DE60305632T2

DE60305632T2 - Verfahren und Vorrichtung zum Analysieren eines OFDM-Signals

Info

Publication number: DE60305632T2
Application number: DE2003605632
Authority: DE
Inventors: Dr. Kurt Schmidt
Original assignee: Rohde and Schwarz GmbH and Co KG
Current assignee: Rohde and Schwarz GmbH and Co KG
Priority date: 2002-12-09
Filing date: 2003-03-03
Publication date: 2006-09-21
Anticipated expiration: 2023-03-04
Also published as: DE60305632D1

Description

Diese Anmeldung betrifft eine vereinfachte Analyse eines OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex)-Signals, insbesondere eines OFDM-Signals für Wireless LAN, wie es in IEEE802.11a, Teil 11: „Wireless LAN Medium Access Control (MAC) and Physical Layer (PHY) Specifications" definiert ist, das hier als IEEE W-LAN Standard bezeichnet wird.
Es ist das Prinzip eines OFDM-Systems, das Signal über mehrere orthogonale Hilfsträger zu übertragen. Das Prinzip von OFDM ist zum Beispiel in Hermann Rohling, Thomas May, Karsten Brüninghaus und Rainer Grünheid, „Broad-Band OFDM Radio Transmission for Multimedia Applications", Proceedings of the IEEE, Vol. 87, Nr. 10, Oktober 1999, Seiten 1778 ff. erklärt.
Eine Empfängerkonstruktion für drahtlose Breitbandsysteme ist aus Speth, Fechtel, Fock, Meyr: „Optimum Receiver Design for Wireless Broad-Band Systems Using OFDM- Part I", IEEE Trans. On Comm., Vol. 47, Nr. 11, Nov. 1999, Seiten 1668–1677, und Speth, Fechtel, Fock, Meyr: „Optimum Receiver Design for Wireless Broad-Band Systems using OFDM-Part II", IEEE Trans. On Comm., Vol. 49, Nr. 4, April 2001, Seiten 571–578, bekannt.
Das Signal eines drahtlosen LAN-Systems wird analysiert, um die Signalqualität zu überwachen. Zum Beispiel ist die Fehlervektoramplitude EVM des gesamten Signals oder von speziellen Hilfsträgern ein typischer Parameter, um die Signalqualität zu beschreiben.
In der Vergangenheit wurden nur Analysevorrichtungen mit Breitbandverarbeitung, insbesondere mit einem Breitband – Zwischenfrequenz (IF) – Abschnitt benutzt. Solche Analysevorrichtungen mit Breitbandsignalverarbeitung sind jedoch ziemlich teuer.
Es ist daher die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren und eine Analysevorrichtung vorzusehen, die Breitband-OFDM-Signale, insbesondere drahtlose LAN-Signale trotzt ihrer reduzierten Bandbreite analysieren können.
Die Aufgabe wird durch die Merkmale von Anspruch 1 bezüglich des Verfahrens und durch die Merkmale von Anspruch 5 bezüglich der Analysevorrichtung gelöst. Anspruch 6 betrifft ein Computerprogramm.
Gemäß der Erfindung kann das Spektrum des OFDM-Signals so versetzt werden, dass verschiedene Teile des OFDM-Spektrums in der reduzierten Bandbreite der Analysevorrichtung liegen. Ein Tiefpassfiltern ist notwendig, um die Spiegelfrequenz zu unterdrücken und die Eingangsbandbreite für einen in dem Signalpfad folgenden Wiederabtaster (Resampler) zu begrenzen.
Gemäß einem Aspekt der Erfindung ist die Länge der Impulsantwort des Tiefpassfilters kürzer als die Länge der Schutzintervalle der Datensymbole.
Das OFDM-Signal, insbesondere das OFDM-Signal für eine drahtlose LAN-Anwendung hat im Allgemeinen mehrere Pilotkanäle bei speziellen Trägerfrequenzen. Gemäß dem IEEE W-LAN Standard gibt es vier Trägerfrequenzen, die ein Pilotsignal übertragen. Da die Analysevorrichtung eine reduzierte Bandbreite besitzt, liegen nicht alle Pilotkanäle in der reduzierten Bandbreite der Analysevorrichtung. Zum Beispiel kann die Anzahl der nutzbaren Pilotkanäle von vier auf zwei reduziert sein. Die Analysevorrichtung muss mehrere Synchronisationsparameter des OFDM-Signals schätzen, z.B. den Frequenzversatz, den Zeit- oder Taktversatz, den aus dem Frequenzversatz und dem Taktversatz resultierenden Phasenversatz und die Verstärkung. Die Genauigkeit der Schätzung dieser Parameter wird durch die Tatsache reduziert, dass nur eine reduzierte Anzahl von Pilotkanälen für die Schätzung benutzt werden kann.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird dies durch Mitteln der geschätzten Synchronisationsparameter in der OFDM-Symbolrichtung kompensiert, um die gleiche Genauigkeit zu erzielen, welche bei der Benutzung der ursprünglichen Anzahl von Pilotkanälen vorliegen würde.
Die abhängigen Ansprüche betreffen Weiterentwicklungen der Erfindung.
Ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben. Darin zeigen:
1 das Blockschaltbild einer herkömmlichen Analysevorrichtung;
2 das Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Analysevorrichtung;
3 das Spektrum des OFDM-Signals und die reduzierte Bandbreite des Signalabschnitts 20 der erfindungsgemäßen Analysevorrichtung;
4 eine Symbolfolge eines Kanals des OFDM-Signals mit dem nutzbaren Teil und dem Schutzintervall;
5 eine schematische Darstellung einer Impulsantwort des Tiefpassfilters 24; und
6 ein Beispiel des Bildschirms der Analysevorrichtung mit speziellen Diagrammen.
Diese folgende Beschreibung unter Bezugnahme auf 1 gibt einen groben Überblick über die Signalverarbeitung der IEEE802.11a Anwendung. Einzelheiten bleiben unberücksichtigt, um einen Überblick über das Konzept zu bekommen.
Nachfolgend werden die Abkürzungen

a_l,k: Zeichen l des Hilfsträgers k
EVM_k: Fehlervektoramplitude des Hilfsträgers k
EVM: Fehlervektoramplitude des aktuellen Pakets
Δf: Frequenzabweichung zwischen Sender Tx und Empfänger Rx
l: Zeichenindex, l∊[1,nof_symbols]
nof_symbols: Anzahl von Zeichen der Nutzinformation
H_k: Kanalübertragungsfunktion des Hilfsträgers k
k: Kanalindex, k∊[–31, 32]
K_mod: modulationsabhängiger Normierungsfaktor
ξ: relativer Taktfehler des Referenzoszillators
r_l,k: Hilfsträger k des Zeichens l

^~

Die Darstellung der interessierenden Blöcke der Analysevorrichtung 40 ist in 1 gezeigt. Zuerst wird das RF-Signal auf die Zwischenfrequenz IF von zum Beispiel f_IF = 20,4 MHz abwärtsgemischt. Das resultierende IF-Signal r_IF(t) ist auf der linken Seite von 1 gezeigt. Nach dem Bandpassfiltern in Block 1 des IF-Signalabschnitts 20 wird das Signal durch einen Analog/Digital-Umsetzer (ADC) 2 mit einer Abtastrate von zum Beispiel f_s1 = 81,6 MHz abgetastet. Diese digitale Folge wird in einem Wiederabtaster 3 wieder auf die neue Abtastfrequenz von zum Beispiel f_s2 = 80 MHz, was ein Vielfaches der Nyquist-Rate (20 MHz) ist, abgetastet. Der folgende digitale Abwärtsmischer 4 verschiebt das IF-Signal in das komplexe Basisband. Im nächsten Schritt wird das Basisbandsignal durch ein FIR-Filter 5 gefiltert. Um eine Idee zu bekommen, ist die grobe Übertragungsfunktion in 1 aufgetragen. Dieses FIR-Filter 5 erfüllt zwei Aufgaben: zuerst unterdrückt es die IF-Bildfrequenz, zweitens dämpft es die Aliasing-Frequenzbänder, die durch das folgende Abwärtsabtasten in dem Abwärtsabtaster verursacht werden. Nach dem Filtern wird die Folge mit dem Faktor 4 abwärts abgetastet. So wird die Abtastrate der abwärts abgetasteten Folge r(i) zu der Nyquist-Rate von f_s3 = 20 MHz. Bis zu diesem Punkt kann der digitale Teil des IF-Signalabschnitts 20 in einem ASIC realisiert werden.
In dem unteren Teil von 1 ist die folgende digitale Signalverarbeitung gezeigt und als W-LAN-Anwendungsblock 7 gekennzeichnet. Im ersten Block 8 wird die Paketsuche durchgeführt. Dieser Block 8 erfasst das Langzeichen LS und stellt den Takt wieder her. Der grobe Takt wird zuerst erfasst. Diese Suche wird bevorzugt in dem Zeitbereich realisiert. Der Algorithmus basiert auf der zyklischen Wiederholung in dem LS nach N = 64 Abtastungen. Außerdem wird eine grobe Abschätzung Δf ^_coarse des Empfänger-Sender (Rx-Tx)-Frequenzversatzes Δf aus den Meterwellen abgeleitet. Dies kann einfach verstanden werden, weil die Phase von r(i)·r*(i + N) durch den Frequenzversatz bestimmt wird. Da die Frequenzabweichung Δf einen halben Binärkanal (Abstand zwischen benachbarten Hilfsträgern) übersteigen kann, wird auch das vorhergehende Kurzsymbol SS analysiert, um die Mehrdeutigkeit zu erfassen.
Nach der groben Taktberechnung wird die Taktschätzung durch die feine Taktberechnung verbessert. Dies wird durch eine erste Abschätzung der groben Frequenzantwort HH ^ (coarse) / k erreicht, wobei k∊[–26, 26] den Kanalindex der belegten Hilfsträger bezeichnet. Zuerst wird die Fast-Fourier-Transformation FFT des Langzeichens LS berechnet. Nach der FFT-Berechnung wird die bekannte Zeicheninformation der LS-Hilfsträger durch Teilen durch die Zeichen entfernt. Das Ergebnis ist eine grobe Abschätzung HH ^ (coarse) / k der Kanalübertragungsfunktion. Im nächsten Schritt wird die komplexe Kanalimpulsantwort durch eine IFFT berechnet. Als nächstes wird die Energie der Impulsantwort im Fenster (die Fenstergröße ist gleich dem Schutzintervall) für jede Versuchszeit berechnet. Anschließend wird die Versuchszeit der maximalen Energie erfasst. Die Versuchszeit wird benutzt, um den Takt einzustellen.
Nun ist die Position des Langzeichens LS bekannt und der Startpunkt des nutzbaren Teils des ersten Nutzinformationszeichens kann abgeleitet werden. Im nächsten Block 9 wird dieser berechnete Zeitaugenblick benutzt, um das Nutzinformationsfenster zu positionieren. Nur der Nutzinformationsteil wird in das Fenster gesetzt. Dies ist ausreichend, weil die Nutzinformation der einzige Gegenstand der nachfolgenden Messungen ist.
Im nächsten Block 10 wird die Folge im Fenster durch die grobe Frequenzabschätzung Δf ^_coarse kompensiert. Dies ist notwendig, weil sonst eine Zwischenkanalinterferenz (ICI) in dem Frequenzbereich auftreten würde.
Der Übergang zu dem Frequenzbereich wird durch eine Fast-Fourier-Transformation FFT zum Beispiel einer Länge 64 in Block 11 erreicht. Die FFT wird zeichenweise für jedes der nof_symbols Zeichen der Nutzinformationen durchgeführt. Die berechneten FFTs werden zum Beispiel als r_l,k mit dem Zeichenindex l∊[1,nof_symbols] und dem Kanalindex k∊[–31, 32] beschrieben.
Im Fall eines Kanals eines zusätzlichen weißen Gauß'schen Rauschens (AWGN) kann die FFT geschrieben werden durch
mit
dem modulationsabhängigen Normierungsfaktor K_mod,
dem Zeichen a_l,k des Hilfsträgers k bei Zeichen l,
der Kanalfrequenzantwort H_k,
der Phasendrift ϕ_k des Hilfsträgers k in einem nutzbaren Teil des Zeichens T (siehe unten),
der Anzahl von Nyquist-Abtastungen, z.B. N_s = 80 des Zeichenintervalls,
der Anzahl der Nyquist-Abstastungen von z.B. N = 64 des nutzbaren Teils des Zeichens, und
den unabhängig Gauß-verteilten Rauschabtastungen n_l,k
Außerdem ist der kanalabhängige Phasendrift ϕ_k (Phasendrift in einem nutzbaren Teil des Zeichens) gegeben durch ϕk = ξ·k + ΔfT (2)wobei

ξ: = die relative Taktabweichung des Referenzoszillators, und
Δf: = die (noch nicht kompensierte) Frequenzabweichung.

In Gleichung (1) können sowohl die durch die noch nicht kompensierte Frequenzabweichung Δf verursachte Phasendrift ϕ_k als auch die Taktabweichung ξ nicht vernachlässigt werden. Dies wird durch ein Beispiel veranschaulicht. Gemäß dem IEEE W-LAN Standard beträgt die zulässige Taktabweichung der getesteten Vorrichtung (DUT) bis zu ξ_max = 20 ppm. Außerdem wird ein langes Paket mit nof_symbols = 400 Zeichen angenommen. Aus den Gleichungen (1), (2) ergibt sich, dass die Phasendrift des höchsten Hilfsträgers k = 26 in dem letzten Zeichen l = nof_symbols 93 Grad beträgt. Selbst in dem rauschfreien Fall würde dies zu Zeichenfehlern führen. Das Beispiel zeigt, dass es auch notwendig ist, die Taktabweichung abzuschätzen und zu kompensieren, was in dem eine Pilottabelle 13 benutzenden Schätzblock 12 und in den Kompensationsblöcken 14 und 15 erfolgt.
Wie oben erläutert, muss der FFT die Verbindungsabschätzung der Verstärkung g, der feinen Frequenzabweichung Δf und der Taktabweichung ξ folgen. Bezüglich des IEEE W-LAN Standards, Kapitel 17.3.9.7, „Transmit modulation accuracy test" muss die Phasendrift aus den Pilothilfsträgern geschätzt werden. Daher wird die Abschätzung unabhängig für jedes Zeichen durchgeführt, der Zeichenindex l wird in den folgenden Formeln an die Schätzparameter angehängt.
Zusätzlich wird die Nachführung der Verstärkung g Zeichen für Zeichen unterstützt. Der Grund ist, dass die Referenzverstärkung g = 1 im Augenblick des Langzeichens auftritt. Zu dieser Zeit wird die grobe Kanalübertragungsfunktion HH ^ (coarse) / k berechnet. Dies ist nützlich, weil zuvor die Zeichenabschätzung der Folge r'_l,k durch die grobe Kanalübertragungsfunktion HH ^ (coarse) / k kompensiert wird. Folglich würde eine Potentialänderung der Verstärkung an dem Zeichen l (zum Beispiel durch den Anstieg der DUT-Verstärkertemperatur verursacht) die Zeichenfehlerrate insbesondere bei einem großen Zeichenalphabet M der MQAM-Übertragung erhöhen. In diesem Fall ist die Abschätzung und die folgende Kompensation der Verstärkung nützlich. In den folgenden Formeln wird die Verstärkung an dem Zeichen l durch den Parameter g_l beschrieben.
In dieser Anmeldung wird der optimale Maximum-Likelihood-Algorithmus verwendet. Folglich wird die logarithmische Likelihood-Funktion
als Funktion der Versuchsparameter g ~_l, Δf ~_l und ξ ~_l berechnet. Schließlich werden die zu dem Minimum der logarithmischen Likelihood-Funktion führenden Versuchsparameter als Schätzerwerte g ^_l, Δf ^_l und ξ ^_l benutzt. In Gleichung (3) werden die bekannten Pilotzeichen a_l,k aus Tabelle 13 gelesen. Es kann gezeigt werden, dass der Suchvorgang unabhängig von der Frequenzantwort H_k ist (siehe Gleichung (3)). Deshalb sind nur die aktuellen Werte von r_l,k und a_l,k erforderlich. Dieser robuste Algorithmus arbeitet auch bei niedrigen Signal-Rausch-Verhältnissen von etwa 5 dB gut, wobei der Cramer-Rao-Bound erreicht wird.
Nach der Abschätzung der drei Parameter wird die Folge r_l,k in den Kompensationsblöcken 14 und 15 kompensiert. Der obere Analysezweig der Kompensation ist benutzerdefiniert, d.h. der Benutzer bestimmt, welche der drei Parameter in dem Kompensationsblock kompensiert werden. Dies ist nützlich, um den Einfluss dieser Parameter zu extrahieren. Die resultierende Ausgangsfolge wird durch r'_l,k beschrieben. In dem unteren Kompensationszweig wird in dem Kompensationsblock 15 immer die volle Kompensation durchgeführt. Diese getrennte Kompensation ist notwendig, um Zeichenfehler zu vermeiden. Nach der vollen Kompensation wird die sichere Abschätzung der Datenzeichen a ^_l,k durchgeführt. Aus Gleichung (1) ist klar, dass zuerst die Kanalübertragungsfunktion H_k entfernt werden muss. Dies wird durch Teilen der bekannten, aus dem LS berechneten groben Kanalschätzung HH ^ (coarse) / k erzielt. Üblicherweise kann eine fehlerfreie Abschätzung der Datenzeichen angenommen werden.
Bezüglich des IEEE W-LAN Standards, Kapitel 17.3.9.7, „Transmit modulation accuracy test", muss eine bessere Kanalabschätzung H ^_k der Daten und der Pilothilfsträger unter Verwendung der gesamten nof_symbols Zeichen der Nutzinformationen berechnet werden. Dies kann in Block 18 an diesem Punkt gemacht werden, weil die Phase kompensiert ist und die Datenzeichen bekannt sind.
Im folgenden Block 16 wird r'_l,k durch die verbesserten Schätzungen H ^_k geteilt. Die resultierende kanalkompensierte Folge wird durch r''_l,k beschrieben.
In dem letzten Block 19 werden Messvariablen berechnet. Die wichtigste Variable ist die Fehlervektoramplitude
des Hilfsträgers k des aktuellen Pakets. Außerdem wird die Paketfehlervektoramplitude
durch Mitteln der quadrierten EVM_k über k abgeleitet. Schließlich wird die mittlere Fehlervektoramplitude
durch Mitteln des Pakets EVM aller nof_packets erfassten Pakete berechnet. Dieser Parameter ist äquivalent zu dem so genannten „RMS average of all errors Error_RMS" der IEEE802.11a Messvorschriften, siehe IEEE W-LAN Standard, Kapitel 17.3.9.7.
Im folgenden Text werden die Abkürzungen

f_IF: IF-Frequenz
f_bin: Frequenzabstand zwischen benachbarten Hilfsträgern
H_...(f): Filterübertragungsfunktion
i: Zeitindex der abgetasteten Folge
k: Kanalindex der belegten Hilfsträger, k∊[–26, 26]
T_s = 1/f_s: Abtastperiode bzw. -frequenz

1 beschreibt die W-LAN Signalverarbeitung mittels eines Breitbandsignalabschnitts 20, wie beispielsweise einem Gerät FSQ von Rohde & Schwarz. Die zur Verfügung stehende Bandbreite des FSQ beträgt 27 MHz und ist deshalb ausreichend, um das IEEE802.11a Signal mit einer Bandbreite von 16,4 MHz zu messen.
Nachfolgend wird die W-LAN Anwendung unter Verwendung eines Signalabschnitts 20 der Analysevorrichtung 40 mit einer engeren Bandbreite, wie beispielsweise einem Gerät FSP von Rohde & Schwarz, erläutert. Das Problem ist die kleinere Bandbreite des FSP- Analysators von 8 MHz, welche nur die Hälfte der Bandbreite des OFDM-Signals abdeckt. Die Hauptidee der vorliegenden Erfindung besteht darin, das spektral beschnittene Messsignal mit sorgfältig konstruierten Filtern zu analysieren. Simulationen haben gezeigt, dass man die folgenden Eigenschaften erwarten kann:

– Etwa 20 der 52 Hilfsträger können in einer Messung analysiert werden.
– Die Position des Analysefensters kann durch den Benutzer ausgewählt werden, um zum Beispiel die linken, die mittleren oder die rechten Hilfsträger zu analysieren.
– Auch eine zeichenweise Nachführung von Takt, Phase und Verstärkung wird unterstützt.

In 2 ist die Darstellung der interessierenden Blöcke des Signalabschnitts 20 gezeigt. Die Beschreibung beginnt mit dem IF-Signal r_IF(t) bei der IF-Frequenz von z.B. f_IF = 21,4 MHz. Zur Vereinfachung ist das IF-Signal noch nicht bandbegrenzt. Die Bandbreite W_A des Signalabschnitts 20 von 8 MHz wird durch das nachfolgende IF-Filter 21 mit der Frequenzübertragungsfunktion H_IF(f) nachgebildet. Das schematische Spektrum R_IF(f) des Eingangssignals ist in 3 dargestellt. Die Bandbreite BW_OFDM des Spektrums des OFDM-Signals und die reduzierte Bandbreite BW_A der Analysevorrichtung 40 sind in 3 angegeben. Man kann erkennen, dass die Mitte des OFDM-Spektrums (bei Hilfsträger k = 0) von der IF-Frequenz f_IF um den durch den Benutzer definierbaren Frequenzversatz f_offset versetzt ist. Durch Variieren von f_offset kann die Position des Analysefensters 39 verändert werden. Falls zum Beispiel der Frequenzversatz auf f_offset = 0 gesetzt ist, ist das Analysefenster 39 in der Mitte des OFDM-Spektrums eingestellt. Ferner ist die schematische Übertragungsfunktion H_IF(f) in 3 dargestellt. Die Durchlassbandbreite BW_A des Beispiels beträgt 8 MHz und ist symmetrisch zu der IF-Frequenz. Die Hilfsträger in dem unverzerrten Durchlassbereich werden analysiert.
Die Hauptaufgabe des IF-Filters 21 ist es, Aliasing-Effekte in dem 8 MHz – Analysefenster durch den nachfolgenden Abtastprozess des Analog/Digital-Umsetzers (ADC) 22 zu vermeiden. Die Abtastrate des ADC beträgt zum Beispiel f_s1 = 32 MHz.
Als nächstes wird die abgetastete IF-Folge in der Multipliziervorrichtung 26 mit der Folge
multipliziert, wobei die Abtastperiode durch T_s1 = 1/f_s1 definiert ist. Die komplexe Multiplikation bewirkt ein spektrales Versetzen der IF-Frequenz f_IF zu dem Basisband.
Das folgende Tiefpassfilter 24 mit der Übertragungsfunktion H_LP(f) besitzt ebenfalls die Durchlassbandbreite von 8 MHz, siehe schematische Darstellung in 3, und erfüllt zwei Aufgaben:

– Unterdrücken des durch den spektralen Versatz verursachten Spiegels bei f = –2f_IF.
– Das Tiefpassfilter 24 muss durch den nachfolgenden Wiederabtastprozess verursachte Aliasing-Effekte in dem z.B. 8 MHz – Analysefenster 39 vermeiden. Da der Wiederabtastprozess die Abtastrate reduziert, muss das Übergangsband an dem Tiefpassfilter 24 im Vergleich zu dem IF-Filter 21 steiler sein.

Als nächstes muss die Abtastung zu der Nyquist-Rate verändert werden. Dies wird durch einen digitalen Wiederabtaster 25 durchgeführt. Die Ausgangsfolge wird bei der gewünschten Nyquist-Rate von z.B. f_s2 = 20 MHz erzeugt.
Danach wird die wieder abgetastete Folge in der Multipliziervorrichtung 26 mit der Folge
multipliziert. Dieser Vorgang erzeugt einen weiteren spektralen Versatz um die Frequenz f_offset. Dieser spektrale Versatz kann in der ersten Abwärtsmischung integriert werden, falls der Wiederabtastprozess keine Tiefpass-Eingangsfolge erfordert. Die resultierende Ausgangsfolge ist r(i).
Das schematische Spektrum R(f) ist wieder in 3 gezeigt. Es ist offensichtlich, dass r(i) das OFDM-Signal an der Basisbandposition ist, d.h. der Kanal k = 0 ist bei der Frequenz f = 0 positioniert. Außerdem sind die Hilfsträger in dem Analysefenster 39 von 8 MHz nicht verzerrt. Die Position des Analysefensters kann durch den entsprechenden Frequenzversatz f_offset gewählt werden.
Anschließend gelangt die Folge r(i) in die W-LAN-Anwendung 7, welche identisch zu der in 1 dargestellten Breitband-FSQ-Realisierung ist. Daher wird auf den unteren Teil von 1 Bezug genommen.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ist es wichtig, dass die Länge τ der Impulsantwort h(t) des Tiefpassfilters 24 kürzer als die Länge T_GP der Schutzintervalle der Datenzeichen ist. Um dies zu veranschaulichen, sind zwei Datenzeichen S1 und S2 der Datenfolge eines der Pilotträger in 4 dargestellt. Man kann sehen, dass der nutzbare Teil 30 jedes Datenzeichens von einem benachbarten Datenzeichen durch ein Schutzintervall 31 getrennt ist, welches die Zeitlänge T_GP besitzt. Der untere Teil von 4 veranschaulicht die aus dem Tiefpassfilter 24 resultierende zeitliche Verschiebung.
Die Impulsantwort h(t) des Tiefpassfilters 24 hat eine spezielle Länge τ. Es gibt mehrere Möglichkeiten, die Länge τ der Impulsantwort h(t) zu definieren. Eine Möglichkeit ist in 5 veranschaulicht. 5 zeigt eine typische Impulsantwort h(t) eines Tiefpassfilters. Das Filter wird zu einem Zeitpunkt t = 0 mit einem Dirac-Puls behandelt. Die Impulsantwort h(t) fällt von dem Startwert A in der Zeitdauer τ, welche als Definition der Länge τ der Impulsantwort h(t) benutzt werden kann, auf einen Wert 1/e·A.
Diese Länge τ kann auch aus der Bandbreite BW_A des Filters definiert werden. Falls das Tiefpassfilter 24 eine Bandbreite BW_A von 8 MHz besitzt, kann die Länge τ der Impulsantwort des Filters 24 als τ = 1/BWA definiert werden. In dem oben diskutierten Ausführungsbeispiel ist dies τ = 1/8MHz = 125 ns.
Diese Definition wird in dieser Anmeldung verwendet, d.h. die Länge τ der Impulsantwort des Tiefpassfilters 24 ist als Kehrwert 1/BW_A der Bandbreite BW_A des Tiefpassfilters 24 definiert.
Die Länge τ der Impulsantwort h(t) ist bevorzugt kürzer als ¼ der Länge T_GP der Schutzintervalle 31 und beträgt am bevorzugtesten etwa 2,5/16 der Länge T_GP der Schutzintervalle 31, in dem Beispiel des IEEE W-LAN Standards hat die Länge T_GP der Schutzintervalle 31 die Länge von 16 Zeichen, was 16·50 ns = 800 ns ist, und eine Länge von 125 ns der Impulsantwort ist äquivalent zu der Länge von 2,5 Zeichen, womit τ = T_GP = 2,5/16.
So ist nur eine kleine Zwischenzeicheninterferenz (ISI) zu erwarten. Simulationen haben dies bestätigt.
Ferner ist es wichtig, zu bemerken, wie viele Hilfsträger in einer Messung analysiert werden können. Die maximale Zahl der Hilfsträger in dem Übertragungsband von 8 MHz ist
Bei einer vorsichtigeren Betrachtungsweise können etwa 20 Hilfsträger für die Messung verwendet werden.
Es sollte bemerkt werden, dass selbst die bandbegrenzte Messung eine zeichenweise Nachführung unterstützt. Dies ist möglich, weil es gemäß der Erfindung immer zwei Pilothilfsträger der insgesamt vier Pilothilfsträger in dem Analysefenster von 8 MHz gibt. Die Piloten werden für die zeichenweise Nachführung, d.h. optional Phase und/oder Takt und/oder Verstärkung, verwendet. Die kleinere Zahl der benutzten Pilotträger (zwei anstelle von üblicherweise vier) führt zu einem höheren Schätzfehler der Synchronisationsparameter Δf ^_l,
und folglich zu einem Anstieg der EVM im Vergleich zu einer Messung ohne Begrenzung der Bandbreite. Diese statistische Erhöhung kann jedoch berechnet und durch Mitteln der Synchronisationsparameter Δf ^_l, ξ ^_l über mehrere Datenzeichen kompensiert werden.
Ferner haben Simulationen gezeigt, dass die obige Synchronisation auch in dem Fall des bandbegrenzten OFDM-Signals gut arbeitet und für niedrige Signal-Rausch-Verhältnisse robust ist.
6 zeigt eine typische Darstellung eines Bildschirms einer Analysevorrichtung 40. Der Abschnitt 40 zeigt die Datenblöcke eines speziellen Hilfsträgers des OFDM-Signals. Der Abschnitt 42 zeigt die Konstellationsdarstellung an einem speziellen Hilfsträger. Der Abschnitt 43 gibt die EVM aller Träger der Datenträger, der Pilotträger und der freien Träger an. Ferner sind der IQ-Versatz, das IQ-Ungleichgewicht und eine Quadraturfehlanpassung gezeigt. Der Abschnitt 44 zeigt ein Diagramm mit der EVM als Funktion der Hilfsträgernummer.

Claims

Verfahren zur Analyse eines OFDM-Signals (r_IF(t)) mit einer Analysevorrichtung (40) mit einem Signalabschnitt (20) mit einer Bandbreite (BW_A) kleiner als die Bandbreite (BW_OFDM) des OFDM-Signals, wobei das OFDM-Signal (r_IF(t)) eine Reihe von Datensymbolen (S1, S2, ...) auf mehreren orthogonalen Trägerfrequenzen überträgt, wobei jedes Datensymbol (S1) einen nutzbaren Teil (30) besitzt, der durch ein Schutzintervall (31) von benachbarten Datensymbolen (S2) getrennt ist, mit den Schritten des Tiefpassfilterns des OFDM-Signals mit einem Tiefpassfilter (24) und des Versetzens (26) des Spektrums des OFDM-Signals, um ein frequenzversetztes, gefiltertes OFDM-Signal (r(i)) zu erhalten, wobei die Länge (τ) der Impulsantwort (h(t)) des Tiefpassfilters (24) kürzer als die Länge (T_GP) der Schutzintervalle (31) der Datensymbole (S1, S2, ...) ist.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Länge (τ) der Impulsantwort (h(t)) des Tiefpassfilters (24) kürzer als ¼ der Länge (T_GP) der Schutzintervalle (31) der Datensymbole (S1, S2, ...) ist.
Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Länge (τ) der Impulsantwort (h(t)) des Tiefpassfilters (24) im Wesentlichen 2,5/16 der Länge (T_GP) der Schutzintervalle (31) der Datensymbole (S1, S2, ...) beträgt.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass das OFDM-Signal nach der Tiefpassfilterung (24) einer Wiederabtast-Funktion (25) unterzogen wird.
Analysevorrichtung (40) zur Analyse eines OFDM-Signals (r_IF(t)), das eine Reihe von Datensymbolen (S1, S2, ...) auf mehrere orthogonalen Trägerfrequenzen überträgt, wobei jedes Datensymbol (S1) einen nutzbaren Teil (30) besitzt, der durch ein Schutzintervall (31) von benachbarten Datensymbolen (S2) getrennt ist, wobei die Analysevorrichtung (40) einen Signalabschnitt (20) mit einer Bandbreite (BW_A) kleiner als die Bandbreite (BW_OFDM) des OFDM-Signals aufweist, wobei die Analysevorrichtung (40) ein Tiefpassfilter (24) zum Tiefpassfiltern des OFDM-Signals und einen Frequenzversetzer (26) zum Versetzen des Spektrums des OFDM-Signals aufweist, um ein frequenz-versetztes, gefiltertes OFDM-Signal (r(i)) zu erhalten, und wobei die Länge (τ) der Impulsantwort (h(t)) des Tiefpassfilters (24) kürzer als die Länge (T_GP) der Schutzintervalle (31) der Datensymbole (S1, S2, ...) ist.
Computerprogramm mit einem Code zum Durchführen aller Schritte eines der Ansprüche 1 bis 4, wenn das Programm auf einem programmierbaren Computer oder einem digitalen Signalprozessor durchgeführt wird.