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Gebiet der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Energieversorgungs-Einschaltschaltung
und insbesondere eine Energieversorgungs-Einschaltschaltung, die zum
Verhindern von Energieverlusten durch Dissipation daraus entwickelt
ist.
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Hintergrund der Erfindung
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Schalt-Energieversorgungen
verschiedeher Topologien werden dazu verwendet, eine geregelte Ausgangsspannung
(Vreg) aus einer ungeregelten oder geregelten Eingangsspannung (Vin)
zu liefern.
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Wie
es nachfolgend detaillierter diskutiert wird, leiden Schalt-Energieversorgungen
nach dem Stand der Technik als Ergebnis der Zeitbeschränkungen
bei standardmäßigen Widerstand/Kondensator-Einschaltschaltungen
nach dem Stand der Technik an verlängerten oder fehlerhaften Einschaltzeiten.
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Ebenso
sind Schalt-Energieversorgungen nach dem Stand der Technik einer
kontinuierlichen Energiedissipation in dem Entladungswiderstand
einer standardmäßigen Widerstand/Kondensator-Einschaltschaltung
während
eines Normalbetriebs ausgesetzt.
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Weiterhin
leiden Schalt-Energieversorgungen nach dem Stand der Technik an
einem übermäßigen Erhitzen
von Schaltungskomponenten während Überlast-
oder Kurzschlussbedingungen, bei welchen ein solches Erhitzen als
Ergebnis dessen erfolgt, dass die Ausgabe zyklisch mit einer Rate
ein- und ausgeschaltet wird, die hauptsächlich durch die Zeitbeschränkungen
bei der standardmäßigen Widerstand/Kondensator-Einschaltschaltung
bestimmt ist.
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Ein
Beispiel für
eine Energieversorgung nach dem Stand der Technik ist aus
EP 0 651 310 bekannt.
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Kurze Beschreibung der Zeichnungen
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Die
Erfindung und der Stand der Technik werden unter Bezugnahme auf
die Zeichnungen und die folgende Beschreibung besser verstanden
werden, wobei:
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1 ein
schematisches Diagramm einer typischen Schalt-Energieversorgungsschaltung nach dem
Industriestandard des Standes der Technik ist;
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2 ein
schematisches Diagramm einer Energieversorgungs-Einschaltschaltung gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung ist;
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3 ein
schematisches Diagramm einer Energieversorgungs-Einschaltschaltung gemäß einem
zweiten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung ist; und
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4 ein
schematisches Diagramm einer Energieversorgungs-Einschaltschaltung gemäß einem
dritten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung ist.
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Detaillierte Beschreibung
des Standes der Technik
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1 ist
ein schematisches Diagramm einer typischen Schalt-Energieversorgungsschaltung
des Industriestandards des Standes der Technik, die allgemein "Rücklauf"-Topologie genannt wird. Nimmt man Bezug
auf 1, wird eine kommerzielle AC-Eingangsspannung
(Vin) durch einen Transformator (Wandadapter-Energieversorgung)
Twa abwärtstransformiert.
Die Wandadapter-Energieversorgung
ist mit einer AC/DC-Gleichrichterdiode D1 verbunden, die wiederum
mit einem Kondensator C1 verbunden ist, um eine ungeregelte DC-Busspannung (Vbus)
zu erzeugen.
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Eine
Regelschaltung U1 regelt die Operation eines Transistorschalters
Q1, der in Reihe zu einer primären
Transformatorwicklung T1A geschaltet ist. Die Regelschaltung U1
regelt sekundäre
Ausgangsspannungen Vaux und Vreg durch Variieren von Ein- und Aus-Zeiten
des Transistorschalters Q1. Beim vorliegenden Beispiel des Standes
der Technik ist die Ausgangsspannung Vreg durch einen stan dardmäßigen Optokoppler
Ufbk isoliert, so dass eine geregelte Spannung bei verschiedenen
Werten eines externen Lastwiderstands Rload und einer Eingangsspannung Vin
beibehalten wird.
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Während des
anfänglichen
Anlegens einer Eingangsspannung Vin lädt sich der Kondensator C1 bis
zu dem Spitzenwert der gleichgerichteten AC-Eingangsspannung (oder einem DC-Eingangsspannungswert,
wenn die Energieversorgung durch eine DC-Eingabe mit Energie versorgt
wird) auf. Ein kleiner Ladestrom fließt von der Busspannung Vbus über den
Widerstand R1 und in den Kondensator C2, was veranlasst, dass seine
Spannung ansteigt. Wenn die Spannung über dem Kondensator C2 den Startschwellenwert
für die
Regelschaltung U1 (typischerweise 16 V DC) übersteigt, wird der Transistorschalter
Q1 eingeschaltet, was veranlasst, dass ein AC-Strom in der primären Transformatorwicklung T1A
fließt.
Die sekundären
Ausgangsspannungen Vaux, Vreg werden dann durch eine Transformatoraktion
in Ausgangswicklungen T1B und T1C induziert, was veranlasst, dass
die sekundären
Ausgangsspannungen Vreg, Vaux auf Werte in einem eingeschwungenen
Zustand ansteigen. Während
die sekundären
Ausgangsspannungen Vreg, Vaux ansteigen, wird die Spannung über dem
Kondensator C2 aufgrund der Tatsache stetig niedriger, dass der Betriebsstrom
der Schaltung U1 typischerweise mehr ist, als über den Widerstand R1 allein
zugeführt
werden kann. Für
einen aufrechterhaltenen Betrieb muss die Ausgangsspannung Vaux
schnell genug ansteigen, um zu verhindern, dass der Kondensator
C2 unter die Stoppschwellenspannung der Regelschaltung U1 abfällt. Wenn
dies nicht erfolgt, wird die Ausgangsspannung Vaux unter die Stoppschwelle
der Regelschaltung U1 (typischerweise 10 VDC) abfallen und werden
die sekundären
Energieversorgungs-Ausgangsspannungen
auf Null abfallen. Dann muss ein neuer Startzyklus initiiert werden,
und der Prozess wird wiederholt, bis die Energieversorgung startet.
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Die
Schalt-Energieversorgung nach dem Stand der Technik der 1 leidet
an einer Anzahl von Nachteilen. Zuerst wird der Wert des Widerstands
R1 typischerweise als Kompromiss zwischen niedriger Energiedissipation
und zuverlässigen
Einschaltcharakteristiken unter Bedingungen niedriger Eingangsenergie
(Vin) und Bedingungen hoher externer Stromlast (Rload) ausgewählt. Da
die Eingangsspannung Vin typischerweise zwischen 20 VDC und 33 VDC
variieren kann, während
die Ausgangsspannung Vaux typischerweise etwa 12 VDC ist, wird der
Widerstand R1 normalerweise derart ausgewählt, dass er einen hohen Widerstandswert hat,
um den Strom, der durch ihn fließt, und eine darauffolgende
Energiedissipation innerhalb von ihm zu minimieren. Dies ist erwünscht, da
ein Energieverlust im Widerstand R1 die Effizienz der Energieversorgung
reduziert und ein internes Erhitzen erhöht, wodurch die Zuverlässigkeit
der Energieversorgung reduziert wird. Bei hohen DC-Busspannungen
(Vbus) wird dieses Problem noch schlimmer, da die in dem Widerstand
R1 dissipierte Energie sich mit dem Quadrat der Spannung (Energie
= Vbus × Vbus/R1)
erhöht.
Wenn jedoch der Widerstandswert des Widerstands R1 zu hoch ist,
kann der Ladestrom, der durch ihn verfügbar ist, zum Überwinden
des kombinierten Leckstroms des Kondensators C2 und der Regelschaltung
U1 unzureichend sein. Insbesondere kann dies bei niedrigen Werten
der DC-Busspannung (Vbus)
darin resultieren, dass die Spannung über dem Kondensator C2 darin
fehlschlägt,
einen Wert zu erreichen, der gleich der Startschwellenspannung der
Regelschaltung U1 ist, und in einem folglichen Fehler der Energieversorgung
beim Starten.
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Ein
zusätzliches
Problem bei dieser Schaltung nach dem Stand der Technik besteht
darin, dass, nachdem die Versorgung normal arbeitet und die Regelschaltung
U1 hauptsächlich
von der sekundären
Ausgangsspannung Vaux mit Energie versorgt wird, noch ein Ladestrom
von der Busspannung Vbus über
den Widerstand R1 zu der Ausgangsspannung (Vaux) fließt. Daher
wird innerhalb des Widerstands R1 kontinuierlich Energie dissipiert.
Bei hohen Werten der Busspannung (Vbus) erhöht sich die Dissipation mit
dem Quadrat der Busspannung (Vbus), wie es oben beschrieben ist.
Dies bedeutet, dass der Widerstand R1 bei diesen Bedingungen eines schlimmsten
Falls für
eine kontinuierliche Dissipation ausgelegt sein muss, wodurch die
Größe und die Kosten
des Widerstands R1 erhöht
werden. Dies resultiert in einem internen Erhitzen, was die Lebensdauer
von anderen Komponenten in der Nähe
von R1 reduziert sowie die Effizienz der Energieversorgung erniedrigt
und ihre Betriebskosten erhöht.
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Ein
weiteres Problem bei der Schaltung nach dem Stand der Technik der 1 besteht
darin, dass der Wert des Kondensators C2 typischerweise ausgewählt wird,
um eine ausreichende Energiespeicherung zuzulassen, um zuzulassen,
dass die Regelschaltung U1 lange genug mit einem Arbeiten fortfährt, damit
die Ausgangsspannungen Vreg, Vaux ihre Werte im eingeschwungenen
Zustand erreichen, wie es oben erklärt ist. Wenn der Wert des Kondensators
C2 zu klein ist, kann er keine ausreichende Energie halten, um zu
ermöglichen,
dass die Energieversorgung startet, bevor die Spannung über ihm unter
die Abschaltschwellenspannung der Regelschaltung U1 abfällt. Dies
ist ein Problem bei hohen Werten einer externen Stromlast (Rload),
welche mehrere Schaltzyklen erfordern können, um die Ausgangsspannung
Vreg und darauffolgend die Ausgangsspannung Vaux zu ihren Werten
im eingeschwungenen Zustand zu bilden. Eine Lösung besteht darin, den Wert
des Kondensators C2 größer zu machen,
um mehr Energie gespeichert zu haben, die für eine längere Betriebszeit der Regelschaltung
U1 verfügbar
ist. Wenn jedoch der Kondensator C2 zu groß gemacht wird, ohne den Widerstand
R1 zu ändern,
ist mehr Zeit zum Laden von C2 bis zum Startschwellenspannungswert
der Regelschaltung U1 erforderlich. Dies gilt insbesondere unter
Bedingungen einer niedrigen Busspannung (Vbus), wenn der Ladestrom
des Widerstands R1 am niedrigsten ist. Dies kann in exzessiv langen
Energieversorgungs-Einschaltzeiten resultieren, welche unangenehm
sind und allgemein zu einer Verwirrung im Kopf des Anwenders diesbezüglich führen, ob
die Einheit defekt ist oder nicht. Versuche zum Abstellen dieser
Situation durch Ändern
des Werts des Widerstands R1 resultieren in allen Problemen in Bezug
auf die Auswahl dieser Komponente, die oben beschrieben sind.
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Noch
ein weiterer Nachteil dieser Schaltung nach dem Stand der Technik
besteht darin, dass der Widerstand R1 und der Kondensator C2 in
Kombination das Zeitintervall zwischen aufeinanderfolgenden Start-
und Neustartzyklen bestimmen, wie sie beispielsweise dann auftreten,
wenn die Energieversorgung in dem ist, was "Stromgrenzen"-Mode genannt wird. Eine Stromgrenze
tritt dann auf, wenn der Widerstandswert der externen Last Rload
auf einen sehr niedrigen Wert abfällt, so dass der Strom, der durch
ihn fließt,
sich über
die Entwicklungsgrenze der Energieversorgung erhöht. Bei typischen Schalt-Energieversorgungsschaltungen
erfasst die Regelschaltung U1 diesen Zustand durch Überwachung des
Spannungsabfalls über
dem Widerstand R2, obwohl andere Typen einer Stromerfassung auch
verwendet werden können.
Wenn die Spannung über dem
Widerstand R2 eine minimale Schwelle übersteigt, wirkt die Regelschaltung
U1 auf die EIN-Zeit des Transistorschalters Q1, um die Ausgangsspannung
Vreg zu reduzieren. Wenn sich der Laststrom erhöht, wird die Ausgangsspannung
Vreg weiter reduziert. Wenn die Ausgangsspannung Vreg abfällt, wird
die Ausgangsspannung Vaux auch durch die Transformatoraktion der
Wicklungen T1B, T1C reduziert. Wenn die Ausgangsspannung Vaux auf
weniger als die Stoppschwelle der Regelschaltung U1 abfällt, stoppt
der Transistorschalter Q1 ein Schalten, was veranlasst, dass die
Ausgangsspannungen Vreg, Vaux auf Null abfallen. Dann beginnt der
Kondensator C2 sich über
den Widerstand R1 neu zu laden, bis seine Spannung die Startschwelle
der Regelschaltung U1 erreicht, woraufhin die Energieversorgung
einen Neustart versucht. Diese Stromgrenzen-Abschalt- und -Neustartzyklen
wiederholen sich, bis die Überlast
entfernt ist. Das Problem besteht hier darin, dass das Intervall
zwischen Neustarts dadurch bestimmt wird, wie schnell sich der Kondensator
C2 von den Stopp- zu Startschwellen der Regelschaltung U1 laden
kann. Diese "Zyklus"-Zeit ist daher viel kürzer als
die Startzeit, da sich der Kondensator C2 bei dem Beispiel der 1 im
Vergleich mit einem Laden von 0 auf 16 VDC, wie unter normalen Startbedingungen,
nur von 10 VDC auf 16 VDC aufladen muss. Diese "Zyklus"-Zeit wird weiter reduziert, wenn sich
die Eingangsspannung Vin aufgrund eines größeren Ladestroms durch den
Widerstand R1 erhöht. Der
Endeffekt eines Erniedrigens des Zeitintervalls zwischen den Stopp-
und Startzyklen während
Zuständen
einer Stromgrenzenüberlast
besteht im Erhöhen
des Erhitzens und einer elektrischen Spannung des Transistorschalters
Q1, der Transformatorspulen T1A, T1B, T1C, der Dioden D1 und D3
sowie einer anderen Strom tragenden Leiterplatte oder von Verdrahtungspfaden
und Energieanschlüssen
innerhalb der Energieversorgung. Diese Spannungen reduzieren die
Zuverlässigkeit
und die Lebensdauer der Energieversorgung.
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Ein
Bemaßen
dieser Komponenten zum Arbeiten bei reduzierten Temperaturen unter Überlastbedingungen
würde die
Kosten und einen für
sie erforderlichen physischen Raum erhöhen. In Abhängigkeit von den Anforderungen
von Produkten, bei welchen die Energieversorgung eingebaut werden soll,
kann es sein, dass dies keine Option ist. Eine weitere Lösung besteht
im Erweitern dieses Zeitintervalls zwischen den Stopp- und Startzyklen
während Stromgrenzen-Überlastbedingungen. Ein Verfahren dafür, dies
durchzuführen,
besteht im Erhöhen
des Spannungsbereichs zwischen den Stopp- und Startschwellen des
Kondensators U1. Unglücklicherweise haben
die meisten auf dem Markt erhältlichen
Regelungs-ICs feste Stopp- und Startschwellenspannungen, die nicht
eingestellt werden können.
Sowohl diese als auch diskrete Schaltungen sind auch typischerweise
durch die minimalen und maximalen Antriebsspannungen begrenzt, die
für den
Transistorschalter Q1 erforderlich sind, und zwar insbesondere dann,
wenn diese Vorrichtung ein MOSFET-Leistungstransistor (d.h. ein
Industriestandard bei dieser Anwendung) ist. Noch eine weitere Lösung besteht im
Erhöhen
der Werte des Widerstands R1 und des Kondensators C2, um eine längere Verzögerung zwischen
Stopp- und Startzyklen zu erzeugen. Unglücklicherweise hat dies den
unerwünschten
Effekt eines Verzögerns
der Energieversorgungs-Einschaltzeit, wie es oben beschrieben ist.
Ebenso wird ein Erhöhen
des Werts des Kondensators C2 die Zeit erhöhen, während welcher die Energieversorgung
in dem Überlastzu stand
arbeitet, wodurch eine elektrische Spannung und eine thermische
Dissipation in der Einheit erhöht
werden.
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Zusammenfassung der Erfindung
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Wie
es oben angegeben ist, leidet die in 1 gezeigte
typische Einschaltschaltung an vielen Nachteilen.
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Der
Wert des Widerstands R1 muss ein Kompromisswert sein. Dieser Wert
muss niedrig genug sein, um einen ausreichenden Ladestrom zu dem
Kondensator C2 zu liefern, um ein zuverlässiges Einschalten in einer
vernünftigen
Zeitperiode bei Bedingungen niedriger Vin sicherzustellen, aber
hoch genug, um eine Energiedissipation des Widerstands R1 bei Bedingungen
hoher Vin zu minimieren.
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Auch
der Wert des Kondensators C2 muss ein Kompromiss sein. Er muss hoch
genug sein, um eine ausreichende Energiespeicherung zum Einschalten
unter Bedingungen einer vollständigen
Last bei niedriger Vin zu liefern, aber niedrig genug, um exzessiv
lange Einschaltzeiten unter denselben Bedingungen zu vermeiden.
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Weiterhin
müssen
der Widerstand R1 und der Kondensator C2 die obigen zwei Bedingungen erfüllen, sowie
ein Stopp/Start-Zyklus-Zeitintervall während Stromgrenzen-Überlastbedingungen
zur Verfügung
stellen, das das Erhitzen und eine elektrische Spannung in den Strom
tragenden Komponenten innerhalb der Energieversorgung begrenzt.
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Da
es konkurrierende Anforderungen für die Optimierung des Widerstands
R1 und des Kondensators C2 gibt, bilden praktische Schaltungen,
die die Einschaltkonfiguration der 1 verwenden,
typischerweise einen Kompromiss zwischen einer Leistungsfähigkeit
und einer Zuverlässigkeit
der Energieversorgung. Beispielsweise kann die Energieversorgung
unter maximaler Last in einer vernünftigen Zeitperiode hochfahren
bzw. einschalten, kann aber mehrere Versuche zum Starten unter diesen
Bedingungen bei niedriger Vin erfordern. Ebenso kann die Energieversorgung
in einer vernünftigen
Zeitperiode starten, kann aber an exzessiver Dissipation im R1 während eines
Betriebs bei hoher Vin leiden, wodurch die Lebensdauer der Energieversorgung
reduziert wird. Weiterhin kann die Energieversorgung unter Bedingungen
niedriger Vin schnell starten, kann aber während eines aufrechter haltenen
Betriebs während Überlastzuständen aufgrund
eines schnellen zyklischen Umschattens zwischen Start und Stopp
und eines resultierenden Überhitzens
ausfallen.
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Es
ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, wenigstens einige der
Nachteile des Standes der Technik zu vermeiden oder zu abzumildern.
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Gemäß der Erfindung
weist eine Schaltung zum Liefern einer sekundären Ausgangsspannung von einer
Eingangsspannung eine Energieversorgungsschaltung auf, die eingerichtet
ist, um die Eingangsspannung zu empfangen und um in Reaktion darauf
eine ungeregelte DC-Busspannung zu erzeugen, eine Regelschaltung,
die eingerichtet ist, um die DC-Busspannung über einen Eingangswiderstand
zu empfangen und um in Reaktion darauf einen ersten Schalter in
Reihe zu einer Transformatorwicklung während eines vorbestimmten Energieversorgungs-Startzyklus freizugeben
und um den ersten Schalter während
eines vorbestimmten Energieversorgungs-Stoppzyklus zu sperren, um
die sekundäre Ausgangsspannung
zum Anlegen an eine Last zu erzeugen, wobei die Regelschaltung eine
Steuerschaltung enthält,
die eingerichtet ist, um die sekundäre Ausgangsspannung abzutasten
und um in Reaktion darauf den Schalter gemäß den Energieversorgungs-Start-
und -Stoppzyklen zyklisch zu betätigen, um
dadurch die sekundäre
Ausgangsspannung zu regeln, eine Pulsgeneratorschaltung, die eingerichtet ist,
um den Eingangswiderstand während
eines vorbestimmten Startzyklus der Pulsgeneratorschaltung mit der
DC-Busspannung zu verbinden und um den Eingangswiderstand während eines
vorbestimmten Stoppzyklus der Pulsgeneratorschaltung von der DC-Busspannung
zu trennen, wobei der Startzyklus der Pulsgeneratorschaltung länger als
der Energieversorgungs-Startzyklus ist, um ein Einschalten der Regelschaltung
in dem Fall sicherzustellen, dass die ungeregelte DC-Busspannung niedrig
ist und die Last hoch ist, und wobei der vorbestimmte Stoppzyklus
länger
als der vorbestimmte Startzyklus ist, um eine Energiedissipation
innerhalb der Regelschaltung während
ihres ausgehaltenen Überlastbetriebs zu
reduzieren, und eine weitere Schaltung, die mit der Pulsgeneratorschaltung
verbunden ist und eingerichtet ist, um die sekundäre Ausgangsspannung
zu überwachen
und um die Pulsgeneratorschaltung während eines normalen Betriebs
der Energieversorgungsschaltung zu sperren, um dadurch eine Energiedissipation
durch den Eingangswiderstand zu minimieren.
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Detaillierte Beschreibung
des bevorzugten Ausführungsbeispiels
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Es
wird auf 2 Bezug genommen, um ein erstes
Ausführungsbeispiel
einer Energieversorgungs-Einschaltschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung
zu beschreiben. Eine AC-Eingangsenergie (Vin) ist mit einem Transformator
(einer Wandadapter-Energieversorgung) Twa verbunden. Der Transformator
ist mit einer AC/DC-Gleichrichterdiode D1 verbunden, die wiederum
mit einem Kondensator C1 verbunden ist, um eine ungeregelte DC-Busspannung
Vbus zu erzeugen.
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Eine
Pulsgeneratorschaltung wird dazu verwendet, den Betrieb eines Transistorschalters
Q2 zu steuern. Die Pulsgeneratorschaltung enthält einen Komparator mit offenem
Kollektor U2, Eingangswiderstände
R3, R4 und einen Rückkoppelwiderstand R12.
Ein zweiter Komparator U3 wird dazu verwendet, den ersten Komparator
U2 zu steuern, um einen wiederholten zyklischen Betrieb zu verhindern,
wie es nachfolgend weiter erklärt
werden wird.
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Wenn
zuerst Vin angelegt wird, wird der Kondensator C1 über die
AC/DC-Gleichrichterdiode
D1 geladen. Die DC-Busspannung Vbus wird über die Widerstände R3,
R4 geteilt und mit dem Komparator U2(+) verbunden.
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Die
Spannung an dieser Stelle wird durch den Zustand der Ausgabe des
Komparators U2 über den
Rückkoppelwiderstand
R12 geändert.
Wenn die Ausgabe des Komparators U2 hoch ist, ist der Transistorschalter
Q2 aus und wird U2(+) auf hoch geschaltet, da der Widerstand R12
effektiv parallel zu dem Widerstand R3 ist. Wenn die Ausgabe des
Komparators U2 niedrig ist, ist Q2 ein und wird U2(+) infolge davon
auf niedrig geschaltet, da nun R12 effektiv parallel zu R4 ist.
Dies liefert abwechselnd hohe und niedrige Offset-Schwellenspannungen
bei U2(+). Von dem hohen Zustand des Komparators U2 mit dem Schalter
Q2 aus lädt
sich der Kondensator C5 über
den Widerstand R5, die Diode D7, den Widerstand R7 und den Widerstand
R8, was veranlasst, dass die U2(–)-Spannung ansteigt. Wenn
die U2(–)-Spannung
die U2(+)-Spannung übersteigt, schaltet
die Ausgabe des Komparators U2 zu dem niedrigen Zustand, was den
Schalter Q2 einschaltet und die U2(+)-Schwelle zu einem niedrigen
Wert versetzt. Der Kondensator C5 entlädt sich dann über den
Widerstand R6 und die Diode D6, bis die Spannung bei U2(–) unter
die niedrige U2(+)-Schwelle abfällt,
an welcher Stelle die Ausgabe des Komparators U2 zu ihrem ersteren
hohen Zustand umschaltet, um dadurch den Schalter Q2 auszuschalten.
Die Schaltung fährt
damit fort, den Schalter Q2 zyklisch ein- und auszuschalten, wenn
der Kondensator C5 geladen und entladen wird. Der Wert von C5 und
die Widerstände
R5, R7 und R8 bestimmen die Zeitkonstanten für Ein- und Aus-Zeitintervalle des Schalters Q2
(was auch Start- und Stopp-Zykluszeit genannt wird). Beim Auswählen des
Werts der Ladezeitkonstante (Q2-Auszeit) des Kondensators C5 wird
der gesamte Widerstandswert hoch gemacht, um den Strom zu reduzieren,
der durch den Widerstand R7 von Vbus gezogen wird, und um dadurch
ein nachteiliges Einschalten des Schalters Q2 zu verhindern.
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Wenn
der Schalter Q2 einschaltet, wird der Widerstand R1 effektiv mit
der DC-Busspannung Vbus
verbunden und beginnt ein Laden des Kondensators C2. Wenn die Spannung über dem
Kondensator C2 die Startschwellenspannung der Steuer- bzw. Regelschaltung
U1 übersteigt,
wird der Schalter Q1 freigegeben und erhöhen sich die Ausgangsspannungen
Vreg, Vaux auf ihre Entwicklungswerte. Wenn dies erfolgt, ist eine
ausreichende Spannung über
der Transformatorspule T1C verfügbar,
um den Kondensator C2 über
die Dioden D2, D5 für
einen kontinuierlichen Betrieb geladen zu halten.
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Die
Startzykluszeit für
die Pulsgeneratorschaltung wird durch die Entladezeitkonstante des Kondensators
C5 und des Widerstands R6 eingestellt. Diese wird länger als
die Energieversorgungs-Startzeit gemacht, die durch die Zeitkonstante von
R1 und C2 bei einer niedrigen Eingangsspannung Vin eingestellt ist,
wenn der verfügbare
Ladestrom des Kondensators C2 niedrig ist. Die Startzykluszeit kann
auch weiter erhöht
werden, sollte eine zusätzliche
Startzeit aufgrund hoher Startlasten erforderlich sein, wie sie
beispielsweise bei kapazitiven und reaktiven Ausgangslasten auftreten.
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Wenn
die Spannung über
dem Kondensator C5 oder U2(–)
unter diejenige von U2(+) abfällt, schaltet
die Ausgabe des Komparators U2 auf einen hohen Ausgangspegel. Somit
schaltet der Schalter Q2 aus und wird der Widerstand R1 von Vbus
getrennt. Auf diese Weise wird die Dissipation des Widerstands R1
auf Null reduziert. Weil der Widerstand R1 Energie nur für eine kurze
Zeitperiode dissipiert (d.h. in der Startzykluszeit), kann der Widerstand
R1 optimiert werden, um den Kondensator C2 schnell mit ausreichender
Energie zu laden, um ein zuverlässiges
Starten bzw. Einschalten bzw. Hochfahren unter schweren Rload-Bedingungen
bei niedriger Eingangsspannung Vin zu liefern. Ebenso wird die kontinuierliche
Nennenergie minimiert, und somit ein physisches Ausmaß bzw. eine
physische Größe und die
Kosten des Widerstands R1.
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Um
zu verhindern, dass der Komparator U2 den Schalter Q2 zyklisch wiederholt
ein- und ausschaltet, wird der Komparator U3 dazu verwendet, den
Komparator U2 während
eines normalen Betriebs zu sperren und den Schalter Q2 auszuschalten.
Der Komparator U3 führt
dies durch Überwachen der
Spannung über
dem Kondensator C4 und durch Vergleichen von ihr mit einer Referenzspannung,
die von der Vorwärtsspannung
der Diode D4 abgeleitet ist, durch. Die Diode D5 isoliert die überwachte
Spannung von der Spannung über
dem Kondensator C2, um während
eines Einschaltens einen Fehlerbetrieb zu verhindern. Der Kondensator
C4 stellt eine lokale Filterung der gleichgerichteten Spannung von
der Transformatorspule T1 C zur Verfügung. Wenn diese Spannung ihren
normalen Betriebspegel erreicht, übersteigt die Spannung über dem
R9/R10-Teiler, der bei U3(–)
gesehen wird, diejenige von U3(+), was veranlasst, dass die Ausgabe
des Komparators U3 zu einem niedrigen Spannungspegel schaltet, um
dadurch den Kondensator C5 zu entladen. Der Komparator U2 wird somit
mit seiner Ausgabe in dem hohen oder nichtleitenden Zustand gesperrt.
Der Schalter Q2 wird durch eine Erweiterung ausgeschaltet und kein
Strom fließt
durch den Widerstand R1.
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Während die
Spannung (Vaux) des Transformators T1C in 2 überwacht
wird, könnte
Vreg oder irgendeine andere sekundäre Ausgabe überwacht werden, um die Pulsgeneratorschaltung
zu sperren, wie es Fachleuten auf dem Gebiet einfallen würde. Wenn
Vreg eine isolierte Ausgabe ist, wie es in 1 gezeigt
ist, könnte
eine Isolationsvorrichtung ähnlich
dem im Ufbk-Block gezeigten Optokoppler dazu verwendet werden, die
erforderliche Isolation zur Verfügung
zu stellen. Wenn eine Stromgrenzen-Überlast an der Ausgangsspannung
Vreg auftreten sollte, wird der resultierende Strom des Schalters Q1 über dem
Widerstand R2 durch die Regelschaltung U1 erfasst, woraufhin die
Schaltaktion des Schalters Q1 so reduziert wird, dass die Ausgangsspannung
Vreg mit größer werdender
Last erniedrigt wird. Da sich diese Last erhöht, fällt die Spannung über der
Transformatorspule T1C ab, und bei irgendeiner Stelle wird sie unter
die Stoppschwelle der Regelschaltung U1 abfallen, was veranlasst,
dass der Schalter Q1 ein Schalten aufhört und eine Ausgangsspannung
Vreg auf Null abfällt.
Wenn dies erfolgt, geht die Ausgabe des Komparators U3 auf hoch,
was zulässt,
dass der Kondensator C5 seinen Lade/Entlade-Zyklus wiederaufnimmt,
was den Schalter Q2 aus- und einschaltet, wie es oben beschrieben
ist. Wenn die Ausgangsspannungen Vreg, Vaux ihre Nominalwerte als
Ergebnis der Überlast
zu der Zeit nicht erreichen, zu welcher der Startzyklus endet und
der Stoppzyklus beginnt (d.h. in einem Zeitintervall, das durch
die R6/C5-Entladezeitkonstante bestimmt wird), werden die Start-
und Stoppzyklen wiederholt, bis die Überlast entfernt ist.
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Die
Dioden D6 und D7 stellen separate Entlade- und Ladepfade für C5 zur
Verfügung,
um dadurch zuzulassen, dass die Start- und Stoppzyklen unterschiedliche
Zeitintervalle haben. Die Stoppzeit ist länger als die Startzeit gemacht,
um die Dissipation während
eines aufrechterhaltenen bzw. ausgehaltenen Überlastbetriebs zu reduzieren.
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Der
Strom, der durch diese Schaltung erforderlich ist, und ein darauffolgender
Energieverlust innerhalb von ihr sollten bei einer Komponentenauswahl
berücksichtigt
werden, wie es Fachleuten auf dem Gebiet einfallen würde. Weil
die Schaltung einen sehr niedrigen Strom zum Arbeiten erfordert
und der erforderte Strom weiter reduziert wird, wenn die Schaltung
während
eines normalen Betriebs der Energieversorgung gesperrt ist, wird
der Netto-Energieverlust im Vergleich mit demjenigen reduziert,
der durch die in 1 gezeigte Schaltung erforderlich
ist.
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Nun
wird auf 3 Bezug genommen, um ein zweites
Ausführungsbeispiel
einer Energieversorgungs-Einschaltschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung
zu beschreiben. Das vorliegende Ausführungsbeispiel ist gleich dem
ersten Ausführungsbeispiel
der 2, jedoch ist eine zusätzliche Kombination aus einem
Transistorschalter (Q3), einer Diode (D8) und einem Widerstand (R13)
zu der Q2-Pulsgeneratorschaltung
hinzugefügt,
um einen im Wesentlichen konstanten Ladestrom des Kondensators C2
zur Verfügung
zu stellen. Dies resultiert in einer im Wesentlichen konstanten
Einschaltzeit für
die Energieversorgung über
einen Bereich der DC-Busspannungen Vbus.
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Bei
einem Betrieb schaltet dann, wenn der Q2-Kollektorstrom eine Schwelle
erreicht, die durch die Stelle eingestellt ist, bei welcher der
Spannungsabfall über
dem Widerstand R13 die Basis-Emitter-Spannung von Q3 plus den Vorwärtsabfall über die
Diode D1 übersteigt,
der Schalter Q3 ein. Der Effekt davon besteht im Ablenken eines
Basis-Antriebsstroms weg von dem Schalter Q2, was veranlasst, dass
er ausschaltet. Dies resultiert in einem erhöhten Spannungsabfall über dem
Q2-Kollektor-Emitter-Übergang
mit weniger Strom, der durch die R1 fließt. Da dieser Strom abfällt, schaltet
der Schalter Q3 aus, da die Basis-Emitter-Spannung von Q3 plus der
Vorwärtsabfall über die
Diode D8 den Spannungsabfall über
R13 übersteigt.
Somit bleibt der Strom durch R1 im Wesentlichen konstant. Die Diode D8
ist erforderlich, um den Spannungsabfall über dem Q2-Basis-Emitter-Übergang
auszulöschen.
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Nimmt
man nun Bezug auf 4, ist ein drittes Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung gezeigt, bei welchem die Schaltung verwendet
werden kann. Die Schaltungen der 2 und 3 werden
von einer Wandadapter-Energieversorgung Twa mit niedriger Spannung
mit Energie versorgt. Beim dritten Ausführungsbeispiel ist die Wandadapter-Energieversorgung
Twa durch eine direkte Verbindung mit der Eingangsspannung Vin ersetzt.
Wie bei den vorherigen Ausführungsbeispielen
wird eine Diode D1 zum Bereitstellen einer ungeregelten DC-Busspannung
Vbus verwendet.
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Der
typische Vbus-Spannungsbereich entspricht grob dem Spitzen-AC-Wert
von Vin. Für
eine universelle Eingangsschalt-Energieversorgung, die Fachleuten
auf dem Gebiet bekannt ist, kann Vbus über dem Bereich von 90 VAC
bis 264 VAC typischerweise von etwa 125 VDC bis 370 VDC variieren.
Da die Industriestandard-Komparatoren
U2 und U3 typischerweise eine Nennspannung von weniger als 40 VDC
haben, enthält
das vorliegende Ausführungsbeispiel
Spannungspegel-Verschiebetransistoren und
andere Modifikationen gegenüber
dem ersten Ausführungsbeispiel,
um einen Betrieb mit einer hohen DC-Busspannung Vbus zu ermöglichen.
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Bei
einem Betrieb steigt dann, wenn die Eingangsspannung Vin zuerst
angelegt wird, die DC-Busspannung Vbus zu ihrem Wert eines eingeschwungenen
Zustands an. Ein Strom fließt
durch den Widerstand R14 und schaltet den Schalter Q4 ein, der wiederum
den Schalter Q3 einschaltet, um dadurch die DC-Busspannung Vbus
mit dem Widerstand R11 zu verbinden. Der Widerstand R11 und die Regelungsdiode
D8 behalten eine im Wesentlichen einheitliche Spannung über dem
Komparator U2 (typischerweise 12 VDC) über den DC-Busspannungsbereich
bei, der oben beschrieben ist. Der Komparator U2 arbeitet auf dieselbe
Weise wie bei den oben beschriebenen Ausführungsbeispielen, mit der Ausnahme,
dass Pegelverschiebungstransistoren Q5, Q6 und zugehörige Widerstände R15,
R16 hinzugefügt
sind, um den U2-Ausgangstransistor von DC-Bus-(Vbus)-Spannungspegeln
isoliert zu halten. Wenn die Energieversorgung ihren Startzyklus
beginnt, steigen die Spannungen über
den sekundären Ausgaben
an. Wenn die Spannung über
dem Kondensator C4 ihre nominale Spannung erreicht, übersteigt
die Pegel bei U3(–),
der durch R9/R10 eingestellt ist, die Referenzspannung, die durch
die Regelungs diode D6 bei U3(+) eingestellt ist. Die Ausgabe des
Komparators U3 schaltet dann zu einem niedrigeren Pegel, was veranlasst,
dass die Schalter Q4 und Q3 ausschalten. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel
ist ein Kondensator C6 hinzugefügt, um
die Zeitverzögerung
der Schaltaktion des Komparators U3 zu erhöhen, um die Schaltung unempfindlich
gegenüber Übergangsspannungsbedingungen zu
machen, wie sie beispielsweise während
des Startzyklus oder sogar während
eines normalen Betriebs entstehen können.
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Die
Diode D9 stellt sicher, dass der Kondensator C6 während eines
Stoppzyklus schnell entladen wird, um eine fehlerhafte Operation
während nachfolgender
Startzyklen zu verhindern, welche durch eine Restspannung über dem
Kondensator C6 verursacht wird. Wenn der Schalter Q3 ausschaltet, wird
die Startschaltung des Komparators U2 gesperrt und wird eine Energiedissipation
in den Widerständen
R11, R1 reduziert. Die übrige
Energie, die durch die Einschaltschaltung bzw. Startschaltung von
der DC-Busspannung Vbus dissipiert wird, ist auf den Widerstand
R14 durch den Komparator U3 begrenzt. Da der Widerstand R14 nur
einen Bruchteil eines Milliamperes zum Betreiben des Schalters Q4
zur Verfügung
stellt, ist die gesamte Energiedissipation sehr niedrig.
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Alternative
Ausführungsbeispiele
und Variationen der Erfindung sind möglich, und beispielsweise ist
eine einzige Diode D1 gezeigt, aber irgendeine standardmäßige Konfiguration
aus Diode und Kondensator kann verwendet werden, um eine ungeregelte
DC-Ausgangsspannung (Vbus) aus der AC-Eingabe zur Verfügung zu
stellen. Ebenso muss, obwohl die Ausgangsspannung Vreg durch den
Optokoppler isoliert ist, Vreg nicht notwendigerweise isoliert sein.
Während
eine Komparatorschaltung gezeigt ist, kann irgendeine äquivalente
Pulsgeneratorschaltung nach dem Industriestandard eingesetzt werden,
wie sie Fachleuten auf dem Gebiet einfallen würde. Andere Variationen und
Modifikationen würden
Fachleuten auf dem Gebiet einfallen, von welchen geglaubt wird,
dass sie alle innerhalb des Schutzumfangs der Erfindung sind, wie
sie durch die Ansprüche
definiert ist.