DE60206950T2

DE60206950T2 - Sender zum Übertragen eines Signals mit kontrollierter Signalform über eine Kommunikationsleiste

Info

Publication number: DE60206950T2
Application number: DE60206950T
Authority: DE
Inventors: Thierry Sicard
Original assignee: Freescale Semiconductor Inc
Current assignee: NXP USA Inc
Priority date: 2002-12-31
Filing date: 2002-12-31
Publication date: 2006-07-27
Anticipated expiration: 2023-01-01
Also published as: TW200420050A; WO2004059930A1; DE60206950D1; EP1435712B1; EP1435712A1; TWI327848B; ATE308186T1; AU2003299248A1

Description

Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Sender für ein geschaltetes Signal mit kontrollierter Form auf einer Kommunikationsleitung.
Hintergrund der Erfindung
Lokale Netze verwenden häufig eine Kommunikationsleitung, wie zum Beispiel einen Kommunikationsbus, über den ein Satz von Knoten kommuniziert. Ein Treibermodul in einem Master-Knoten setzt die Leitung unter Strom, wobei das Treibermodul geschaltet ist, um in der Leitung Stufenänderungen in dem Strom zu erzeugen, um über die Leitung Signale an Empfänger in fernen Slave-Knoten zu übertragen. Das geschaltete Leistungssignal aktiviert den multiplexierten fernen Knoten, der an die Leitung angeschlossen ist, und die Leitung überträgt außerdem selektiv Signale von den fernen Knoten an die zentrale Verarbeitungseinheit zurück.
Ein solcher Bus wird zum Beispiel in Automobilen verwendet, wobei der Bus entweder eine Einzelleitung oder verdrillte Leiter verwendet, in denen der Strom fließt. Ein wichtiges Funktionsmerkmal von Senderknoten ist eine verringerte elektromagnetische Suszeptibilität ('EMS'), die Sensitivität gegenüber einer elektromagnetischen Störung ('EMI'), das heißt, einem Empfang von Rauschen, das in dem Draht oder den Drähten des Bus hervorgerufen wird, sowie die elektromagnetische Kompatibilität ('EMC'), das heißt, eine geringe Strahlung von parasitischen Feldern durch die in den Drähten des Bus fließenden Ströme; beides sind kritische Parameter, im Besonderen in Automobilanwendungen.
In der Vergangenheit sind in Automobilanwendungen solche Funktionen, wie zum Beispiel Türschlösser, Sitzpositionen, elektrische Spiegel und Fensteroperationen, direkt durch einen durch Drähte und Schalter gelieferten Gleichstrom gesteuert worden. Solche Funktionen können heute durch ECUs (elektronische Steuereinheiten) zusammen mit Sensoren und Aktuatoren in einem multiplexierten Controllerbereichsnetz (CAN) gesteuert werden. Der Controllerbereichsnetz(CAN)-Standard (ISO 11898) gewährleistet, dass Daten durch Schalten einer Spannung, zum Beispiel bei einer Frequenz von 250 kbauds bis 1 Mbaud, über das verdrillte Kabel an die multiplexierten Empfängermodule übertragen werden. Die Empfängermodule können Aktuatoren, die zum Beispiel durch Erzeugen einer erforderlichen mechanischen Leistung eine Funktion durchführen, oder Sensoren sein, die durch ein Durchführen von Messungen und Übertragen der Er gebnisse über den Bus zurück an die ECU auf eine Aktivierung reagieren.
Der CAN-Bus wurde konstruiert, um als ein serieller Fahrzeugdatenbus verwendet zu werden, und erfüllt die Anforderungen einer Echtzeitverarbeitung und eines verlässlichen Betriebs in einer Fahrzeug-EMI-Umgebung; er ist kostengünstig und stellt eine angemessene Datenbandbreite zur Verfügung. Ein Anschließen an das Hauptkörper- bzw. Main-Body-Netz direkt über ein CAN-Bus-System kann jedoch, aufgrund gestiegener Kosten pro Knoten und weil ein Gesamtnetzwerkverkehr eine Handhabung extrem schwierig machen kann, teuer sein. Um Kosten verringern zu helfen, besteht die logische Erweiterung darin, das Netzwerk hierarchisch zu strukturieren.
Eine Variante des CAN-Standards ist der LIN (Local Interconnect Network)-Teilbus-Standard (siehe ISO 7498), der eine Erweiterung des CAN-Bus ist, bei geringerer Geschwindigkeit und auf einem Einzeldrahtbus, um eine Verbindung zu lokalen Netzwerk-Clustern zur Verfügung zu stellen. Ein LIN-Teilbus-System verwendet eine Einzeldraht-Implementierung (verbesserter ISO 9141), die Herstellungs- und Komponentenkosten wesentlich verringern kann. Komponentenkosten werden weiterhin durch eine Selbstsynchronisation, ohne einen Kristall- oder Keramik-Resonator, in dem Slave-Knoten verringert. Das System basiert auf einer üblichen Universal Asynchronous Receiver and Transmitter Serial Communications Interface (URRT/SCI)-Hardware, die durch die meisten Mikrocontroller für eine flexiblere preisgünstigere Siliziumimplementierung gemeinsam verwendet werden.
Es ist häufig notwendig, die Form der führenden und/oder hinteren Flanken von über die Kommunikationslei tung übertragenen geschalteten Signalen genau zu steuern. Dies ist im Besonderen der Fall, wo es erwünscht ist, eine elektromagnetische Störung durch Begrenzen der Basisfrequenzen von elektromagnetischen Emissionen auf bestimmte akzeptable Frequenzbereiche und Einschränken der Amplituden von Emissionen von Oberwellen der Basisfrequenzen außerhalb des akzeptablen Bereiches zu minimieren.
Es ist möglich, durch Erzeugen eines Stroms, der einen Kondensator bis zu der gewünschten Form des Spannungssignals auflädt, Signale zu erzeugen, die mit kontrollierter Form übertragen werden, wie in 1 gezeigt. Die Kondensatorstufe hat jedoch eine hohe Impedanz mit einem entsprechenden niedrigen durch diese Stufe erzeugten Strom (in einigen Fällen so niedrig wie 10 μA), so dass mehrere Nachfolgerstufen benötigt werden und ihre Komponenten den vollen Spannungsänderungen an dem Kondensator ausgesetzt werden, so dass sie solchen relativ hohen Spannungen standhalten müssen.
Unsere ebenfalls anhängige Europäische Patentanmeldung EP02292729,7 , eingereicht am 31. Oktober 2002 und veröffentlicht am 6. Mai 2004 ( EP1416632 ), beschreibt solche Sender, die eine sorgfältig kontrollierte Form für die übertragenen Signalflanken erzeugen, was eine sehr feste EMC ergibt. Die vorliegende Erfindung ist auf die Sender unserer ebenfalls anhängigen Patentanmeldung und außerdem auf andere Senderkonstruktionen anwendbar und stellt eine Verbesserung in der elektromagnetischen Suszeptibilität zur Verfügung.
Die Europäische Patentveröffentlichung EP1143617 offenbart eine Schaltung zum Erzeugen eines Signals mit kon trollierter Form, die einen Integrator, eine Rückkopplungsschleife und eine Verstärkerstufe umfasst.
Zusammenfassung der Erfindung
Die vorliegende Erfindung stellt einen Sender für ein geschaltetes Signal mit kontrollierter Form auf einer Kommunikationsleitung zur Verfügung, wie in den begleitenden Ansprüchen beschrieben.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 ist ein schematisches Blockdiagramm eines bekannten Signalgenerators in einem Sender für eine Kommunikationsbusleitung,
2 ist ein schematisches Blockdiagramm eines Signalgenerators in einem Sender für eine Kommunikationsbusleitung, gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
3 ist ein ausführlicheres schematisches Diagramm eines ersten Teils des Signalgenerators von 2,
4 ist ein ausführlicheres schematisches Diagramm eines zweiten Teils des Signalgenerators von 2,
5 ist ein Diagramm, das die zeitliche Variation einer Ausgangsspannung des Signalgenerators von 2, 3 und 4 darstellt, und
6 ist ein ausführlicheres schematisches Diagramm einer Nachfolgerstufe in dem Signalgenerator von 2.
Ausführliche Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
1 zeigt ein bekanntes Kommunikationssystem, das eine LIN-Kommunikationsbusleitung 1, eine Stromversorgungsleitung 2 und eine Masseleitung 3 umfasst, wodurch eine Kommunikation zwischen einem Senderknoten 4 und einem Empfängerknoten 5 gewährleistet wird. Der Empfängerknoten 5 umfasst, wie schematisch gezeigt, eine an die positive Versorgungsleitung 2 angeschlossene Diode 6, einen an den negativen Pol der Diode 6 in Reihe angeschlossenen Widerstand 7 und einen zwischen den anderen Pol des Widerstandes 7 und die Masseleitung 3 geschalteten Kondensator 8, wobei der LIN-Bus ein einzelner Leiter ist, der an die Verbindung zwischen dem Widerstand 7 und dem Kondensator 8 angeschlossen ist. Es ist klar, dass der Empfängerknoten 5 in der Praxis mit Elementen (nicht gezeigt), wie zum Beispiel Signalprozessoren und Aktuatoren zum Auswerten der empfangenen Signale verknüpft ist. Das Kommunikationssystem, das die Leitungen 1, 2 und 3 und den Senderknoten 4 und den Empfängerknoten 5 umfasst, kann zum Beispiel in einem Fahrzeug installiert oder in Industrieanwendungen enthalten sein. Es ist außerdem klar, dass das System an andere Kommunikationsstandards, wie zum Beispiel dem CAN-Standard, adaptiert sein kann. Gemäß dem LIN-Standard, wie gezeigt, ist das physikalische LIN-Bus-Medium ein einzelner Draht, der über den Abschlusswiderstand (pull-up) 7 an einen positiven Spannungspegel angeschlossen ist, der in Automobilanwendungen typischerweise der positive Batterieknoten ist. Der Ruhezustand (Kommunikationsimpuls aufgehoben) ist hoch, oder rezessiv, und der aktive Zustand (Kommunikationsimpuls behauptet) ist niedrig, oder dominant.
Der Senderknoten umfasst eine Ausgangsstufe 9, die eine Diode 10, deren positiver Pol an die positive Spannungsversorgungsleitung 2 angeschlossen ist und deren negativer Pol an einen Anschluss eines Widerstandes 11 angeschlossen ist, die Emitter- und Kollektoranschlüsse eines PNP-Transistors 12, die zwischen den anderen Anschluss des Widerstandes 11 und die Masseleitung 3 geschaltet sind, umfasst.
Der Signalgenerator umfasst außerdem eine Eingangsstufe 13. Ein Rechteckimpulsdatensignal TX wird an einen Eingangsanschluss 14 angelegt, der angeschlossen ist, um das Öffnen und Schließen eines an die Masseleitung 3 angeschlossenen Schalters 15 zu steuern. Eine erste Stromquelle 16 ist durch den Schalter 15 zur Masse in Reihe an eine zweite Stromquelle 17 angeschlossen. Die Verbindung 18 zwischen den Stromquellen 16 und 17 ist an einen Pol eines Kondensators 19 angeschlossen, dessen anderer Pol an die Masseleitung 3 angeschlossen ist. Ein Spannungsformgenerator 20 empfängt eine Triggereingabe von dem Datensignaleingangsanschluss 14 und steuert die durch die Stromquellen 16 und 17 weitergegebenen Ströme, so dass sich die Ströme, wie schematisch angezeigt, schrittweise ändern. Der durch die Quelle 17 weitergegebene Strom ist 2·I_SH, wenn der Schalter 15 geschlossen ist, wobei I_SH der durch die Stromquelle 16 weitergegebene Strom ist.
Unter Betriebsbedingungen wird der Kondensator auf die Spannung der Versorgungsleitung 2 aufgeladen, während das Eingangssignal bei dem Anschluss 14 aufgehoben wird. Wenn das Eingangssignal TX bei dem Anschluss 14 behauptet wird, ist der Schalter 15 geschlossen und der durch die Stromquellen 16 und 17 zugeführte Netzstrom I_SH nimmt schritt weise zu, um den Kondensator 19 zu entladen, wobei die Spannung an dem Kondensator 19 als eine Funktion des Integrals des Stroms I_SH abnimmt. Bei der abfallenden Flanke des Eingangsimpulses wird der Schalter 15 geöffnet und der zu dem Kondensator 19 fließende Netzstrom, nur von der Stromquelle 16, wird umgekehrt und nimmt schrittweise zu, bis der Kondensator voll aufgeladen ist.
In der Praxis ist die Größenordnung des Stroms I_SH niedrig, typischerweise zum Beispiel maximal 10 Mikroampere, und aufgrund dieser hohen Impedanz der Eingangsstufe sind mehrere Nachfolgerstufen 21 erforderlich. Die Nachfolgerstufen 21 legen einen Strom proportional zu der Spannung an dem Kondensator 19 an der Basis des Transistors 12 an, um so das Ausgangssignal an den LIN-Bus 1 anzulegen.
Die Verwendung des digitalen Stromformgenerators 20 gewährleistet, dass verschiedene Formen der ansteigenden und abfallenden Flanken des an den LIN-Bus 1 angelegten Signals synthetisiert werden. Der Signalgenerator gewährleistet somit, dass die Kommenden der Rechteckeingangsimpulse gerundet werden. Die schrittweise Natur des Ladestroms des Kondensators 19 führt hohe Raten einer Änderung des Ladestroms mit der Zeit und Oberwellen der Basisfrequenz der Impulsflanke auf dem LIN-Bus 1 ein. Außerdem ist der Stromformgenerator 20 eine relativ komplexe Schaltung, die typischerweise mehrere Spannungskomparatoren enthält. Darüber hinaus sind die Stromquellen 16 und 17 dem vollen Bereich von Spannungen an dem Kondensator 19 ausgesetzt, wodurch der Halbleiterbereich der Elemente zunimmt, der erforderlich ist, um den hohen Spannungen standzuhalten.
2 zeigt einen Signalgenerator in einem Sender gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, der von dem in unserer ebenfalls anhängigen Europäischen Patentanmeldung EP 02292729,7 beschriebenen Signalgenerator abgeleitet ist. Es ist jedoch klar, dass die Prinzipien der vorliegenden Erfindung außerdem auf andere Signalgeneratoren anwendbar sind. Der Empfängerknoten wird noch einmal bei 5 und der Senderknoten bei 4 gezeigt, mit einer Ausgangsstufe 9. Eine einzelne Nachfolgerstufe 21 legt an die Basis des Transistors 12 der Ausgangsstufe 9 einen Strom an, der zu der Spannung an dem Kondensator C eines Integrators 19' proportional ist.
Die Spannung an dem Integrator 19' wird außerdem einem Spannungsgenerator 22 in einer Rückkopplungsschleife zugeführt. Der Spannungsgenerator 22 erzeugt eine erste Spannung V_L, die gleich der Spannung V_o an dem Integrator 19' bis hinauf zu einem Klemmwert von, in diesem Beispiel, 5 Volt ist, und eine zweite Spannung V_H, die gleich der Versorgungsspannung V_SUP minus der Spannung V_o an dem Integrator 19' ist, wobei die Spannung V_H auch auf den selben Klemmwert begrenzt ist. Eine Auswahlschaltung 23 erzeugt eine Rückkopplungsspannung V_E durch Auswählen des niedrigeren der zwei Werte V_L oder V_K. Die Rückkopplungsspannung V_E wird an einen Widerstand R in einem Rückkopplungsstromgenerator 24 angelegt, um so einen Rückkopplungsstrom I_E zu erzeugen, der gleich V_E/R ist, wobei der Rückkopplungsstrom I_E auf einen Klemmwert I_MAX begrenzt ist. Der Rückkopplungsstrom I_E wird an einen Ladestromgenerator 25 angelegt, der den Rückkopplungsstrom I_E selektiv umkehrt, um einen Ladestrom I_C zu erzeugen, der an den Integrator 19' angelegt wird. Das Eingangssignal wird angelegt, um den Spannungsgenerator 22 zu triggern und den Ladestromgenerator 25 zu steuern.
Der Spannungsgenerator 22, die Auswahlschaltung 23, der Rückkopplungsstromgenerator 24 und der Inverter 25 bilden eine Rückkopplungsschleife. Unter Betriebsbedingungen wird bei der ansteigenden Flanke des Rechteckdatenimpulses, der an dem Eingangsanschluss 14 angelegt wird, die Spannung an dem Integrator 19', ursprünglich bei der Versorgungsspannung V_SUP, an den Spannungsgenerator 22 angelegt. Die Spannung V_H ist ursprünglich kleiner als die Spannung V_L und wird durch die Auswahlschaltung 23 ausgewählt. Die an den Widerstand R in dem Rückkopplungsstromgenerator 24 angelegte Rückkopplungsspannung V_E erzeugt einen Rückkopplungsstrcm I_E, der durch den Inverter 25 an den Integrator 19' in einer Richtung angelegt wird, um so die Ladung des Kondensators C und somit der Spannung V_O zu verringern. Dementsprechend nehmen die Spannungen V_H und V_E exponentiell zu, bis die Klemmspannung des Generators 22 erreicht ist. Die Rückkopplungsspannung V_E und der Rückkopplungsstrom I_E werden dann bei konstanten Werten gehalten, so dass die Spannung V_O fortfährt abzunehmen, jedoch linear mit der Zeit. Wenn die Spannung V_L kleiner als die Spannung V_H wird, wählt die Auswahlschaltung 23 die Spannung V_L aus. Die Spannung V_E nimmt dann exponentiell mit der Zeit ab, so dass der Rückkopplungsstrom I_E ebenfalls exponentiell mit der Zeit abnimmt und sich die Spannung V_O an dem Integrator 19' stufenweise immer langsamer verändert, bis der Rückkopplungsstrom I_E einen Minimalwert I_MIN erreicht
Der Halbzyklus wird dann bei der abfallenden Flanke des Eingangsimpulses wiederholt, wobei der Ladestrom I_C durch den Inverter 25 umgekehrt wird, so dass sich die Spannung V_O an dem Integrator 19' stufenweise der Spannung V_SUP nähert.
In dieser Ausführungsform der vorliegenden Erfindung werden die Spannungen V_H und V_L mit einem angelegten Offset erzeugt, so dass ihr minimaler Wert gleich V_MIN ist und niemals bis auf Null zurückgeht. Der Rückkopplungsstromgenerator 24 erzeugt den Rückkopplungsstrom I_E mit einem entsprechenden Minimalwert I_MIN. Wenn der Inverter 25 den Rückkopplungsstrom I_E in Reaktion auf eine Flanke des Rechteckeingangssignals TX umkehrt, passiert der an den Integrator 19' angelegte geformte Strom I_S zwischen den positiven und negativen Werten ±I_MIN.
Eine bevorzugte Ausführungsform des in 2 gezeigten Signalgenerators wird in 3 dargestellt. Der Spannungsgenerator 22 umfasst ein erstes Spannungsgeneratorelement 26, dessen Eingang geschaltet ist, um die V_O-Spannung an dem Integrator 19' zu empfangen, und ein zweites Spannungsgeneratorelement 27, das über einen umgekehrten Eingang, der geschaltet ist, um die Spannung V_O zu empfangen, und einen direkten Eingang verfügt, der geschaltet ist, um die Versorgungsspannung V_SUP zu empfangen. Die Ausgabe des ersten Generatorelementes 26 erzeugt die Rückkopplungsspannung V_L und die Ausgabe des zweiten Generatorelementes 27 erzeugt die Rückkopplungsspannung V_H.
Die Auswahlschaltung 23 umfasst ein Paar Dioden 28 und 29, die geschaltet sind, um die Spannungen V_L beziehungsweise V_H auf ihren negativen Polen zu empfangen, wobei die positiven Pole an die Basis eines Transistors 30 angeschlossen sind. Der Kollektor des Transistors 30 ist an eine interne Stromversorgungsleitung 31 angeschlossen, die eine wesentlich niedrigere Spannung als die LIN-Bus-Stromversorgungsleitung 2 hat. Ein Stromgenerator 39 ist zwischen die Versorgungsleitung 31 und die Basis des Transis tors 30 geschaltet. Der Emitter des Transistors 30 ist an einen Anschluss des Widerstandes R des Rückkopplungsstromgenerators 24 angeschlossen.
Der Rückkopplungsstromgenerator 24 umfasst außerdem einen ersten Feldeffekttransistor ('FET') 32, dessen Drain an den anderen Anschluss des Widerstandes angeschlossen ist und dessen Source an die Masseleitung 3 angeschlossen ist. Das Gate des FET 32 ist an das Gate eines weiteren FET 32 angeschlossen, dessen Source ebenfalls an die Masseleitung 3 angeschlossen ist und dessen Drain mit seinem Gate kurzgeschlossen ist und ebenfalls durch einen Stromgenerator 34 an die Spannungsversorgungsleitung 31 angeschlossen ist.
Der Ladestromgenerator und Inverter 25 erzeugt einen geformten Strom I_S und umfasst die ersten und zweiten Stromspiegel 35 und 36, die durch den Strom I_E in dem Transistor 30 und dem Widerstand R, wie durch die Pfeile 37 und 38 angezeigt, getrieben werden, wobei der in dem Spiegel 35 fließende Strom gleich I_E und der in dem Spiegel 36 erzeugte Strom 2·I_E ist. Der Stromspiegel 35 ist direkt an den Integrator 19' angeschlossen und der Spiegel 36 ist durch den Schalter 15 an den Integrator 19' angeschlossen.
Unter Betriebsbedingungen wählen die Dioden 28 und 29 die niedrigeren der Spannungen V_L und V_H bei den Ausgängen der Spannungsgeneratorelemente 26 und 27 aus. Solange die ausgewählte Spannung positiv ist, wird sie an den Widerstand R und den FET 32 angelegt, wobei der FET 33 und der Stromgenerator 34 dazu dienen, den Rückkopplungsstrom I_E bei einem maximalen Wert I_MAX zu klemmen. Der Betrieb des Schalters 15 dient dazu, die Umkehrung des an den Integrator 19' angelegten geformten Stroms I_S auszuwählen oder nicht. Ein Einschaltstrom für den Transistor 30 wird durch den zwischen die Spannungsversorgungsleitung 31 und die Basis des Transistors 30 geschalteten Stromgenerator 39 zur Verfügung gestellt.
Die Integratorschaltung 19' dieser Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird in 4 gezeigt. Der geformte Strom I_S von dem Inverter 25 kommt auf einer Verbindung 48 an, die an das Gate eines FET 49 angeschlossen ist. Die Source des FET 49 ist an die Masse und der Drain des FET 49 ist an den Hochspannungsversorgungsanschluss 2 durch eine Source von konstantem Strom 50 angeschlossen. Der Kondensator C des Integrators, bei 51, ist zwischen die Source und das Gate des FET 49 geschaltet.
Der FET 49 ist ein einfacher Metalloxid-Silizium ("MOS")-Verstärker und die Stromquelle 50 liefert einen Strom in der Größenordnung von 1 mA. Wenige Mikroampere fließen in dem Kondensator 51, wenn er lädt oder entlädt.
Störungen der Spannung V_O bei dem Drain des FET 49 können durch die Stromquelle 50 absorbiert werden, da die Rückkopplungsschleifen, die den FET 49 steuern, das Gate des FET 49 bei einer konstanten positiven Vorspannung halten, die kleiner als der Sättigungswert ist, sowohl in hohen als auch niedrigen stationären Zuständen, wo sich die Spannung V_O nicht ändern soll. Mit anderen Worten, der Integrator 19' präsentiert einer Störung von einer elektromagnetischen Störung eine niedrige Ausgangsimpedanz und präsentiert dementsprechend eine niedrige elektromagnetische Suszeptibilität.
Es ist klar, dass, wenn der geformte Strom I_S in Richtung auf das Gate des FET 49 fließt, die Spannung V_O dazu neigt, abzunehmen, während, wenn der geformte Strom I_S von dem Gate des FET 49 wegfließt, die Spannung V_O dazu neigt, zuzunehmen. Wenn die Spannung V_O die Versorgungsspannung V_SUP oder die Massespannung erreicht, saturiert oder schaltet der FET ab, die Spannung V_O ändert sich nicht mehr, aber die Spannung des Gate des FET 49 fährt fort, anzusteigen und zu fallen. Dies wäre unerwünscht, weil der Kondensator 51 fortfährt, bis zu der nächsten ansteigenden oder abfallenden Flanke des Rechteckeingangssignals TX zu laden, und, da der geformte Strom I_S bei der nächsten Flanke bei einer niedrigen Größenordnung beginnen wird, wird es eine wesentliche Verzögerung geben, bis die Spannung an dem Kondensator 51 einen solchen Wert erreicht, dass der FET 49 einen linearen Betrieb wieder aufnimmt.
Dementsprechend werden zwei weitere Rückkopplungsschleifen, 52 und 53, zur Verfügung gestellt, um während der hohen und niedrigen stationären Zustände der Spannung V_O Strom von der Verbindung 48 abzuleiten.
Die Rückkopplungsschleife 52 umfasst einen NPN-Transistor 54, dessen Basis geschaltet ist, um die Spannung V_O zu empfangen, dessen Kollektor an den Hochspannungsversorgungsanschluss 2 angeschlossen ist und dessen Emitter durch eine konstante Stromquelle 55 an die Masse angeschlossen ist. Der Emitter des Transistors 54 ist an die Basis eines PNP-Transistors 56 angeschlossen, dessen Emitter an den Hochspannungsversorgungsanschluss 2 durch einen Widerstand 57 angeschlossen ist, an den die Differenz zwischen der Spannung V_O und der Hochspannungsversorgung V_SUP angelegt wird, wobei sich die Basisemitterspannungen der Transistoren 54 und 56 gegenseitig aufheben. Der Kollektor des Transistors 56 ist an Masse angeschlossen, durch die Drain-Source-Anschlüsse eines FET 58, dessen Gate an seinen Drain angeschlossen ist und der in einem PNP-Stromspiegelpaar an einen FET 59 angeschlossen ist, dessen Gate an das Gate des FET 58 angeschlossen ist, dessen Source an Masse angeschlossen ist und dessen Drain an den Niederspannungsversorgungsanschluss 31 durch eine konstante Stromquelle 60 angeschlossen ist. Die Verbindung zwischen der Stromquelle 60 und dem Drain des FET 59 ist an die Verbindung 48 durch eine Diode 61 angeschlossen, die Strom führt, wenn die Spannung des Drain des FET 59 höher als die Spannung der Verbindung 48 ist.
Die Rückkopplungsschleife 53 umfasst einen NPN-Transistor 62, dessen Basis die Spannung V_O empfängt, dessen Emitter durch einen Widerstand 63 an Masse angeschlossen ist und dessen Kollektor durch den Drain-Source-Pfad eines FET 64 an den Niederspannungsversorgungsanschluss 31 angeschlossen ist, dessen Gate an seinen Drain angeschlossen ist, dessen Source an den Niederspannungsversorgungsanschluss 31 angeschlossen ist und der in einem Stromspiegelpaar an einen FET 65 angeschlossen ist. Die Source des FET 65 ist an den Niederspannungsversorgungsanschluss 31 angeschlossen und das Gate des FET 65 ist an das Gate des FET 64 angeschlossen, wobei der Drain des FET 65 durch eine konstante Stromquelle 66 an Masse angeschlossen ist. Der Drain des FET 65 ist an die Verbindung 48 durch eine Diode 67 angeschlossen, die leitet, wenn die Spannung des Drain des FET 65 niedriger als die Spannung der Verbindung 48 ist.
Wenn eine Flanke des an den Anschluss 14 angelegten Rechteckeingangssignals TX den geformten Strom I_S veranlasst, in Richtung auf das Gate des FET 49 und des Kondensators 51 zu fließen, um so darauf abzuzielen, den Kondensator 51 zu entladen, wird die Spannung V_O verringert, bis sie einen Wert erreicht, der im Wesentlichen gleich der Basisemitterspannung des Transistors 62 ist. Um die Spannung V_O trotz irgendwelcher Interferenzstörungen bei diesem Wert zu halten, hält die Schaltung einen kleinen Wert des geformten Strom I_S aufrecht, der in Richtung auf das Gate des FET 49 fließt. Der in dem Widerstand 63 fließende Strom ist proportional zu der Spannung V_O und dieser Strom fließt auch in dem FET 64 und wird in dem FET 65 als ein Strom I_LC neu hergestellt. Sobald I_LC kleiner als der Strom I_REF1 wird, der in der konstanten Stromquelle 66 fließt, wird die Diode 67 leitend und leitet überschüssige Mengen des geformten Stroms I_S von dem Kondensator 51 ab. Unter dieser Bedingung hält die Rückkopplungsschleife 53 den FET 49 vorgespannt, um einen Drain-Source-Strom im Wesentlichen gleich dem aufrecht zu erhalten, der durch die Stromquelle 50 erzeugt wird, und der in dem Kondensator 51 fließende Ladestrom wird im Wesentlichen auf Null verringert.
Bei einer Flanke des Rechteckeingangssignals TX, solcher Art, dass die Spannung V_O beginnt anzusteigen, fließt der geformte Strom I_S von dem Gate des FET 49 und dem Kondensator 51 weg. Die Spannung V_O steigt in Richtung auf V_SUP an, um die Spannung V_O während der stationären Zustände des Rechteckeingangssignals TX bei einem hohen Wert zu halten, die Schaltung behält einen kleinen Strom I_S, der von dem Gate des FET 49 während des stationären Zustandes des Signals TX wegfließt. Wenn die Differenz zwischen der Spannung V_O und der Hochspannungsversorgung V_SUP die Basisemitterspannung des Transistors 56 erreicht, verringert sich der Strom, der in dem Widerstand 57 und dem FET 58 fließt, und der Strom I_HC, der in dem FET 59 fließt, in Richtung auf Null. Sobald I_HC kleiner als der Strom I_REF2 wird, der in der Stromquelle 60 fließt, wird die Diode 61 leitend und überschüssige Mengen des geformten Stroms I_S werden durch die Stromquelle 60 von der Verbindung 48 abgeleitet, um so den FET 49 noch in einem linearen Betrieb zu halten, ohne zu sättigen, und wieder ist der in dem Kondensator 51 fließende Ladestrom im Wesentlichen gleich Null.
Es wird nun auf 5 Bezug genommen, während sich die Größe der Spannung V_O zwischen zwei Grenzwerten befindet und der Rückkopplungsstrom I_S kleiner als ein Maximalwert I_MAX ist, variiert der geformte Strom I_S während einer ersten Phase 40, die bei der ansteigenden Flanke des Datensignals bei dem Anschluss 19 beginnt, wie folgt:
wo V die Spannung an dem Kondensator 51 ist. Dementsprechend nimmt die Spannung V_O während dieser ersten Phase als eine exponentielle Funktion der Zeit ab, wobei ihre Abnahmerate stufenweise ansteigt.
Während einer zweiten Phase 41 variiert der geformte Strom I_S wie folgt:
Dementsprechend nimmt die Spannung V_O während der zweiten Phase 41 linear mit der Zeit ab.
Während einer dritten Phase 42 fährt die Spannung V_O fort, als eine exponentielle Funktion der Zeit abzunehmen, wobei jedoch ihre Änderungsrate stufenweise abnimmt. Die Spannung V_O bleibt nachfolgend während einer vierten Phase 43 konstant. Es ist klar, dass während der drei Phasen 40 bis 42 der geformte Strom I_S und der Ladestrom I_C über kontinuierliche Größen verfügen, die progressive Funktionen der V_O sind, so dass die Änderungsrate der V_O nie Maximalwerte überschreitet, was bei schrittweisen, diskontinuierlichen Änderungen im Ladestrom der Fall wäre. Die nachfolgenden Phasen 44, 45 und 46 spiegeln die Phasen 42, 41 und 40, wobei der Strom umgekehrt ist, so dass der Kondensator in Reaktion auf die abfallende Flanke des Datensignals TX bei dem Anschluss 14 stufenweise auf die V_SUP aufgeladen wird.
Der Ladestrom ist proportional zu der Rückkopplungsspannung V_E von der Auswahlschaltung 23 geteilt durch den Wert des Widerstandes R, bis der Strom den durch den Generator 34 und den FET 33 definierten Maximalwert I_MAX erreicht. Dieser Halbzyklus einer Variation der Ausgangsspannung entspricht einer engen Annäherung an einen reinen sinusförmigen Halbzyklus, so dass elektromagnetische Emissionen auf dem LIN-Bus 1 auf eine einzige Basisfrequenz mit geringem Beitrag von Oberwellen dieser Basisfrequenz begrenzt werden. Die Basisfrequenz ist eine relativ niedrige Frequenz, die leicht so ausgewählt werden kann, dass sie mit akzeptablen Standards kompatibel ist.
In den stationären Zuständen des Rechteckeingangssignals TX, wenn die Größe der Spannung V_O einen niedrigeren Grenzwert als in der Phase 43 von 5 erreicht, wird der geformte Strom I_S durch den FET 65 und die Stromquelle 66 abgeleitet, so dass der Lade-/Entladestrom I_C in dem Kondensator 51
beträgt, wobei k₁ durch den Widerstand des Widerstandes 63 definiert ist.
Wenn die Größe der Spannung V_O einen oberen Grenzwert erreicht, ist der Lade-/Entladestrom I_C in dem Kondensator 51:
wobei k₂ durch den Widerstand des Widerstandes 57 definiert ist.
6 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform der Folgestufe 21 ausführlicher. Aufgrund der niedrigen Impedanz des Integrators 19', wird in dieser bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ein einzelner NPN-Transistor 68 verwendet, dessen Basis geschaltet ist, um die Spannung V_O von der Stromquelle 50 und dem FET 49 zu empfangen, dessen Kollektor an den Hochspannungsversorgungsanschluss 2 angeschlossen ist und dessen Emitter an die Basis des Ausgangsleistungstransistors 12 angeschlossen ist. Eine Rückkopplungsschleife wird durch Bilden eines zweiten Kollektors 69 auf dem Transistor 12 zur Verfügung gestellt und ein Widerstand 70 ist zwischen den zweiten Kollektor 69 und die Masse geschaltet. Die Verbindung zwischen dem Kollektor 69 und dem Widerstand 70 ist an die Source eines NPN-FET 71 angeschlossen, dessen Drain durch eine konstante Stromquelle 72 an die Niederspannungsversorgung angeschlossen ist, die gemeinsame Basis der FETs 71 und 73 ist an den Drain des FET 71 angeschlossen, die Source des FET 73 ist an Masse angeschlossen und der Drain des FET 73 ist an die Basis des Transistors 12 angeschlossen. Der NPN-Nachfolgertransistor 68 ist nur in der Lage, Strom in dieser Konfiguration zu liefern, und die Stromspiegelanordnung mit den FETs 71 und 73 ist eingerichtet, um den Basisstrom des Leistungstransistors 12 herunter zu ziehen. Die Schaltung ist eingerich tet um über schnelle Reaktionen zu verfügen, da die parasitische Störstromeingabe bei Frequenzen stattfinden kann, die zum Beispiel von 1 bis 100 MHz reichen kann. Im Besonderen ist die Schaltungsanordnung eingerichtet, um die LIN-Ausgabenspannung unter dem Schwellenwert des LIN-Empfängers zu halten, wenn V_O niedrig ist, sogar wenn zum Beispiel ein Störstrom von einigen hundert Milliampere in diesem Frequenzbereich kontrolliert wird.

Claims

Sender (4) für ein geschaltetes Signal mit kontrollierter Form auf einer Kommunikationsleitung (1), der Signalerzeugermittel umfasst, die Kondensatormittel (C) und Rückkopplungsschleifenmittel umfassen, die auf eine Spannung an den Kondensatormitteln (C) und auf ein Eingangssignal (TX) ansprechen, zum Zuführen eines geformten Stromes (I_S) zum Laden der Kondensatormittel (C), zum Definieren einer Flanke des geschalteten Signals, und der Signalerzeugungsmittel (9, 21) umfasst, die auf die Kondensatorspannung ansprechen, zum Anlegen des geschalteten Signals mit kontrollierter Form an die Leitung, dadurch gekennzeichnet, dass die Signalerzeugermittel Verstärkermittel (49) umfassen, die über einen Eingangsanschluss und einen Ausgangsanschluss verfügen, an denen die Kondensatormittel (C) angeschlossen sind und an denen sie eine Verstärkerausgangsspannung (V_O) erzeugen, wobei die Rückkopplungsschleifenmittel mindestens in stationären Zuständen des Eingangssignals (TX) einer Aufrechterhaltung eines minimalen Wertes des geformten Stromes (I_S) dienen, wobei die Signalerzeugermittel erste und zweite Stromumleitungsmittel (52, 53) umfassen, die mindestens in den stationären Zuständen in Reaktion auf relative Größen der Ver stärkerausgangsspannung (V_O) und erste beziehungsweise zweite Grenzspannungen wirken, zum Steuern der Zuführung eines geformten Stromes (I_S) zu den Verstärkermitteln und den Kondensatormitteln (C), um so darauf abzuzielen, ein Laden und Entladen der Kondensatormittel (C) in den stationären Zuständen zu verringern und eine Größe des stationären Zustandes der Verstärkerausgangsspannung (V_O) auch gegen Schwankungen aufrecht zu erhalten, die durch elektromagnetische Störungen auf der Kommunikationsleitung hervorgerufen werden.
Sender gemäß Anspruch 1, wobei die ersten und zweiten Umleitungsmittel (52, 53) erste und zweite variable Stromerzeugermittel (54–59, 62–65) zum Erzeugen von ersten und zweiten variablen Strömen (I_HC, I_LC), die Funktionen der relativen Größen der Verstärkerausgangsspannung (V_O) und der ersten beziehungsweise zweiten Grenzspannungen sind, erste und zweite Referenzstromerzeugermittel (60, 66) zum Erzeugen erster und zweiter Referenzströme (I_REF1, I_REF2) und erste und zweite unidirektionale Mittel (61, 67) zum selektiven Koppeln der jeweiligen Stromerzeugermittel (54–60, 62–66) an die Verstärkermittel (49) und die Kondensatormittel (C), in Reaktion auf relative Größen der jeweiligen variablen Ströme (I_HC, I_LC) und Referenzströme (I_REF1, I_REF2) umfassen.
Sender gemäß Anspruch 1 oder 2, wobei die Verstärkermittel (49) eine hohe Eingangsimpedanz zeigen, wobei die zwischen dem Ausgang des Verstärkers (49) und einem ersten Versorgungsanschluss (3) gezeigte Impedanz eine Funktion der Spannung an einem Eingang des Verstärkers ist, und wo bei ein Ausgang des Verstärkers (49) mit einem zweiten Versorgungsanschluss (2) durch eine Quelle eines im Wesentlichen konstanten Stromes (50) verbunden ist.
Sender gemäß Anspruch 1 oder 2, wobei die Signalerzeugungsmittel (9, 21) umfassen: erste und zweite Transistorstufen (68, 12) in einer kaskadierten Spannungsfolgerkonfiguration, eine Quelle für einen im Wesentlichen konstanten Steuerstrom (72), eine positive Rückkopplungsschleife (69–71) zum Rückkoppeln einer positiven Rückkopplungsspannung, die eine Funktion einer Ausgangsspannung von der zweiten Transistorstufe (12) mit einer Verstärkung kleiner als Eins ist, und Mittel (73) die auf die Summe eines Stromes ansprechen, die eine Funktion der Rückkopplungsspannung und des Steuerstromes zum Steuern einer Zuführung von Strom zu einem Eingang der zweiten Transistorstufe (12) ist, um so darauf abzuzielen, die Größe des geschalteten Signals mit kontrollierter Form, das an die Kommunikationsleitung angelegt wird, als eine Funktion der Verstärkerausgangsspannung (V_O) gegen Schwankungen aufrecht zu erhalten, die durch elektromagnetische Störungen auf der Kommunikationsleitung hervorgerufen werden.