeffizient Cn, der die Konstante A überschreitet, identifiziert wird. Diese identifizierte harmonische Frequenz ist ein Maß des Bereichs des Objektes 12. Zum Beispiel ist, wenn der Koeffizient C&sub1; (der zu der niedrigst geordneten Harmonischen 1 KHz in dem vorliegenden Beispiel gehört) größer als A ist, der Bereich des Objektes 12 0,6 m. In ähnlicher Weise beträgt, wenn der erste Koeffizient größer als A C&sub4; ist, der zu der harmonischen Frequenz 4 KHz gehört, der Bereich zu dem Objekt 12 2,4 m.
  • In einem anderen Ausführungsbeispiel ist der Wert von A variabel und wird dem größten Wert der harmonischen Frequenzkoeffizienten Cn gleichgesetzt. In noch einem anderen Ausführungsbeispiel wird der Wert von A der gewichteten Summe von mehr als einem der harmonischen Koeffizienten gleichgesetzt.
  • Bei Schritt 70 wird der erfaßte Bereich zu dem Hindernis gleich zu nL eingestellt, wobei n die Harmonische ist, die bei Schritt 68 identifiziert wird, und L die minimale Auflösung ist, die durch die Frequenzbandbreite des übertragenen RF-Signals bestimmt wird (0,6 m in diesem Beispiel). Zusammenfassend schaffen Schritte 68 und 70 einen Hinweis auf den Bereich zu dem Objekt 12 in 0,6 m Inkrementen bis zu 5 m entsprechend dem Frequenzabschneiden der achten Harmonischen des Bandpaßfilters 34.
  • Das Programm führt als nächstes eine Reihe von Schritten aus, um für die Begrenzung der Änderung in dem angezeigten Bereich zu sorgen, bis die Bereichsablesung dazu bestimmt worden ist, in derselben Bereichsklasse für eine vorbestimmte aufeinanderfolgende Anzahl von Bereichsablesungen zu liegen. Beispielsweise kann diese Anzahl sieben betragen. Bei Entscheidungsschritt 72 bestimmt das Programm, ob der neue Bereich, der bei Schritt 66 oder 70 bestimmt wird, der gleiche wie der Bereich ist, der während der vorhergehenden Ausführung der Unterbrechungsroutine bestimmt wurde. Wenn der Bereich dem alten Bereich gleich ist, wird eine Zahl B, die in einem Register abgelegt ist, bei Schritt 74 inkrementiert. Diese Zahl wird dann bei Entscheidungsschritt 76 mit einer vorbestimmten Konstante C wie sieben verglichen. Zurückkehrend zu Entscheidungsschritt 72 schreitet, wenn der neue Bereich dem alten Bereich nicht gleich ist, das Programm zu einem Schritt 78 weiter, wo B auf Null zurückgesetzt wird.
  • Annehmend, daß der gleiche Bereich für C aufeinanderfolgende Ablesungen bestimmt worden ist, schreitet das Programm vom Entscheidungsschritt 76 zu einem Schritt 80 weiter, wo die Periode des Signals zum Erregen des Anzeigers als eine Funktion des zuletzt erfaßten Bereiches eingestellt wird. Im allgemeinen wird eine Anzahl, die die Periode eines Rechteckwellensignals herbeiführt, dem nachgewiesenen Bereich zu dem Objekt 12 proportional eingestellt, so daß, wenn der Bereich abnimmt, die Frequenz des Signales, das dem Fahrzeugbetätiger über den visuellen oder hörbaren Anzeiger geliefert wird, exponentiell ansteigt. Zum Beispiel kann die Zahl, die bei Schritt 80 eingestellt wird, einen Hinweis an den Fahrzeugbetätiger über den hörbaren oder visuellen Indikator mit einer Einsekundenperiode für einen nachgewiesenen Bereich von 5 m zu dem Objekt 12 vorsehen, der zu einer Periode von 100 ms für einen nachgewiesenen Bereich von 0,3 m abnimmt.
  • Von dem Entscheidungsschritt 76 schreitet, wenn die Zahl der aufeinanderfolgenden Ablesungen nicht erreicht worden ist, oder von Schritt 78 und 80, das Programm zu einem Schritt 82 weiter, wo eine Periodenzählung, die die Periode des Signals zeitsteuert, das an den Indikator geliefert wird, inkrementiert wird. Bei Entscheidungsschritt 84 wird der Wert der Periodenzählung mit der Periode verglichen, die zuletzt bei Schritt 80 eingestellt wurde. Wenn die eingestellte Periode nicht abgelaufen ist, verläßt das Programm die Unterbrechungsroutine. Jedoch wird, wenn die Periode abgelaufen ist, der Ausgang zu dem Indikator bei Schritt 86 gekippt und der Periodenzähler wird zurückgesetzt. Zusammenfassend ist die Funktion der Schritte 82 bis 86, für den Rechteckwellenausgang mit einer Periode zu sorgen, die durch Schritt 80 bestimmt wird, welche wiederum durch den erfaßten Abstand zu dem Objekt 12 herbeigeführt wird. Demgemäß wird dem Betätiger ein visueller oder hörbarer Hinweis der Größe des Abstandes zu dein Objekt geliefert.

Claims (10)

1. Eine frequenzmodulierte Radarvorrichtung mit enger Bandbreite zum Messen des Bereiches (D) zu einem Objekt (12), wobei die frequenzmodulierte Radarvorrichtung mit enger Bandbreite in Kombination umfaßt: ein Übertragungsmittel (14, 16, 19) zum Übertragen eines frequenzinodulierten Radarsignals; ein Empfangsmittel (20) zum Empfangen des übertragenen Radarsignals, das von dem Objekt reflektiert wird; ein Mischmittel (22) zum Mischen der übertragenen und empfangenen Radarsignale, um ein IF-Signal zu erzeugen; und ein Berechnungsmittel (18) zum Bestimmen von (a) dem Wert der Gleichstromkomponente des IF-Signals und (b) dem Wert von jeder der harmonischen Frequenzkomponenten des IF-Signals; gekennzeichnet durch ein Anzeigemittel zum Anzeigen des Bereiches (a) in Übereinstimmung mit den Frequenzkomponenten, wenn der Wert der Gleichstromkomponente kleiner als ein vorbestimmter Wert (64, 68, 70) ist, und (b) in Übereinstimmung mit der Gleichstromkomponente, wenn der Wert der Gleichstromkomponente größer als der vorbestimmte Wert (64, 66) ist.
2. Eine frequenzmodulierte Radarvorrichtung mit enger Bandbreite nach Anspruch 1, worin der vorbestimmte Wert ein konstanter Wert (A) ist.
3. Eine frequenzmodulierte Radarvorrichtung mit enger Bandbreite nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, worin der vorbestimmte Wert der größte der Werte der harmonischen Frequenzkomponenten ist.
4. Eine frequenzmodulierte Radarvorrichtung mit enger Bandbreite nach einem der Ansprüche 1 bis 3, worin das frequenzmodulierte Radarsignal durch ein Sägezahnsignal frequenzmoduliert wird, das linear mit der Frequenz des übertragenen Radarsignals von der Frequenz f&sub1; bis f&sub2; variiert.
5. Eine frequenzmodulierte Radarvorrichtung mit enger Bandbreite nach Anspruch 4, worin der Wert f&sub2; - f&sub1; eine RF-Bandbreite der Radarvorrichtung umfaßt, die eine minimale Bereichsauflösung von L herbeiführt; worin das Berechnungsmittel das IF-Signal zu einer Fourierreihe mit einem Gleichstromkoeffizienten, der eine Gleichstromkomponente des IF-Signals darstellt, und harmonischen Frequenzkoeffizienten analysiert, die jeder einen Wert einer jeweiligen harmonischen Frequenzkomponente des IF-Signals darstellen, wobei die harmonischen Frequenzkoeffizienten die Frequenz des IF-Signals darstellen; worin das Anzeigemittel den Bereich bis zum Objekt (12) in Vielfachen der minimalen Bereichsauflösung L in Übereinstimmung mit der Frequenz des IF-Signals darstellen, das durch die harmonischen Frequenzkoeffizienten dargestellt wird, wenn der Gleichstromkoeffizient kleiner als der vorbestimmte Wert ist und den Bereich bis zu einem Objekt innerhalb 1/2 der minimalen Bereichsauflösung L anzeigt, wenn der Wert des Gleichstromkoeffizienten kleiner als der vorbestimmte Wert ist, wodurch ein Hinweis des Bereichs bis zum Objekt innerhalb 1/2 der minimalen Bereichsauflösung der Radarvorrichtung, die durch die RF-Bandbreite herbeigeführt wird, geschaffen wird.
6. Eine frequenzmodulierte Radarvorrichtung mit enger Bandbreite nach Anspruch 5, worin die Frequenz f&sub1; bis Frequenz f&sub2; über eine Zeitspanne T übertragen werden, und die minimale Bereichsauflösung L durch den Ausdruck C/2(f&sub2;-f&sub1;) festgelegt ist; worin der Gleichstromkoeffizient durch C&sub0; festgelegt ist; worin der harmonische Frequenzkoeffizient durch Cn für jede Frequenzkomponente ωn des IF-Signals festgelegt ist, wobei n eine ganze Zahl größer als Null und ωn gleich mit 2πn/t ist; und worin der Bereich zu dem Objekt (12) gleich mit mL ist, wenn der Gleichstromkoeffizient C&sub0; kleiner als der vorbestimmte Wert ist, wobei in dem ganzen Wert von n gleich ist, der dem ersten harmonischen Frequenzkoeffizienten Cn größer als der vorbestimmte Wert entspricht.
7. Eine frequenzmodulierte Radarvorrichtung mit enger Bandbreite nach Anspruch 6, die ein Mittel umfaßt, um das sägezahnwellenformfrequenzmodulierte Radarsignal wiederholt zu erzeugen; und ein Mittel zum Erzeugen eines Lokaloszillatorsignals aus dem erzeugten Radarsignal mit alternierenden 0 Grad und 90 Grad Phasenverschiebungen relativ zu dem erzeugten Radarsignal mit aufeinanderfolgenden Sägezahnwellenformen; worin das Mischmittel das Lokaloszillatorsignal und die empfangenen Radarsignale mischt, um ein IF-Signal für jede erzeugte Sägezahnwellenform zu erzeugen; das Berechnungsmittel das IF-Signal, wenn das Lokaloszillatorsignal eine 0 Grad Phasenverschiebung aufweist, zu einer Fourierreihe mit einem Gleichstromkoeffizienten A&sub0; und harmonischen Frequenzquadraturkomponenten An und Bn für jede Frequenzkomponente ωn des IF-Signals analysiert, das IF-Signal, wenn das Lokaloszillatorsignal eine 90 Grad Phasenverschiebung aufweist, zu einer Fourierreihe mit einem Gleichstromkoeffizienten B&sub0; und harmonischen Frequenzquadraturkomponenten An und Bn für jede Frequenzkomponente des IF-Signals analysiert, und den Fourierreihengleichstromkoeffizienten C&sub0; und harmonische Frequenzkoeffizienten Cn bestimmt, wobei C&sub0; gleich der Quadratwurzel der Summe der Quadrate von A&sub0; und B&sub0; ist und Cn der Quadratwurzel der Summe der Quadrate von An und Bn für jeden ganzzahligen Wert von n gleich ist.
8. Eine frequenzmodulierte Radarvorrichtung mit enger Bandbreite nach Anspruch 7, die umfaßt: einen Verstärker mit variabler Verstärkung zum Verstärken des IF-Signals; und ein Mittel zum Regeln der Verstärkung des Verstärkers, um so eine konstante Spitze-zu-Spitze-Amplitude des verstärkten IF-Signals herbeizuführen; worin das Berechnungsmittel das verstärkte IF-Signal zu der Fourierreihe mit einem Gleichstromkoeffizienten, der einen Gleichstromkoeffizienten des verstärkten IF-Signals repräsentiert, und harmonischen Frequenzkoeffizienten analysiert, die jeder einen Wert einer jeweiligen harmonischen Frequenzkomponente des verstärkten IF-Signals darstellen.
9. Ein Verfahren zum Messen des Bereichs (D) zu einem Objekt (12), wobei das Verfahren die Schritte umfaßt, daß ein frequenzmoduliertes Radarsignal übertragen wird (14, 16, 19); das übertragene Radarsignal, das von dem Objekt reflektiert wird, empfangen wird (20), die übertragenen und empfangenen Radarsignale gemischt werden (22), um ein IF-Signal zu erzeugen; und (a) der Wert der Gleichstromkomponente des IF-Signals und (b) der Wert von jeder der harmonischen Frequenzkomponenten des
IF-Signals bestimmt wird (18); dadurch gekennzeichnet, daß der Bereich (a) in Übereinstimmung mit den Frequenzkomponenten angezeigt wird, wenn der Wert der Gleichstromkomponente kleiner als ein vorbestimmter Wert ist (64, 68, 70) und (b) in Übereinstimmung mit der Gleichstromkomponente, wenn der Wert der Gleichstromkomponente größer als der vorbestimmte Wert ist (64, 66).
10. Ein Verfahren nach Anspruch 9, das weiter die Schritte umfaßt, daß wiederholt das frequenzmodulierte Radarsignal in Sägezahnwellenform erzeugt wird und eine Frequenz aufweist, die linear von einer Frequenz f&sub1; bis zu einer Frequenz f&sub2; über einer Zeitperiode T variiert, wobei der Wert f&sub2; - f&sub1; eine RF-Bandbreite der Radarvorrichtung umfaßt und eine Bereichsauflösung L herbeiführt, die durch den Ausdruck C/2(f&sub2; - f&sub1;) definiert ist; und ein Lokaloszillatorsignal aus dem erzeugten Radarsignal mit alternierenden 0 Grad und 90 Grad Phasenverschiebungen relativ zu dem erzeugten Radarsignal mit aufeinanderfolgenden Sägezahnwellenforinen erzeugt wird; worin der Mischschritt die Mischung des Lokaloszillatorsignales und der empfangenen Radarsignale umfaßt, um ein IF-Signal für jede erzeugte Sägezahnwellenform zu erzeugen; und worin die Bestimmungs- und Hinweisschritte das Analysieren des IF-Signals umfassen, wenn das Lokaloszillatorsignal eine 0 Grad Phasenverschiebung aufweist, und zwar zu einer Fourierreihe mit einem Gleichstromkoeffizienten A&sub0;, der eine Gleichstromkomponente des IF-Signals darstellt, und harmonischen Frequenzquadraturkomponenten An und Bn für jede Frequenzkomponente ωn des IF-Signals, wobei n eine ganze Zahl größer als Null ist und ωn gleich mit 2πn/T ist; das IF-Signal, wenn das Lokaloszillatorsignal eine 90 Grad-Phasenverschiebung aufweist, zu einer Fourierreihe mit einem Gleichstromkoeffizienten B&sub0;, der eine Gleichstromkomponente des IF-Signals darstellt, und harmonischen Frequenzquadraturkomponenten An und Bn für jede Frequenzkomponente des IF-Signals analysiert wird; der Fourierreihengleichstromkoeffizient C&sub0; und die harmonischen Frequenzkoeffizienten Cn bestimmt werden, wobei C&sub0; gleich der Quadratwurzel der Summe der Quadrate von A&sub0; und B&sub0; ist und Cn der Quadratwurzel der Summe der Quadrate von An und Bn für jeden ganzzahligen Wert von n gleich ist; und ein Bereich bis zu dem Objekt gleich zu mL angegeben wird, wenn der Gleichstromkoeffizient C&sub0; kleiner als ein vorbestimmter Wert ist, wobei in gleich dem ganzzahligen Wert von n entsprechend dem ersten harmonischen Frequenzkoeffizienten Cn größer als der vorbestimmte Wert ist, und ein Bereich bis zu dem Objekt innerhalb L/2 angegeben wird, wenn der Gleichstromkoeffizient C&sub0; größer als der vorbestimmte Wert ist, wodurch der minimal nachweisbare Bereich kleiner als die Bereichsauflösung L der Radarvorrichtung ist, die durch die RF-Bandbreite herbeigeführt wird.
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