DE60206501T2

DE60206501T2 - Mehrzweigigdiskriminatormodul für ein navigationssystem

Info

Publication number: DE60206501T2
Application number: DE60206501T
Authority: DE
Inventors: Robert Schweikert; Thomas WÖRZ
Original assignee: Agence Spatiale Europeenne
Current assignee: Agence Spatiale Europeenne
Priority date: 2001-06-25
Filing date: 2002-06-19
Publication date: 2006-07-27
Anticipated expiration: 2022-06-20
Also published as: FR2826528A1; EP1400028B1; US8050309B2; JP2004531178A; ES2250675T3; CA2450940A1; WO2003003603A1; JP4133808B2; DE60206501D1; FR2826528B1; US20040240530A1; CA2450940C; EP1400028A1

Description

Die vorliegende Erfindung hat ein Mehrzweig- oder Mehrwegediskriminatormodul für ein Navigationssystem sowie ein Navigationssystem zum Gegen stand, das ein solches Modul umfasst.
In den letzten zehn Jahren haben die Modulationssysteme mit verteiltem Spektrum und direkter Sequenz (DS/SS) zunehmend an Bedeutung gewonnen.
Gegenwärtig wird diese Technik nicht nur in den satellitengestützten Navigationssystemen GPS und GLONASS eingesetzt, sondern wurde auch in erd- und satellitengebundene Kommunikationssysteme, beispielsweise den US-Standard IS-95 GLOBALSTAR und jüngst in die dritte Generation von Mobiltelefonen nach dem UMTS-Standard, sowie in das europäische Satellitennavigationssystem GALILEO übernommen.
Das Konzept der DS/SS-Modulation, z.B. die Zweiphasenmodulation BPSK, setzt die Einführung eines Pseudozufallsrauschcodes PRN ein, was zur Folge hat, dass das sich daraus ergebende Signal einen Durchlassbereich hat, der größer ist als ein Signal, das nur die Datenzeichen übertragen würde. Dahingehend wird die spektrale Leistungsdichte des Signals "verteilt".
Im Empfänger wird ein lokal erzeugtes Duplikat des übertragenen PRN-Codes mit der Phase des Codes des empfangenen Signals abgeglichen. Insbesondere ist in den Navigationsempfängern eine Abgleichung der Phase des Codes wichtig, um die Ankunftszeit TOA genau zu bestimmen, die für die Bestimmung der geometrischen Entfernung zwischen Sender und Empfänger verwendet wird. Sobald der Abgleich durchgeführt ist, ist die Bewertung der Phase der Trägerfrequenz und die Bestimmung der Zeichen der übertragenen Daten möglich.
Dieser Abgleich findet auf klassische Weise in einem Empfänger mittels eines Phasensperrkreises DLL statt ("Delay-Locked-Loop"), wovon ein Beispiel im Artikel von M. SIMON et al. beschrieben ist, der im Schriftstück "Spread Spectrum Communications Handbook" veröffentlicht ist, das von McGRAWHILL, integrierte 2. Ausgabe 1994 veröffentlicht wurde.
Dieser Abgleich verwendet das Ergebnis einer Korrelation zwischen dem empfangenen Signal und vorauseilenden E und verzögerten L Versionen eines lokal generierten Referenzcodesignals, um ein Fehlersignal zu berechnen, das proportional zum Phasenfehler des Codes ist (Differenz zwischen der geschätzten Phase des Codes und der empfangenen Phase).
Dieses Fehlersignal soll angeben, in welche Richtung die Phase des Referenzsignals verschoben werden soll (nach vorn oder hinten), um synchron mit dem empfangenen Signal zu sein. Ein Abstand zwischen den vorauseilenden Codes E und den verzögerten Codes L beträgt im Allgemeinen ein Bit einer Pseudozufallsrauschfrequenz ("Chip").
Die Signale von der Art SRC (die als Spektrum eine überhöhte Kosinuskurve haben) sind im UMTS-Standard definiert. Diese Art von SRC-Signalen kann auch in das vorstehend angesprochene GALILEO-System übernommen werden. Ein digitaler Empfänger, der diese Signale einsetzt, ist im Artikel von R. de GAUDENZI of al. beschrieben, der den Titel trägt "A Digital Chip Timing Recovery Loop for Band-Limited Direct-Sequence Spread-Spectrum Signals" und in IEEE Trans. on Comm., Band 41, Nr. 11, S. 1760–1769, November 1993 veröffentlicht wurde.
Die Genauigkeit der Messung der Ankunftszeit wird durch das Vorhandensein einer von den mehreren Strecken hervorgerufenen Verzerrung negativ gestört, und daraus folgt im Falle der Telemetrie eine Abnahme der Genauigkeit der Positionsbestimmung und im Falle der Übertragung von Daten eine erhöhte Bit- oder Rasterfehlerquote. Dies trifft insbesondere dann zu, wenn die Mehrstreckenverzerrung im Wesentlichen durch eine einzige Reflexion dargestellt wird, die von einem Punkt stammt, der sich in der unmittelbaren Umgebung des Empfängers mit einer schwachen Dynamik befindet.
Die Überlagerung der direkten und reflektierten Signale kann somit Zittern ("jitter") verursachen, das die Messungen der Ankunftszeit TOA der DLL-Schleife beeinträchtigt.
Daraus folgt, dass die Techniken, die es ermöglichen, die Auswirkung dieser mehreren Strecken auf die Bestimmung der Phase des Codes zu reduzieren, vor allem auf dem Gebiet der Navigation von höchstem Interesse sind.
Bislang wurden diese Ausgleichsverfahren für die mehreren Strecken, die für die Telemetrie bestimmt sind, im Wesentlichen im Rahmen von GPS-Empfängern entwickelt.
Von daher nutzt eine große Anzahl dieser Algorithmen die Tatsache, dass die Scheinleistung ("Chip Rate") des öffentlich verfügbaren Codes C/A viel schwächer ist als der Durchlassbereich der Übertragung. Es ist also von Vorteil, den zeitlichen Versatz zwischen den vorauseilenden E und verzögerten L Referenzcodesignalen zu reduzieren, bis sie einen Wert haben, der unter einem Bit einer Scheinrauschsequenz ("One Chip Duration") liegt, um den durch die mehrstrahligen Strecken induzierten Fehler zu reduzieren.
Da das Frequenzspektrum strikt auf das 1 + β-fache der Scheinleistung des Codes beschränkt ist (wobei β den Dämpfungsfaktor der SRC-Impulse bezeichnet), sind im Rahmen der Systeme der Art SRC die vorstehend angegebenen Verfahren nicht wirkungsvoll, um die mehrstrahligen Strecken auszugleichen.
Im Übrigen wurde im Artikel von Philip G. MATTOS mit dem Titel "Multipath elimination for the low-cost consumer GPS", veröffentlicht im Protokoll der Konferenz ION GPS 1996 in Kansas City, S. 665–671 vorgeschlagen, die vorauseilenden E und verzögerten L Korrelationspunkte durch zwei vorauseilende Korrelationspunkte zu ersetzen. Dieser Artikel gibt jedoch keine Mittel zur Implementierung dieser Technik an.
Die vorliegende Erfindung hat ein Diskriminatormodul zum Gegenstand, das sich für eine Verwendung in einem Kommunikations- oder Navigationssystem mit verteiltem Spektrum, und insbesondere gemäß einer Modulation von der Art SRC eignen soll.
Nach einer ersten Variante betrifft die Erfindung ein Mehrzweig- oder Mehrwegediskriminatormodul für ein Kommunikations- und/oder Navigationssystem, das eine Modulation an einem verteilten Spektrum vornimmt, welches Modul einen Eingang aufweist, der dazu ausgelegt ist, Navigationssignale zu empfangen, eine Abtasteinrichtung, um Abtastsignale mit einer Frequenz zu liefern, die das Doppelte der Scheinfrequenz fc des Codes der Signale beträgt, sowie ein Submodul zur Berechnung eines Fehlersignals e_k aus den Abtastsignalen und einem örtlich erzeugten Zuteilungscode C|K|L, dadurch gekennzeichnet, dass
K_β = Konstante
wobei β den Abschwächungsfaktor des Signals SRC bezeichnet.
Nach einer zweiten Variante betrifft die Erfindung ein Mehrzweig- oder Mehrwegediskriminatormodul für ein Kommunikations- und/oder Navigationssystem, das eine Modulation an einem verteilten Spektrum vornimmt, welches Modul einen Eingang aufweist, der dazu ausgelegt ist, Navigationssignale zu empfangen, eine Abtasteinrichtung, um Abtastsignale mit einer Frequenz zu liefern, die das Doppelte der Scheinfrequenz fc des Codes der Signale beträgt, sowie ein Submodul zur Berechnung eines Fehlersignals e_k aus den Abtastsignalen und einem örtlich erzeugten Zuteilungscode C|K|L, dadurch gekennzeichnet, dass
K_β = Konstante
wobei β den Abschwächungsfaktor des Signals SRC bezeichnet.
Nach einer dritten Variante betrifft die Erfindung ein Mehrzweig- oder Mehrwegediskriminatormodul für ein Kommunikations- und/oder Navigationssystem, das eine Modulation an einem verteilten Spektrum vornimmt, welches Modul einen Eingang aufweist, der dazu ausgelegt ist, Navigationssignale zu empfangen, eine Abtasteinrichtung, um Abtastsignale mit einer Frequenz zu liefern, die das Doppelte der Scheinfrequenz fc des Codes der Signale beträgt, sowie ein Submodul zur Berechnung eines Fehlersignals e_k aus den Abtastsignalen und einem örtlich erzeugten Zuteilungscode C|K|L, dadurch gekennzeichnet, dass
β = Konstante
wobei β den Abschwächungsfaktor des Signals SRC bezeichnet.
In Jedem der vorstehenden Fälle bezeichnet h b / k die Impulsantwort eines Tiefpassfilters.
Das Diskriminatormodul kann dadurch gekennzeichnet sein, dass
Bei jeder der vorstehenden drei Varianten kann t1 = 1,5 und t2 = 0,5 sein.
Die Erfindung betrifft auch ein Navigationssystem, das dadurch gekennzeichnet ist, dass es ein wie vorstehend definiertes Diskriminatormodul aufweist.
Schließlich betrifft die Erfindung noch ein Navigationssystem, das dadurch gekennzeichnet ist, dass es ein Diskriminatormodul aufweist, welches ein Fehlersignal e'_k erzeugt, das in an sich bekannter Weise aus Abtastsignalen Z + / K und Z – / K eine Korrektur im geschlossenen Regelkreis sicherstellt, dem ein wie vorstehend definiertes Diskriminatormodul zugeordnet ist, um in einem offenen Regelkreis aus einem Fehlersignal e_k ein Korrektursignal für den Phasenausgang des Codes zu erzeugen.
Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung werden beim Lesen der folgenden als nicht einschränkendes Beispiel wiedergegebenen Beschreibung in Verbindung mit den Zeichnungen deutlicher:
1 stellt den Einfluss eines Mehrwegesignals dar, das einen direkten und mindestens einen reflektierten Weg umfasst;
2 ist ein Blockschema einer DLL-Schleife nach dem vorstehend angesprochenen Artikel von R. de GAUDENZI et al.;
die 3a und 3b stellen eine Kurve der Autokorrelationsfunktion g(t) für ein Modul nach 1 bzw. nach der Erfindung dar;
4 stellt ein Blockschema einer DLL-Schleife dar, die ein erfindungsgemäßes Diskriminatormodul enthält; und
5 ist ein Blockschema einer DLL-Schleife, die einen herkömmlichen Diskriminator sowie ein Diskriminatormodul nach der vorliegenden Erfindung enthält.
Ein Signal S_T(t) im Basisband mit in Direktsequenz (DS-SS) verteiltem Spektrum ist durch die Formel 3-1 dargestellt, wobei das Verteilungscodewort eine Länge von 2 Bits der Scheinrauschsequenz (oder "Chips") hat, und jedes Datenzeichen dp, q, iM/L Verteilungscodewörter darstellt.
Die Faktoren a und b sind in den folgenden Fällen
wobei

P_S: übertragene Leistung
d_P/Q,i: Datenzeichen (d_P/Q,i∊[–1, 1]))
c_P/Q,i: Bit ("chip") eines Verteilungscodeworts mit der Länge L (c_P/Q,i∊[–1, 1])
T_c = 1/f_c: Dauer eines Bits einer Scheinrauschsequenz (oder Dauer eines "Chips")
g_T(t): Impulsform eines beispielsweise SRC-Bits oder "Chips"
M: Länge der Datenzeichen in der Dauer eines Bits oder "Chips"

⌊i⌋_M = int(i/M)
|i|_M = imodM

Nach Übertragung über einen Kanal mit Hinzufügung von Gauß'schem Weißrauschen (AWGN), das eine symmetrische Spektraldichte N_o/2 aufweist, ist das gefilterte Empfangssignal durch die Formel (3-2) gegeben
wobei

g(t) = g_T(t)⊗g_T(t): die Impulsform eines Bits oder "Chips" nach dem Filtern und ⊗ eine Faltung bezeichnet.
g(t): stellt somit die Autokorrelationsfunktion von g_T(t) dar.
Δω(t): bezeichnet die Restabweichung der Trägerwellenfrequenz nach Mischen des Signals im Basisband.
ϕ(t): bezeichnet die Phase der Trägerwelle des empfangenen Signals.

Aufgrund der Ähnlichkeit der Phasen- und Phasenverschiebungskomponenten des Signals nach Formel 3-2, wird wahlweise nur die Phasenkomponente für die Folge beibehalten. Aufgrund dessen wurden die Zeichen p, q, die diese beiden Situationen bezeichnen, beibehalten, um die Schreibweise zu entlasten.
Die Formel 3-2 wird nun beispielsweise für ein System der Art BPSK DS-SS zu:
1 ist ein Modell eines Mehrfachwegs, das sich dazu hernehmen lässt, den Effekt von Mehrfachwegen auf die DLL-Schleife aufzuzeigen. Außer dem direkt vom Satelliten kommenden Signal empfängt die Antenne aufgrund einer Reflexion eine zweite, verzögerte Version desselben Signals, "Mehrwege"-Komponente genannt, wobei die Verzögerung dieses zweiten Signals von der längeren Strecke stammt, die es durchlaufen musste.
Die Summe dieser beiden von der Antenne empfangenen Signale lässt sich durch die folgende Formel ausdrücken: S'T(t) = ST(t – τ) + α·ST(t – τ – Δτ)·exp(jϕ) (3-4)wobei

α: die Abschwächung des reflektierten Signals gegenüber dem direkten Signal ist,
Δτ: die Verzögerung des reflektierten Signals gegenüber dem direkten Signal,
φ = 2π·Δτ·f_c/c: die Phasenverschiebung der Trägerwelle des reflektierten Signals gegenüber dem direkten Signal (c: Lichtgeschwindigkeit, f_c: Frequenz der Trägerwelle).

Nach dem Filtern (siehe Formeln 3.2 und 3.3) erhält man: r(t) = r(t) + α·r(t – Δτ)·exp(jϕ) (3-5)
Die Erklärung erfolgte unter Berücksichtigung einer einzigen Reflexion. In der Praxis kommen jedoch mehrere mehrfachen reflektierten Wegen entsprechende Komponenten vor, die das direkte Signal überlagern.
Das bereits erwähnte Dokument von R. de GAUDENZI et al. setzt eine DLL-Schleife ein, von deren Architektur nachstehend mit Bezug auf 2 noch die Rede sein wird.
Es ist festzuhalten:

– dass sich der A/D-Wandler an einer anderen Stelle befinden könnte;
– dass die Zeitverschiebung, die dazu bestimmt ist, das lokal reflektierte Signal mit dem Empfangssignal abzugleichen, entweder an das lokale Referenzsignal oder an das Empfangssignal angelegt werden kann.

Das Signal im Basisband r(t), das durch Filtern mit einem Kennlinienfilter G_T(f) erhalten wird, wird mit der zweifachen Bit- oder "Chip"-Frequenz abgetastet, d.h. mit 2fc. Die Abtastwerte, die "halbierten ganzen" Zeitpunkten (k + 0,5)Tc + τ entsprechen, werden zur DLL-Schleife geleitet, während die anderen Abtastwerte, die "ganzen" Zeitpunkten kTc + τ entsprechen, zur Punktkorrelation und der Folge der Phase der Trägerwelle und der Demodulation der Daten (NCO-Schaltung) geleitet werden.
Die Abtastwerte, die halbierten ganzen Zeitpunkten entsprechen, ergeben sich durch:
Diese Abtastwerte r_k+0,5 werden entlang von zwei Zweigen geleitet. Im oberen Zweig (in 2) werden die Abtastwerte um ein Bit oder einen "Chip" Tc verzögert, bevor sie mit dem k-ten Verteilungswert C_|k|L multipliziert werden, der lokal durch den Codegeber SCGEN generiert wird. In jedem der Zweige folgt auf diese Multiplikation eine Tiefpassfilterung H^b(z).
Man erhält auf diese Weise die Abtastwerte: Z+k = [rk+1/2·C|K|L]⊗hbk Z–k = [rk-1/2·C|K|L]⊗hbk (3-7)wobei h b / k die Impulsantwort des Tiefpassfilters bezeichnet. Der Durchlassbereich ist in der Praxis nach unten begrenzt durch:

– den Takt f_s (f_s = f_c/M) der Datenzeichen, sonst würde man Nutzenergie verlieren, oder
– die Dynamik zwischen dem Sender und Empfänger; wobei der Abstand zwischen Sender und Empfänger als konstant gegenüber dem Durchlassbereich von H^b(z) angenommen wird.

Das Fehlersignal e_k wird folgendermaßen generiert: ek = |Z–K |2 – |Z+K |2 (3-8)
Um ein Fehlersignal zu erhalten, das von der Funktionsschaltung NCO direkt verwertet werden kann, wird das Signal e_k im Allgemeinen durch ein anderes digitales Filter, das Schleifenfilter, gefiltert, dessen Übertragungsfunktion H^d(z) ist. Nachdem e_k von den Datenzeichen unabhängig ist, werden die Merkmale von H^d(z) hauptsächlich durch die gewünschte Antwort der DLL-Schleife auf die Dynamik zwischen Sender und Empfänger bestimmt, wobei die Phasenschätzschleife imstande sein sollte, eine zunehmende oder abnehmende lineare Distanz zwischen dem Sender und Empfänger ohne Nachfolgerestfehler zu verfolgen.
Das Merkmal n(ε) gibt die Abhängigkeit des Fehlersignals e_k als Funktion des Codephasenfehlers ε an. n(ε) – E[ek|εk = ε∀k] (3.9)
Wenn E[•] die Wahrscheinlichkeit bezeichnet, ergibt sich: n(ε) = g2[(ε – 0,5)Tc] – g2[(ε + 0,5)Tc] (3.10)wobei mit einer SRC-Codierung mit einem Dämpfungsfaktor β g(εT_c) gilt:
Die Autokorrelationsfunktion g(εT_c) mit β = 0,35 ist in 3a gezeigt. Die vorauseilenden E und verzögerten L Abtastungen nach (3.8) sind für ε = 0 (kein Codephasenfehler) angegeben.
Nach Formel (3.10) ist die sich daraus ergebende S-Kurve in 3a dargestellt. Mittels dieser Kurve steuert die DLL-Schleife den Interpolator so, dass das empfangene Signal mit dem lokal erzeugten Signal abgeglichen wird (d.h. ε = 0 ist).
Der erfindungsgemäße Diskriminator (4) setzt zwei vorauseilende Abtastungen E1 (Z^– _K) und E2 (Z^– _K) zu Zeitpunkten (ε – t₁)T_c und (ε – t₂)T_c ein, die gemäß der Formel:
generiert werden,

• wobei
(•) den realen Teil bezeichnet,
• K_β eine Konstante
• S_β eine Verschiebung ist
• Die beiden Abtastwerte E2 und E1 werden definiert (siehe (3.7.)) durch: Z–K = [rk-t2·CP·|K|L]⊗hbk
wobei beispielsweise t₁ = 1,5 und t₂ = 0,5 ist.

Man kann die beiden Abtastwerte auch herstellen, indem das lokale Duplikat des Codes nach der Formel: Z–K = [rk·CP·|(k-t2)|L]⊗hbk Z–K = [rk·CP·|(k-t1)|L]⊗hbk verschoben wird.
Die Verschiebung muss so gewählt sein, dass der erwartete Wert des Fehlersignals E[e_k] Null ist, wenn der Codephasenfehler ε_k Null ist.
Durch Anwenden der Formel (3-12) ergibt sich:
Der Steigungsfaktor K_β wird vorzugsweise so gewählt, dass der Steigungswert
gleich 1 ist, wenn ε_K = 0.
Daraus ergibt sich:
wobei beispielsweise t₁ = 1,5 und t₂ = 0,5 ist.
Wie Formel (3.12) zeigt, ist der erfindungsgemäße Diskriminator e_K unabhängig von der Phase Φ der Trägerwelle. Diese Abhängigkeit wird nämlich dank der Tatsache unterdrückt, dass das Verhältnis Z_K ^––/Z_K ^– hergestellt wird.
Die Autokorrelationsfunktion g(t) für β = 0,35 ist in 3b dargestellt.
Das Diskriminatormodul kann auf zweierlei Weisen verwendet werden:

– entweder kann es direkt einen bekannten Diskriminator ersetzen,
– oder es kann in einen bekannten Diskriminator integriert werden, um in einer offenen Schleife Korrektursignale zu liefern, um den induzierten Mehrwegefehler zu reduzieren.

4 stellt das Blockschema eines DLL-Zweigs dar, der ein erfindungsgemäßes Diskriminatormodul enthält.
Wenn man die 2 und 4 vergleicht, sieht man, dass:

• der Zweig, der in 2 Z_k hervorbringt, durch einen Zweig ersetzt ist, der Z_k ^– mit einem Verzögerungselement mit einer Größenordnung 2T_c hervorbringt;
• die Berechnung des Fehlersignals e_K in Abhängigkeit von Z_k in der Schaltung DISCR mit der Formel 3-12 entsprechend dem erfindungsgemäßen Modul erfolgt.

Im Falle eines Signals von der Art SRC, ist die S-förmige Kurve n(ε) gegeben durch:
mit
wobei beispielsweise t₁ = 1,5 und t₂ = 0,5 ist.
Das Diskriminatormodul entspricht dem angestrebten Verhalten mit einer guten Annäherung, und zwar ist für –0,5ε ≤ 0,5 der Ausgang der S-förmigen Kurve proportional zum Eingang e(e = K·ε).
Indem K_β nach der Formel 3-14 gewählt wird, ergibt sich K = 1 und e = ε.
Das Diskriminatormodul kann für eine Schätzung in einer offenen Schleife verwendet werden, um den Codephasenausgang eines bekannten Moduls, wie beispielsweise durch 4 veranschaulicht, zu korrigieren.
Was das Modul von 4 betrifft, so verfügt man über einen zusätzlichen Zweig mit einem Verzögerungselement 2Tc, um das Signal Z –– / K zu generieren.
Ein digitales Filter H^d _com(z) kann als Tiefpassfilter für den Ausgang des neuen Diskriminatormoduls verwendet werden. Die Funktionsweise der DLL-Schleife bleibt im Vergleich zum Fall der 2 unverändert.
Die Phase des Codes wird durch den Ausgang des neuen Diskriminators korrigiert, der durch das Tiefpassfilter H^d _corr(z) gespeist wird. Da das neue Modul durch die Mehrwege weniger beeinträchtigt wird, kann die in der geschätzten Phase des Codes der DLL-Schleife enthaltene Verschiebung größtenteils korrigiert werden.
Als Variante kann die Formel durch eine Amplitudenfunktion ersetzt werden:
wobei λ eine Zahl ist, die nicht Null ist und zwischen –1 und +1 liegt.
Nach einer anderen Variante kann das Fehlersignal e_k bestimmt werden durch:
Dieser Ausdruck eignet sich besonders für eine Korrektur am offenen Zweig (5). Aufgrund der Durchschnittswirkung der Ausgänge der Tiefpassfilter (Z_K ^– + Z_K ⁺)/2 wird die Rauschleistung in der sich ergebenden Variablen nämlich durch Zwei geteilt, was zu einem schwächeren Rauschen im Signal e_k führt.
Es ist festzuhalten, dass die Abtastzeitpunkte t₁ = 1,5 und t₂ = 0,5 andere Werte haben können und der Abstand t₁ – t₂ zwischen diesen Abtastzeitpunkten anders sein kann als ein Bit oder "Chip".

Claims

Mehrzweigdiskriminatormodul für ein Kommunikations- und/oder Navigationssystem, das eine Modulation an einem verteilten Spektrum vornimmt, welches Modul einen Eingang aufweist, der dazu ausgelegt ist, Navigationssignale zu empfangen, eine Abtasteinrichtung, um Abtastsignale Γ_k mit einer Frequenz zu liefern, die das Doppelte der Scheinfrequenz fc des Codes der Signale beträgt, sowie ein Submodul (DISCR) zur Berechnung eines Fehlersignals e_k aus den Abtastsignalen Γ_k und dem k-ten Wert des örtlich erzeugten Zuteilungscodes, der als C|K|L definiert ist, dadurch gekennzeichnet, dass das Submodul (DISCR) die Berechnung eines Verhältnisses zwischen Korrelationswerten ausführt, das zwei Korrelationswerte (Z –– / K, Z – / K) umfasst, die in Bezug auf den reellen Phasenwert vorauseilen, wobei diese Werte aus einer Korrelation zwischen den Abtastungen des empfangenen Signals und dem Signal des örtlich erzeugten Zuteilungscodes stammen, und zwar nach einer der folgenden Formeln:
wobei λ ≠ 0 und zwischen –1 und +1 liegt

K_β = Konstante h b / k bezeichnet die Pulsfrequenz eines Tiefpassfilters
bezeichnet den Realteil
β bezeichnet den Abschwächungsfaktor des Signals SRC.
Diskriminatormodul nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass:
wobei ε den Phasenfehler des Codes bezeichnet.
Diskriminatormodul nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass t1 – t2 = 1.
Diskriminatormodul nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass t1 = 1,5 und t2 = 0,5.
Diskriminatormodul nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass λ = –1.
Diskriminatormodul nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass λ = +1.
Navigationssystem, das ein Diskriminatormodul aufweist, welches ein Fehlersignal e'k erzeugt, das in an sich bekannter Weise aus Abtastsignalen Z + / K und Z – / K eine Korrektur im geschlossenen Regelkreis sicherstellt, dadurch gekennzeichnet, dass ihm ein Diskriminatormodul nach einem der vorhergehenden Ansprüche zugeordnet ist, um in einem offenen Regelkreis ein Korrektursignal für den Phasenausgang des Codes zu erzeugen.