ES2250675T3 - Modulo discriminador de trayectos multiples para un sistema de navegacion. - Google Patents

Abstract

Módulo discriminador de trayectos múltiples para un sistema de comunicación y/o de navegación que emplea una modulación con espectro repartido, módulo que presenta una entrada capaz de recibir señales de navegación, un muestreador para suministrar señales muestreadas k a una frecuencia doble de la frecuencia aparente fc del código de dichas señales, así como un submódulo (DISCR) de cálculo de una señal de error ek a partir de dichas señales muestreadas k y del késimo valor del código de reparto generado localmente, el cual es designado mediante CIKIL, caracterizado porque el submódulo (DISCR) emplea el cálculo de una relación entre valores de correlación que incluye dos valores de correlación (Z-K, Z-K) adelantados con relación al valor de fase real, procediendo dichos valores de una correlación entre unas muestras de la señal recibida y dicha señal de código de reparto generada localmente, según una de las siguientes fórmulas: ek = Kâ u (Zk -- / Zk - + Sâ) ek = Kâ (Z--k / Z-k + Sâ) siendono nulo e incluido entre -1 y +1 ek = Kâ (2 Z--k / Z-k + Z+k + Sâ) donde { Z+K = [r k+0, 5 uCKL]h b/k Z-K = [r k-t2 uCKL]h b/k Z--K = [r k-t1 uCKL]h b/k o { Z+K = [rk uCk + 1/2L] h b/k Z-K = [rk uC (k-t2) L] h b/k Z--K = [rk uC(k-t1) L] h b/k K = constante hbk designa la frecuencia impulsional de un filtro de paso bajo designa la parte real Sâ = - g(-t1Tc) / g(-t2Tc) donde g (aTc) = SenÑaCosÑâa / ða[1-(2âa)] designa el factor de atenuación de la señal SRC.

Description

Módulo discriminador de trayectos múltiples para un sistema de navegación.

La presente invención tiene por objeto un módulo discriminador de trayectos múltiples para un sistema de navegación, así como un sistema de navegación que incluya dicho módulo.

En los últimos diez años, los sistemas de modulación con espectro repartido y secuencia directa (DS/SS) han adquirido una importancia creciente.

Actualmente, esta técnica se emplea no sólo en los sistemas de navegación por satélite, GPS y GLONASS, sino que se ha introducido también en los sistemas de comunicación terrestre y por satélite, como por ejemplo, US-Standard IS-95, GLOBALSTAR y, más recientemente, en la tercera generación de teléfonos móviles según el estándar UMTS, así como en el sistema europeo de navegación por satélite GALILEO.

El concepto de la modulación DS/SS, por ejemplo, la modulación bifásica BPSK, emplea la introducción de un código de ruidos pseudo-aleatorios PRN, que tiene como consecuencia que la señal modulada resultante presenta una pasabanda más ancha que una señal que transmitiera únicamente los símbolos de datos. Es en este sentido que se "reparte" la densidad espectral de la señal.

En el receptor, una réplica generada localmente del código PRN transmitido se alinea con la fase del código de la señal recibida. En particular, en los receptores de navegación, un alineamiento de la fase del código es esencial para determinar de forma precisa el tiempo de llegada TOA que se utiliza para la determinación de la distancia geométrica entre el transmisor y el receptor. Una vez realizado el alineamiento, es posible llevar a cabo la estimación de la fase de la portadora y la determinación de los símbolos de los datos transmitidos.

Dicho alineamiento se realiza de forma clásica en un receptor, por medio de un bucle cerrado en fase DLL ("Delay-Locked-Loop"), del que se describe un ejemplo en el artículo de M. SIMON et al. publicado en el libro "Spread Spectrum Communications Handbook" publicado por McGRAWHILL Incorporated, 2ª edición 1994.

Dicho alineamiento utiliza el resultado de una correlación entre la señal recibida y unas versiones anticipadas E y retardadas L de una señal de código de referencia generado localmente para calcular una señal de error que es proporcional al error de fase del código (diferencia entre la fase del código estimada y la fase recibida).

Dicha señal de error debe indicar en qué dirección debe estar desfasada la fase de la señal de referencia (adelanto o retraso) para estar en sincronización con la señal recibida. Un espacio entre los códigos adelantados E y retrasados L es generalmente de un bit de una secuencia de pseudo-ruido ("chip").

Las señales del tipo SRC (que tienen como espectro una cosinusoide sobreelevada) están definidas en el estándar UMTS. Este tipo de señal SRC puede adoptarse asimismo en el sistema GALILEO mencionado anteriormente. Se describe un receptor digital que empleaduchas señales, en el artículo de R. de GAUDENZI et al. titulado "A Digital Chip Timing Recovery Loop for Band-Limited Direct-Sequence Spread-Spectrum Signals", publicado en IEEE Trans. On Comm., vol. 41, nº 11, páginas 1760-1769, noviembre de 1993.

La precisión de la medición del tiempo de llegada es perturbada de forma negativa por la presencia de una distorsión debida a trayectos múltiples, de lo que resulta, en el caso de la telemetría, una disminución de la precisión de la determinación de la posición y, en el caso de la transmisión de datos, un incremento de la tasa de error de bit o de trama. Esto ocurre especialmente en el caso en que la distorsión multi-trayecto se representa especialmente por medio de una
reflexión única que procede de un punto que se sitúa en el entorno inmediato del receptor, con una dinámica escasa.

La superposición de las señales directas y reflejadas puede, de este modo, causar distorsión fortuita ("jitter") que afecta a las mediciones del tiempo de llegada TOA del bucle DLL.

De ello resulta que unas técnicas que permitan reducir el impacto de dichos trayectos múltiples sobre la determinación de la fase del código, tienen un interés primordial, especialmente en el ámbito de la navegación.

Hasta ahora, los procedimientos de compensación de trayectos múltiples destinados a la telemetría se han desarrollado especialmente en el marco de receptores GPS.

Por ello, un gran número de estos algoritmos utiliza el hecho de que el caudal aparente ("Chip Rate") del código C/A disponible públicamente es mucho más escaso que la pasabanda de la transmisión. En este caso, es ventajoso reducir el desfase temporal entre las señales de código de referencia adelantadas E y retrasadas L, hasta que tengan un valor que es inferior a un bit una secuencia de pseudo-ruidos ("One Chip Duration") para disminuir el error inducido por los trayectos multi-haces.

En el marco de los sistemas del tipo SRC, dado que el espectro de frecuencias está estrictamente limitado a 1 + \beta veces el caudal aparente del código (\beta designa el factor de atenuación de los impulsos SRC), los anteriores métodos no son eficaces para compensar los trayectos multi-haces.

Además, en el artículo de Phillip G. MATTOS titulado "Multipath elimination for the low-cost consumer GPS" publicado en el Acta de la conferencia ION GPS 1996, de Kansas City, páginas 665-671, se sugiere la sustitución de los puntos de correlación adelantados E y retrasados L mediante dos puntos de correlación adelantados. Por el contrario, este artículo no propone medios de implementación de esta técnica.

La presente invención tiene por objeto un módulo discriminador que convenga para su uso en un sistema de comunicación o de navegación con espectro repartido y, más concretamente, según una modulación del tipo SRC.

Según una primera variante, la invención se refiere a un módulo discriminador de trayectos múltiples para un sistema de comunicación y/o de navegación, que emplea una modulación con espectro repartido, módulo que presenta una entrada capaz de recibir señales de navegación, un muestreador para suministrar señales muestreadoras con una frecuencia el doble de la frecuencia aparente fc del código de dichas señales, así como un submódulo de cálculo de una señal de error e_{k} a partir de dichas señales muestreadas y de un código de reparto CIVIL generado localmente, caracterizado porque:

e_{k} = K_{\beta} \cdot \Re (Z_{k} - - / Z_{k} - + S_{\beta})

\vskip1.000000\baselineskip

donde \{Z^{-}{}_{k} = [r_{k-t2} \cdot C_{|K|L}] \otimes h \ b/k

\hskip1cm

Z^{- -}{}_{k} = [r_{k-t1} \cdot C_{|K|L}] \otimes h \ b/k

\vskip1.000000\baselineskip

\vskip1.000000\baselineskip

\hskip0.5cm

o \{Z^{-}{}_{k} = [r_{k} \cdot C_{|K - t2|L}] \otimes h \ b/k

\hskip1cm

Z^{- -}{}_{k} = [r_{k} \cdot C_{|K - t1|L}] \otimes h \ b/k

K\beta = constante

y

S_{\beta} = - g(-t1Tc) / g(-t2Tc)

donde

g (aTc) = Sen \Pi a \ Cos \Pi \beta a / \pi a[1-(2 \beta a)]

designando \beta el factor de atenuación de la señal SRC.

Según una segunda variante, la invención se refiere a un módulo discriminador de trayectos múltiples para un sistema de comunicación y/o de navegación que emplea una modulación con espectro repartido, módulo que presenta una entrada capaz de recibir señales de navegación, un muestreador para suministrar señales muestreadoras a una frecuencia el doble de la frecuencia aparente fc del código de dichas señales, así como un submódulo de cálculo de una señal de error e_{k} a partir de dichas señales muestreadas y de un código de reparto CIVIL generado localmente, caracterizado porque:

e_{k} = K_{\beta} (Z_{k} - - / Z_{k} - + S_{\beta})

\vskip1.000000\baselineskip

donde \{Z^{-}{}_{k} = [r_{k - t2} \cdot C_{|K|L}] \otimes h \ b/k

\hskip1cm

Z^{--}{}_{k} = [r_{k - t1} \cdot C_{|K|L}] \otimes h \ b/k

\vskip1.000000\baselineskip

\vskip1.000000\baselineskip

\hskip0.5cm

o \{Z^{-}{}_{k} = [r_{k} \cdot C_{|K - t2|L}] \otimes h \ b/k

\hskip1cm

Z^{--}{}_{k} = [r_{k} \cdot C_{|K-t1|L}] \otimes h \ b/k

K\beta = constante

y

S_{\beta} = g(-t1Tc) / g(-t2Tc)

donde

g (aTc) = Sen \Pi a \ Cos \Pi \beta a / \pi a[1 - (2 \beta a)]

designando \beta el factor de atenuación de la señal SRC.

Según una tercera variante, la invención se refiere a un módulo discriminador de trayectos múltiples para un sistema de comunicación y/o de navegación que emplea una modulación con espectro repartido, módulo que presenta una entrada capaz de recibir señales de navegación, un muestreador para suministrar señales muestreadoras a una frecuencia el doble de la frecuencia aparente fc del código de dichas señales, así como un submódulo de cálculo de una señal de error e_{k} a partir de dichas señales muestreadas y de un código de reparto CIVIL generado localmente, caracterizado porque:

e_{k} = K_{\beta} \Re (2 Z^{- -}{}_{k} / Z^{-}{}_{k} + Z^{+}{}_{k} + S_{\beta})

\vskip1.000000\baselineskip

donde \{Z^{+}{}_{K} = [r \ _{k + 1/2} \cdot C|K|L] \otimes h \ b/k

\hskip1.3cm

Z^{+}{}_{K} = [r \ k - t2 \cdot C|K|L] \otimes h \ b/k

\hskip1.3cm

Z^{-}{}_{K} = [r \ k - t1 \cdot C|K|L] \otimes h \ b/k

\vskip1.000000\baselineskip

\vskip1.000000\baselineskip

\hskip1cm

o \{Z^{+}{}_{K} = [rk \cdot C (k + 1 / 2)L] \otimes h \ b/k

\hskip1cm

Z^{-}{}_{K} = [rk \cdot C |k-t2|L] \otimes h \ b/k

\hskip1cm

Z^{--}{}_{K} = [rk \cdot C|k-t1|L] \otimes h \ b/k

\beta = constante

y

S_{\beta} = g(-t1Tc) / g(-t2Tc)

donde

g (aTc) = Sen\Pi a Cos\Pi \beta a / \pi a[1-(2\beta a)]

designando \beta el factor de atenuación de la señal SRC.

En cada unos de los casos anteriores, h^{b}_{k} designa la respuesta impulsional de un filtro de paso bajo.

El módulo discriminador puede caracterizarse porque:

K\beta = {1 / d/d\varepsilon (g((\varepsilon - t1)Tc) / g((\varepsilon - t2)Tc))_{\varepsilon = 0}}

Para cada una de las tres variantes anteriores, se puede obtener t1 = 1,5 y t2 = 0,5

La invención se refiere asimismo a un sistema de navegación caracterizado porque presenta un módulo discriminador como el definido anteriormente.

Finalmente, la invención se refiere a un sistema de navegación caracterizado porque presenta un módulo discriminador que genera una señal de error e_{k} que asegura, de manera conocida en sí, una corrección en bucle cerrado a partir de señales muestreadas Z^{+}_{K} y Z^{-}_{K}, al que está asociado un módulo discriminador como el definido anteriormente, para generar en bucle abierto a partir de una señal de error e_{k}, una señal de corrección de la salida de fase del código.

Otras características y ventajas de la invención aparecerán mejor mediante la lectura de la siguiente descripción, realizada a título de ejemplo no limitativo, con relación a los dibujos, en los cuales:

- la figura 1 ilustra la influencia de una señal multi-trayectos que incluye un trayecto directo y por lo menos un trayecto reflejado;

- la figura 2 muestra un bloque diagrama de un bucle DLL según el artículo de R. de GAUDENZI et al. indicado anteriormente;

\newpage

- las figuras 3a y 3b representan una curva de la función de autocorrelación g(t), respectivamente para un módulo según la figura 1 y según la invención;

- la figura 4 representa un bloque diagrama de un bucle DLL que incorpora un discriminador según la invención; y

- la figura 5 muestra un bloque diagrama de un bucle DLL que incorpora un discriminador clásico, así como un módulo discriminador según la presente invención.

Una señal s_{T}(t) en banda de base con espectro repartido en secuencia directa (DS-SS) se representa mediante la fórmula 3-1, con la palabra de código repartido de una longitud de 2 bits de secuencia de pseudo-ruido (o "chips") y presentando cada símbolo de dato dp,q,i M/L palabras de código repartidas

(3-1)ST(t) = \surd a \cdot Ps \cdot \sum_{i = -\infty}{}^{\infty} (d \ p, \lfloor i \rfloor_{M} \cdot CP,|i|_{L} + j \cdot b \cdot dQ,|i|_{M} \cdot CQ,|i|_{L}) \cdot gT(t - iTc)

Los factores a y b están en los siguientes casos.

a = 1,0 y b = 0	BPSK DS - SS
a = 0,5 y b = 1, con dp_{\cdot \ \lfloor \ i \rfloor \ M} = dQ_{\cdot \lfloor \ i \rfloor \ M}	QPN DS - SS
a = 0,5 y b = 1, con dp_{\cdot \ \lfloor \ i \rfloor \ M} = dQ_{\cdot \lfloor \ i \rfloor \ M}	Bi-BPSKDS-SS

donde,

P_{s}

potencia transmitida

d_{P/Q,i}

símbolos de datos

\quad

(d_{P/Q,i}\varepsilon \ [-1,1])

C_{P/Q,i} bit ("chip") de una palabra de código repartido de longitud

\quad

L (c_{P/Q,i}\varepsilon \ [-1,1])

T_{c} = 1/f_{c}

duración de un bit de una secuencia de pseudo-ruido (o duración de un "chip")

g_{T}(t)

forma del impulso de un bit o "chip", por ejemplo SRC

M

longitud de los símbolos de datos en la duración de un bit o "chip"

\lfloor i\rfloor_{M} = int(i/M)

|i|_{M}= i \ mod \ M

Tras la transmisión por un canal con adición de ruido blanco Gausiano (AWGN) que presenta una densidad espectral simétrica No/2, la señal recibida filtrada r(t) se muestra mediante la fórmula (3-2)

\quad

r(t) = S_{\tau}(t - \tau) \otimes g_{r}(t)

\quad

= \surd a \cdot P_{s} \cdot \sum_{i = -\infty}{}^{\infty} (d_{P} \cdot \lfloor i\rfloor_{M} \cdot C_{P} \cdot |i|_{L} + j \cdot b \cdot d_{Q} \cdot \lfloor i \rfloor_{M} \cdot C_{Q} \cdot |i|_{L})

\cdot g(t - \tau - iT_{c}) \cdot exp(j(\Delta \omega(t) + \pi(t))) + n(t)

(3-2)

g(t) = gT(t) \otimes gT(t) designa la forma del impulso de un bit o "chip" tras el filtrado y \otimes designa una convolución.

g(t) constituye pues la función de autocorrelación de gT(t).

\Delta\omega(t) designa el desfase residual de la frecuencia de portadora tras la mezcla de la señal en la banda de base.

\phi(t) designa la fase de la portadora de la señal recibida.

Debido a la similitud entre los componentes en fase y en cuadratura de la señal según la fórmula 3-2, se opta por conservar únicamente la componente en fase para la continuación. Por ello, los símbolos p,q que designan estas dos situaciones no se han conservado para aligerar la anotación.

Por lo tanto, la fórmula 3-2 se convierte en:

(3-3)r(t) = \surd P_{s} \cdot \sum_{i=-\infty}{}^{\infty} d\lfloor i\rfloor_{M} \cdot c|i|_{L} \cdot g(t - \tau - iT_{c}) \cdot exp(j(\Delta\omega (t) + \phi (t))) + n(t)

para un sistema del tipo BPSK DS-SS, por ejemplo.

La figura 1 es un modelo de trayecto múltiple utilizable para mostrar el efecto de los trayectos múltiples en el bucle DLL. Además de la señal directa procedente del satélite, la antena recibe una segunda versión retrasada de esta misma señal, denominada componente "multi-trayectos", debida a una reflexión, procediendo el retraso de esta segunda señal del trayecto más largo que ha debido recorrer.

La suma de estas dos señales recibidas por la antena puede expresarse mediante la siguiente fórmula:

(3-4)S'_{T}(t) = S_{T}(t - \tau) + \alpha \cdot S_{T} (t - \tau - \Delta \tau) \cdot exp (j \phi)

donde

a atenuación de la señal reflejada con relación a la señal directa

\Delta \tau retraso de la señal reflejada con relación a la señal directa

\varphi = 2\pi \cdot \Delta \tau \cdot f_{c}/c desfase de fase de la portadora de la señal reflejada con relación a la señal directa (c: velocidad de la luz, fc: frecuencia de la portadora)

Tras el filtrado (véase las fórmulas 3-2 y 3-3), se obtiene:

(3-5)r(t) = r(t) + \alpha - r(t - \Delta \tau) - exp(j\phi)

Se ha dado la explicación teniendo en cuenta una única reflexión. En la práctica, existen varios componentes que corresponden a trayectos reflejados múltiples que se superponen a la señal directa.

En el documento de R. de GAUDENZI et al. ya mencionado, se emplea un bucle DLL cuya arquitectura se recuerda a continuación, con relación a la figura 2.

Se observa:

-

que el convertidor analógico-digital podría estar dispuesto en otro lugar;

-

que el desfase temporal destinado a alinear la señal de reflexión local sobre la señal recibida puede aplicarse, bien a la señal de referencia local, bien a la señal recibida.

La señal en banda de base r(t) obtenida mediante filtrado con un filtro de características GT(f) se muestrea a dos veces la frecuencia de bit o "chip", es decir, a 2fc. Las muestras correspondientes a instantes "semi-enteros" (k + 0,5) Tc + \tau son dirigidas hacia el bucle DLL, mientras que las demás muestras correspondientes a instantes "enteros" kTc + \tau son dirigidas hacia la correlación puntual y el seguimiento de la fase de la portadora y la desmodulación de los datos (circuito NCO).

Las muestras correspondientes a instantes semi-enteros se dan mediante:

(3-6)rk + 1/2 = \surd P_{S} \cdot exp(j\phi) \cdot \sum_{i=\infty}{}^{\infty} d\lfloor i\rfloor M \cdot c|i|L \cdot g((\varepsilon k + k + 1/2 - i)Tc) \cdot + nk + 1/2

Estas muestras r_{k+1/2} son dirigidas según dos ramas. En la rama superior (en la figura 2), las muestras son retrasadas de un bit o "chip" Tc antes de ser multiplicadas por el késimo valor del código de reparto C_{|k|L} generado localmente por el generador de código SCGEN. Esta multiplicación es seguida, en cada una de las ramas, por un filtrado de paso bajo H_{b}(z).

Se obtienen así unas muestras:

Z_{k}{}^{+} = [rk + 1/2 \cdot c|k|_{L}] \otimes h^{b}{}_{k}

(3-7)Z_{k}{}^{-} = [rk - 1/2 \cdot c|k|_{L}] \otimes h^{b}{}_{k}

h^{b}_{k} designa la respuesta impulsional del filtro de paso bajo. La pasabanda de dicho filtro está limitada en la práctica hacia abajo por:

\ding{226} el ritmo f_{s} (f_{s}=f_{c}/M) de los símbolos de datos, en cuya ausencia se pierde energía útil, o

\newpage

\ding{226} la dinámica entre el transmisor y el receptor; se supone que la distancia entre el transmisor y el receptor es constante frente a la pasabanda de H^{b}(z).

La señal de error e_{k}se genera de la siguiente manera:

(3-8)e_{k} = |Z^{-}{}_{k}|^{2} - |Z^{+}{}_{k}|^{2}

Para obtener una señal de error directamente explotable por el circuito operativo NCO, se filtra generalmente la señal e_{k} mediante otro filtro digital, el filtro de bucle, cuya función de transferencia es H^{d}(z). Dado que e_{k} es independiente de los símbolos de datos, las características de H^{d}(z) se determinan principalmente mediante la respuesta deseada del bucle DLL a la dinámica entre el transmisor y el receptor, debiendo el bucle de estimación de fase ser capaz de seguir una distancia linear creciente o decreciente entre el transmisor y el receptor sin error residual de seguimiento.

La característica n(\varepsilon) indica la dependencia de la señal de error ek en función del error de fase de código \varepsilon.

(3-9)n(\varepsilon) = E[e_{k}|\varepsilon_{k} = \varepsilon \forall k]

E[\bullet] designa la probabilidad

Tenemos:

(3-10)n(\varepsilon) = g^{2}[(\varepsilon - 0,5)T_{c}] - g^{2} [(\varepsilon + 0,5)T_{c}]

con una codificación SRC de factor de atenuación \beta, g(\varepsilonTc) que vale:

g(\varepsilon T_{c}) = sen(\Pi \varepsilon) / \pi \varepsilon \cdot cos(\phi \beta \varepsilon) / 1 - (2 \beta \varepsilon)^{2}

La función de autocorrelación g(\varepsilonT_{c}) donde (3=0,35 se muestra en la figura 3a. Las muestras adelantadas E y retrasadas L según (3,8) se indican para \varepsilon=0 (sin error de fase de código).

Según la fórmula (3,10), la curva en S resultante se ilustra en la figura 3a. Mediante esta curva, el bucle DLL comanda el interpolador, de manera que la señal recibida es alineada con la señal generada localmente (es decir, \varepsilon=0).

El discriminador de la invención (figura 4) emplea dos muestras adelantadas E1 (Z^{-}_{k}) y E2 (Z^{-}_{k}) en instantes (\varepsilon-t_{1})T_{c} y (\varepsilon-t_{2})T_{c}, que son generados según la fórmula:

ek = K_{\beta} \cdot \Re (Zk - - / Zk- + S_{\beta})

\bullet

\Re (\bullet) designa la parte real

\bullet

K_{\beta} es una constante

\bullet

S_{\beta} es un desfase

\bullet

Las dos muestras E2 y E1 se definen (véase (3,7)) mediante:

Z^{-}{}_{k} = _{L} r_{k - t2} \cdot C_{P,|K|L}\rfloor \otimes hb/k

\hskip0.5cm

y

\hskip0.5cm

Z^{-}{}_{k} = _{L} r_{k - t1} \cdot C_{P,|K|L}\rfloor \otimes hb/k

donde, por ejemplo, t_{1}=1,5 y t_{2}=0,5

También se pueden generar estas dos muestras desfasando la réplica local del código según la fórmula:

Z^{-}{}_{k} = [rk \cdot C_{P,|(k-t2)|L}] \otimes hb/k

y

Z^{--}{}_{k} = [rk \cdot C_{P,|(k-t1)|L}] \otimes hb/k

\newpage

Se debe elegir el desfase para que el valor esperado de la señal de error E[e_{k}] sea nulo cuando el error de la fase del código \varepsilon_{k} es nulo.

Aplicando la fórmula (3-12), resulta:

(3-13)E[\Re (Z^{--}{}_{K} / Z^{-}{}_{K} + S_{\beta})|\varepsilon k=0]\equiv 0 \Rightarrow S_{\beta} = E[-\Re(Z^{--}{}_{K} / Z^{-}{}_{K})|\varepsilon k=0] = -g(-t1Tc)/g(-t2Tc)

El factor de pendiente K\beta se elige preferiblemente para que el valor de la pendiente

E [d / d\varepsilon \ e_{k} |\varepsilon_{k} = 0] \ sea \ igual \ a \ 1 \ cuando \varepsilon_{K} = 0

De lo que resulta:

(3-14)K_{\beta} = 1 / E[d/d\varepsilon\Re(Z^{--}{}_{k}/Z^{-}{}_{k} + S\beta)|\varepsilon k=0] = 1/ d/d\varepsilon(g((\varepsilon - t1)T_{c}) /g((\varepsilon - t2)T_{c}))\varepsilon = 0

donde, por ejemplo, t_{1}=1,5 y t_{2}=0,5.

Como se muestra en la fórmula (3-12), el discriminador ek de la invención es independiente de la fase \Pi de la portadora. Esta dependencia se suprime gracias al hecho de que se genera la relación S_{K}^{-}/Z_{K}^{-}.

La función de autocorrelación g(t) para \beta = 0,35 se representa en la figura 3b.

Se puede utilizar el módulo discriminador de dos maneras:

-

puede sustituir directamente un discriminador conocido,

-

puede integrarse en un discriminador conocido para suministrar señales de corrección de bucle abierto para reducir el error multitrayectos inducido.

La figura 4 representa el bloque diagrama de una rama DLL que incluye un módulo discriminador de la invención.

Comparando las figuras 2 y 4, se observa que:

La rama que genera Z_{k} en la figura 2 es sustituida por una rama que genera Z^{-}_{k}con un elemento de retraso de una cantidad 2T_{c};

El cálculo de la señal de error e_{K} en función de Z_{k} se realiza en el circuito DISCO mediante la fórmula 3-12 correspondiente al módulo de la invención.

En el caso de una señal del tipo SRC, la curva en S n(\varepsilon) se obtiene mediante:

(3-15)n(\varepsilon) = K\beta \Re (g((\varepsilon - t1)T_{c}) / g((\varepsilon - t2)T_{c}) + S\beta)

donde

g(\varepsilon T_{c}) = sen(\pi \varepsilon) / \pi \varepsilon \cdot cos(\pi \beta \varepsilon) /1 - (2\beta \varepsilon)^{2}

donde, por ejemplo, t1=1,5 y t2=0,5.

El módulo discriminador corresponde con una buena aproximadamente al comportamiento buscado, es decir, que la salida de la curva en S es proporcional a la entrada e (e=K.\varepsilon) para -0,5\varepsilon \leq 0,5.

Eligiendo K_{\beta} según la fórmula, se obtiene 3-14, K = 1 y e = \varepsilon.

Se puede utilizar el módulo discriminador para una estimación en bucle abierto para corregir la salida de la fase de código de un módulo conocido, como se ilustra en la figura 4.

Con relación al módulo de la figura 4, se dispone una rama adicional con un elemento de retraso 2Tc para generar la señal Z^{-}_{k}.

Se puede emplear un filtro digital H^{d}_{com}(z) como filtro de paso bajo de la salida del nuevo módulo discriminador. El funcionamiento de la rama DLL no cambia con relación al caso de la figura 2.

La fase del código se corrige mediante la salida del nuevo módulo discriminador que es alimentada por medio del filtro de paso bajo H^{d}_{com}(z). Dado que el nuevo módulo está menos influenciado por los trayectos múltiples, el desfase contenido en la fase estimada del código de la rama DLL puede corregirse en gran parte.

Como variante, la fórmula puede sustituirse por una función de amplitud:

e_{k} = K_{\beta}(\lambda|Z^{--}{}_{k}| / |Z^{-}{}_{k}| + S_{\beta})

siendo \lambda un número no nulo incluido entre -1 y +1.

Según otra variante, la señal de error e_{k} puede determinarse mediante:

ek = K\beta \cdot \Re(2.z^{--}{}_{k} / z^{-}{}_{k} + z^{+}{}_{k} + S_{\beta})

Esta expresión se adapta especialmente a una corrección en rama abierta (figura 5). Debido al efecto de media de salidas de los filtros de paso bajo (Z^{-}_{k}+Z^{+}_{k})/2, la potencia del ruido en la variable resultante está, en efecto, dividida entre dos, lo que conduce a un menor ruido en la señal e_{k}.

Se observa que los instantes de muestreo t_{1}= 1,5 y t_{2} = 0,5 pueden tener otros valores, y que el desfase t_{1}-t_{2} entre dichos instantes de muestreo puede ser distinto de un bito o "chip".

Claims (7)

1. Módulo discriminador de trayectos múltiples para un sistema de comunicación y/o de navegación que emplea una modulación con espectro repartido, módulo que presenta una entrada capaz de recibir señales de navegación, un muestreador para suministrar señales muestreadas \Gamma_{k} a una frecuencia doble de la frecuencia aparente fc del código de dichas señales, así como un submódulo (DISCR) de cálculo de una señal de error e_{k} a partir de dichas señales muestreadas \Gamma_{k} y del késimo valor del código de reparto generado localmente, el cual es designado mediante CIKIL, caracterizado porque el submódulo (DISCR) emplea el cálculo de una relación entre valores de correlación que incluye dos valores de correlación (Z^{-}_{K}, Z^{-}_{K}) adelantados con relación al valor de fase real, procediendo dichos valores de una correlación entre unas muestras de la señal recibida y dicha señal de código de reparto generada localmente, según una de las siguientes fórmulas:

e_{k} = K_{\beta} \cdot \Re (Z_{k} - - / Z_{k} - + S_{\beta})

\vskip1.000000\baselineskip

e_{k} = K_{\beta} (\lambda Z^{--}_{k} / Z^{-}_{k} + S_{\beta})

siendo \lambda no nulo e incluido entre -1 y +1

e_{k} = K_{\beta} \Re (2 \ Z^{--}{}_{k} / Z^{-}{}_{k} + Z^{+}{}_{k} + S_{\beta})

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donde \{Z^{+}{}_{K} = [r_{k + 0.5} \cdot C|K|L] \otimes \ h \ b/k

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Z^{-}{}_{K} = [r \ k - t2 \cdot C|K|L] \otimes \ h \ b/k

\hskip1.3cm

Z^{--}{}_{K} = [r \ k - t1 \cdot C|K|L] \otimes \ h \ b/k

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o \{Z^{+}{}_{K} = [rk \cdot C |k + 1 / 2|L] \otimes h \ b/k

\hskip1cm

Z^{-}{}_{K} = [rk \cdot C (k-t2)L] \otimes \ h \ b/k

\hskip1cm

Z^{--}{}_{K} = [rk \cdot C(k-t1)L] \otimes \ h \ b/k

K_{\beta} = constante

h^{b}_{k} designa la frecuencia impulsional de un filtro de paso bajo

\Re designa la parte real

S_{\beta} = - g(-t1Tc) / g(-t2Tc)

donde

g (aTc) = Sen \Pi a \ Cos\Pi \beta a / \pi a[1 - (2\beta a)]

\beta designa el factor de atenuación de la señal SRC.

2. Módulo discriminador, según la reivindicación 1, caracterizado porque

K\beta = 1 / d/d\varepsilon (g((\varepsilon - t1)Tc) / g((\varepsilon - t2)Tc))_{\varepsilon=0}

\varepsilon designa el error de fase del código.

3. Módulo discriminador, según una de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque t1 - t2 = 1.

4. Módulo discriminador, según la reivindicación 3, caracterizado porque t1 = 1,5 y t2 = 0,5.

5. Módulo discriminador, según una de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque \lambda = -1.

6. Módulo discriminador, según una de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque \lambda = 1.

7. Sistema de navegación que presenta un módulo discriminador que genera una señal de error e'k que asegura, de manera conocida en sí, una corrección en bucle cerrado a partir de señales muestreadas Z^{+}_{K} y Z^{-}_{K}, caracterizado porque lleva asociado un módulo discriminador, según una de las reivindicaciones anteriores, para generar en bucle abierto una señal de corrección de la salida de fase del código.