KR101133398B1

KR101133398B1 - 무선 내비게이션 수신기 내의 멀티패스 완화 방법

Info

Publication number: KR101133398B1
Application number: KR1020067020841A
Authority: KR
Inventors: 제임스 더블유. 주니어 라만스
Original assignee: 로카타 코퍼레이션
Priority date: 2004-04-08
Filing date: 2005-04-07
Publication date: 2012-04-09
Also published as: IL178098A0; US8009098B2; SG152219A1; US20100188291A1; EP1735635A4; JP2007532866A; IL178098A; JP5221950B2; EP1735635B1; WO2005098469A1; CN1938602B; EP1735635A1; ES2425223T3; AU2005230643B2; AU2005230643A1; KR20070020002A; CN1938602A

Abstract

본 발명은 a) 전송 장치로부터, 전송된 신호를 샘플링하는 위치 수신기로 고속 펄스 패턴을 전송하는 단계, b) 상기 수신된 샘플을 분리하고, 상기 수신된 펄스 패턴과 동기화되는 독립 저장소 안으로 상관 집적 값에 기초하는 샘플을 저장하는 단계, c) 상기 수신된 펄스의 전연(leading edge)과 결합하는 상기 집적 저장소를 결정하는 결정 프로세스를 적용하는 단계; 및 d) 상기 수신된 펄스의 전연과 결합하는 상기 상관 집적 저장소로부터 거리 예측을 생성하는 단계를 포함하여, 상기 거리 예측에 기해 멀티패스가 완화되는 것을 특징으로 하는 DSSS CDMA 무선 내비게이션 수신기 내의 멀티패스 완화 시스템 및 방법을 제공한다.

Description

무선 내비게이션 수신기 내의 멀티패스 완화 방법{STACCATO PULSE EDGE CORRELATION}

본 발명은 일반적으로 직접 시퀀스 분산 스펙트럼(Direct Sequence Spread Spectrum, 이하 DSSS라 칭함) 코드 분할 다중 접속(Code Division Multiple Access, 이하 CDMA라 칭함) 거리 시스템에서 멀티패스 완화에 관련된 것이나, 다른 종류의 거리 신호와 통신 시스템에도 적용된다.

무선 내비게이션 신호는 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 거리를 측정하는 데 사용된다. 다양한 환경에서, 전송된 무선 내비게이션 신호는 송신기, 수신기 주위 및 전송 경로중 적어도 하나를 따라 대상물로부터 반사된다. 이러한 종류의 환경에서, 결과적으로 생기는 수신 무선 내비게이션 거리 신호는 반사된 신호와 원하는 방향의 신호를 포함하는 모든 무선 내비게이션 거리 신호이다. 이 멀티패스라 불리는 다중 무선 내비게이션 거리 신호의 결합은 무선 내비게이션 거리 신호를 손상하고 그리하여 거리 측정의 정확성을 떨어뜨린다. 멀티패스는 무선 내비게이션 시스템에서 상당한 오류의 원인이다.

직접 시퀀스 분산 스펙트럼(DSSS) 코드 분할 다중 접속(CDMA) 무선 내비게이션 A 일반 무선 내비게이션 신호 구조는 DSSS CDMA이다. GPS(Global Positioning System)와 같은 무선 내비게이션 시스템, 제안된 갈릴레오 시스템(Galileo system), 및 러시아제 GLONASS 시스템(GLONASS system)은 모두 DSSS CDMA 무선 내비게이션 신호를 사용한다. DSSS CDMA 신호로, 전송된 신호는 디지털 분산 시퀀스에 의해 송신기 안에서 무선 내비게이션 신호의 생성 동안에 펄스가 아닌 연속 분산이 된다. 디지털 분산 시퀀스를 알고 있으므로, 수신기는 같은 디지털 분산 시퀀스가 전송된 무선 내비게이션 신호와 일직선이 되는 시간에 들어오는 신호에 적용되면, 무선 내비게이션 신호를 확대할 수 있다. 즉, 수신기 내의 무선 내비게이션 신호에 적용된 디지털 분산 시퀀스는 전송기 내의 신호에 적용되는 것과 같이 수신된 신호 내에 같은 위치에 적용되어야 한다. 시간의 항에서, 이것은 플라이트 시간을 위해 수정된 송신기 내에 적용된 것과 같이 디지털 분산 시퀀스가 동시에 수신기에 적용되는 것을 의미한다.

무선 네비게이션 신호의 디지털 표시는 디지털 분산 시퀀스와 조정된다. 무선 내비게이션 신호는 수신 안테나에 의해 수신되고 디지털 신호로 전환된다. 고유한 무선 내비게이션 수신기는 무선 주파수(RF)에서 중파(IF)로 신호를 전환한다. 신호는 아날로그 디지털 컨버터(ADC)로 샘플링되어 무선 내비게이션 신호의 디지털 표시 또는 디지털 샘플을 제공한다. 상관(correlation), 회선(convolution), 정합 필터링(match filtering) 및 FFTs(Fast Fourier transformations)와 같이 수신된 신호에 디지털 분산 시퀀스를 적용하는 다양한 수학적 프로세스가 있다. 본 발명을 설명하기 위해, 상관이라는 단어는 수신된 무선 내비게이션 신호에 디지털 분산 시퀀스를 적용하는 모든 수학적 프로세스의 일반화로서 사용된다.

디지털 분산 시퀀스는 송신기에 의해 생성되는 무선 내비게이션 신호를 적절히 회복하는 플라이트 시간을 위해 보정된 전송 시간에 수신된 무선 내비게이션 신호에 적용된다. 그러나, 플라이트 시간 측정 시스템은 일반적으로 알려져 있지 않다. 그러므로, 송신기 내에서 생성되는 오리지널 무선 내비게이션 신호의 정확한 재생을 제공하는 정확한 시간 오프셋을 찾는 디지털 분산 시퀀스의 가능한 시간 오프셋을 통해 수신기는 써치해야 한다. 이러한 써치 프로세스 동안, 재생된 무선 내비게이션 신호는 디지털 분산 시퀀스가 + 또는 - 1 소자 또는 칩 내에 정렬되는 시간일 때에만 이용가능하다. 이 1 칩 + 또는 - 수신기 시간 정렬 밖에, 재생된 신호 결과는 송신기에 의해 생성된 오리지널 무선 내비게이션 신호가 아니고 그 대신 노이즈이다. 1 칩 + 또는 - 수신기 시간 정렬 이내 일 때, 재생된 무선 내비게이션 신호의 파워는 알려진 패턴으로 2-칩 유효 범위를 가로질러 변화한다. 상관의 수학적 프로세스 동안 재생된 2-칩 범위 가로지르는 무선 내비게이션 신호의 파워는 자동 상관 응답 기능, 또는 단순 상관 응답 기능이라 불리어진다.

손상되지 않은 상관일 때, 전 대역, CDMA 신호, 시간 영역에서 상관 응답 함수는 실질적으로 삼각형이다. 상관 응답 함수의 최대값 또는 삼각형의 꼭지점은 무선 내비게이션 거리 신호를 얻은 수신기 시간의 직접 측정처럼 수신기에 의해 해석된다. 상관 응답 함수의 형상은 수신기의 필터링 및 샘플링 용량과 노이즈 플로어에 의해 제어된다. 증가된 필터링은 삼각형의 꼭지점의 모를 없애고 베이스를 가로지르는 폭을 감소시킨다. 수신기 내의 제한된 샘플링 용량과 전체적인 노이즈 플로어는 상관 응답 함수 삼각 형상을 노이즈로 다운시킨다. 이러한 효과 중 어느 것도 최대 상관 응답 함수 파워의 위치를 변화시키지 않는다.

상관 응답 함수 상의 멀티패스의 영향은 때맞춰 상관 응답의 최대를 이동하곤 하는 것을 포함하는 응답 함수의 왜곡과 그리하여 결과 거리 측정에서 에러를 만들어내는 것이다. 멀티패스 왜곡 또한 상관 응답 함수의 진폭을 증가시키거나 감소시키는데, 상관 응답 함수의 시간 범위를 증가 또는 감소하는 것 및/또는 상관 응답 함수의 형상을 변경하는 것이다.

무선 내비게이션 거리 신호의 적정 시간 지연은 상관 응답 함수의 피크 또는 최대값이다. 정확한 피크 파워의 결정은 정확한 최대 시간 지연 위치에서 상관 응답 함수 파워 검출기의 배치를 허용하는 수신하는 무선 내비게이션 거리 신호의 수신시간에 관한 정확한 지식을 필요로 한다. 이 문제를 피하기 위하여, 일반적인 GPS 수신기는 피크와 관련하여 1/2 칩 먼저, 그리고 1/2 칩 뒤의 시간에 파워 측정을 수행한다. 코드 트래킹 루프는 이러한 두 시간 지연 위치 사이에서 균형을 잡고, 그리하여 상관 응답 함수에서 이르거나 늦게 균형잡힌 파워 측정 1/2 방식으로 피크의 예측을 제공한다. 이러한 상관 응답 함수 파워 측정의 간격은 상술한 ±1/2 칩 간격에서 변화할 수 있다. 몇몇 수신기는 예를 들면 ±0.1 칩의 좁은 간격을 사용한다. 그러나, 이르고 늦은 상관 응답 함수 파워 사이의 파워의 균형을 잡는 기본 함수는 같다. 이 기술은 영향에서 상관 응답 함수의 중심을 찾고 그것을 최대 상관 파워의 예측으로 사용하며 또한 거리 예측(range estimate)의 기본을 형성한다.

상관 응답이 멀티 패스로 손상될 때, 상관 응답의 예측된 피크 값은 상관 응답 함수를 따라 파워 측정에 손상으로 인해 오류가 발생한다. 파워 측정이 손상되 면, 코드 트래킹 루프는 2개의 틀린 파워 예측 사이에서 균형을 잡고 그 결과 멀티패스 없는 상관 피크를 틀리게 확인한다.

도시된 목적에서, 도 1은 a)이론적인, 필터링 되지 않은 상관 응답 함수(101)와 b)실용적인 필터링된 일반적인 내비게이션 수신기(102)의 상관 응답 함수와 관련된 종래의 이상적인 CDMA 무선 내비게이션 신호에 대한 2 상관 응답 함수를 나타낸다. 수신된 상관 응답 함수의 중심(104)은 필터링되지 않은 이론적인 상관 응답 함수의 중심(103)과 같은 시간 지연 위치에 있다. 도 2 는 도 1의 2 상관 응답과 같은; 그러나 이 경우 수신된 신호가 -6dB에서 지시 신호와 관련된 0.5 칩 지연 멀티패스 신호를 더한 같은 지시 신호를 가진다. 도 1과 도 2에서, 이론적 커브는 데이터 노이즈가 없고, 완전한 코드 배열을 가지며 수신된 신호의 필터링이 없다. 관찰된 실제 커브는 데이터 노이즈와 2 측 20MHz 대역 필터를 가진다. 상관 응답 함수의 균형잡힌 파워 측정으로부터 도출된 거리 측정 결과가 수신된 신호의 멀티패스 성분에 의해 손상되는 것은 도 2 에서 분명하다.

GPS와 같은 종래의 DSSS CDMA 무선 및 무선 내비게이션 시스템은, 계속해서 방송 신호를 사용한다. 그러므로, 지시 및 멀티패스 신호는 모두 상관 프로세스에서 사용되는 샘플 내에 존재한다. 연속 신호를 가지고 지시 성분에서 방송 무선 내비게이션 신호의 멀티패스 성분을 분리하기 위한 설비는 없다. DSSS CDMA 무선 내비게이션 시스템에서 멀티패스 완화를 위한 다양한 방법이 제안되어 왔다. 그러한 종래 기술중 하나는 상관 응답 함수 파워 측정의 관련 위치를 변화시키는 것이다(전후 상관자 사이에 시간 지연 간격의 능동 조절을 위한 의사 노이즈 거리 수신 기, Fenton 등, 미국 특허 공보 5,390,207, 1995.2.14). 그러나 이 기술은 정확하게 조정되도록 커다란 수신기 대역을 필요로 하고, 도 2에 도시된 바와 같이 상관 응답 함수 상에 파워 측정의 위치에 대한 원하는 지시 신호로부터 멀티패스를 분리할 수 없다. 다른 일반적인 멀티패스 완하 방법은 포스트 상관 신호 대 노이즈 비를 사용하는 데(Axelrad, P.,C.F. Comp, P.F. MacDoran, "GPS 차동 위상을 위한 멀티패스 오류 수정에 기초한 SNR" IEEE TRansaction on Aerospace & Electronic System) 이 또한 도 2에 도시된 바와 같이 상관 응답 함수 상에 파워 측정의 위치에 대한 원하는 지시 신호로부터 멀티패스를 분리할 수 없다. 다른 방법은 경사 복조에서 수행되는것과 같이 적절한 시간 지연 측정을 상세하게 하기 위해 응답 함수 파워 에측의 포스트 상관 무게 균등화를 이용한다(Proakis, Digital Communication, 4th edition, McGraw-Hill, 2001). 그러나, 이 기술은 정확하게 조정되도록 복잡한 수신기 회로를 필요로 하고, 도 2에 도시된 바와 같이 상관 응답 함수 상에 파워 측정의 위치에 대한 원하는 지시 신호로부터 멀티패스를 분리할 수 없다. 이러한 모든 종래의 멀티패스 완화 기술은 신호가 이미 상관 프로세스 안으로 흡수된 후에 멀티패스 신호의 충격을 최소화하는데 달려있다. 도 2에 도시된 바와 같이, 기술들은 포스트-상관 파워 응답이 연속 멀티패스로 손상되는 것에 기대한다. 포스트-상관 파워 응답 측정의 관련 위치를 변화시키는 것에 의해 도 2의 멀티패스로 손상된 신호를 도 1의 지시만 하는 신호로부터 분리하는 것을 분명히 불가능하다.

펄스 신호를 이용하는 무선 내비게이션 시스템

펄스는 제한된 기간을 가지는 전자기 에너지의 폭발로 정의된다. 펄스 무선 내비게이션 신호는 신호가 존재하는 기간과 전송기가 실질적으로 출력 파워를 방사하지 않아 신호가 없는 기간으로 구성된다.

의사위성(GPS 위성 신호 구조에서 유사한 신호를 생성하는 전송기에 기초하는 그라운드)에 대한 종래 기술은 상관 시간에 관련된 긴 시간 스케일을 가진 펄스 구조를 사용하였다. 예를 들어, 인공위성을 위한 일반 펄스 구조는 RTCM(Radiop Technical Commission for Maritime)에 의해 1986에 제안에 의해 정의된다(parkinson 등, GPS: Theory and Application, VOL Ⅱ, AIAA Press, 1996). 이 펄스 구조에서 각각의 전체 코드 사이클은 11 슬롯으로 나뉘어 진다. GPS C/A 모드를 위해 설계된 이 펄스 구조는 1023 칩 시퀀스의 93 칩에 대하여 연속적으로 전송하고 남은 코드 기간 동안 휴지상태로 남아있는다. 93 방송 칩의 위치는 알려진 의사 패턴으로 다양화되었다. 이 펄스 구조는 소위 니어-파(near-far) 문제의 충격을 최소화하는 데 사용된다. 이 펄스 구조가 니어-파 문제의 충격을 경감하더라도, 이는 멀티패스 완화를 위해서는 아무것도 제공하지 않는다.

UWB와 같은 무선 내비게이션 신호에 기초한 펄스는 멀티 패스 완화 펄스 구조(완전 이중 UWB 통신 시스템 및 방법, Fullerton, 미국 특허공보 제5,687,169호, 1997.11.11 또는 플라이트 시간 무선 위치 시스템, McEwan, 미국 특허공보 제5,661,490, 1997.8.26)를 이용한다. 그러나, 이름이 암시하는 바와 같이, 넓은 섹션의 무선 스팩트럼에 대한 펄스 안에서 UWB 시스템은 방송 에너지를 분산한다. 중심에서, UWB에 대한 거리 알고리즘은 무선 내비게이션 신호의 RF 소자에서 수신 된 에너지를 측정하는 것에 의해 전송된 펄스의 전연을 검출하는 것이다.

정확하게 펄스의 전연을 검출하는 것은 막대하게 넓은 대역을 필요로 한다. 일반적인 UWB 시스템은 1 GHz의 대역을 이용한다. 이는 2에서 20 MHz 사이만 이용하는 GPS와 같은 DSS CDMA과 비교하여 매우 넓다. 펄스 신호를 위해, 펄스 전연의 상승 시간은 대역에 비례한다. 넓은 대역 신호를 위해, 펄스의 상승시간이 짧으면 수신된 파워가 기설정된 임계값 이상 상승할 때 정확한 시간을 허용하게 된다. 그러므로 정확한 거리 결정이 가능하게 된다. 대역 제한된 펄스 신호에 대하여 관련된 긴 상승 시간은 펄스 전연에서 관찰되는 파워를 점차 증가시킨다. 파워의 점진적인 증가로 펄스의 정확한 시점을 결정하는 것은 실행할 수 없다.

Aetherwire에 의해 개선된 다른 UWB 기술(분산 스펙트럼 로컬라이저, Fleming 등, 미국 특허공보 제6,400,754호, 2002.6.4 )은 CDMA 프로세스로부터 프로세스 게인을 제공하는 직접 시퀀스 CDMA(DS-CDMA)를 이용한다. Fleming에 의해 설명된 CDMA 프로세스는 GPS에 대하여 상술한 것과 비슷한 방식으로 DS-CDMA의 플라이트 시간으로부터 거리 측정을 연산할 수 있는 능력을 가진 내비게이션 수신기를 제공한다. 그러나, 기본적으로 UWB의 넓은 대역에 대한 필요는 많은 거리 어플리케이션에서 기술적으로 실행할 수 없도록 한다. 또한, Fleming의 바람직한 실시예의 펄스 패턴은 10나노초 칩 길이와 1024 칩의 코드 시퀀스를 가지고 이는 약 10 마이크로초의 전체 수신 시간을 가져온다. 펄스 패턴의 이러한 형식은 이어지는 칩의 전송 시작에 앞서 멀티패스가 방산(dissipation)하는데 대한 충분한 시간을 허용하지 않는다.

종래 기술의 CDMA 무선 내비게이션에서 멀티패스 완화기술은 연속된 또는 펄 스 신호 모두의 연속 상관에 기대하고, 이에 따라 상관 응답 함수에서 신호의 멀티패스 성분을 포함한다. 이러한 종래 기술은 상관 프로세스 동안 원하는 지시 신호와 원하지 않는 멀티패스 신호가 결합되기 때문에 본질적으로 제한되고, 그러므로 포스트 상관 프로세스 내에서 분리되기 어려워 진다. 종래의 무선 내비게이션 시스템은 정확한 거리 측정을 제공하는 넓은 신호 대역을 필요로 하는 거리 결정하는 펄스의 전연 검출을 이용한다. 이 때문에 수신된 펄스에서 빠른 상승 시간이 필요하다.

거리 신호에 대한 멀티패스의 삭제가능한 영향을 완화할 수 있고, (a) 무선 스팩트램의 넓은 트랙, (b)넓은 수신기 대역, 또는 (c)포스트-상관 파워 응답 번역를 필요로 하지 않는 무선 내비게이션 시스템에 대한 필요는 분명하다. 본 발명은 상관 프로세스 전에 원하는 지시 신호를 원하지 않는 멀티패스 신호로부터 전기적으로 분리하여 이러한 목적을 달성한다. 이는 특수 안테나, 일반적으로 DSS CDMA 무선 내비게이션 시스템에 의해 사용되는 대역 이외의 부가 대역 없이도 달성된다.

본 발명의 목적

본 발명의 목적은 상관 전에 거리 예측의 멀티패스 성분을 완화하도록 CDMA DSSS 무선 내비게이션 시스템 수신기에서 거리 예측을 하는 시스템 및 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 무선 내비게이션 신호 부분이 실질적으로 멀티 패스로부터 자유롭게 되도록 펄스 CDMA DSSS 무선 내비게이션 신호를 방송하기 위한 시스템 및 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 펄스 무선 내비게이션 신호가 연속 신호로서 처리되도록 펄스된 무선 내비게이션 신호를 방송하는 시스템 및 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 멀티패스에 의해 실질적으로 훼손된 샘플이 실질적으로 멀티패스가 없는 그러한 신호로부터 분리되어 처리되도록, 수신된 무선 내비게이션 신호의 디지털 샘플을 분리하는 시스템 및 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 펄스 무선 내비게이션 신호와 동기화된 무선 내비게이션 수신기에서 무선 내비게이션 신호의 디지털 샘플을 처리하는 시스템 및 방법을 제공하는 것이다. 본 발명의 다른 목적은 디지털 샘플이 수신된 펄스 무선 내비게이션 신호로 동기화되어 처리될 때 무선 내비게이션 수신기 내의 디지털 샘플의 분리 처리로부터 개별적인 코드 지연을 산출하는 시스템 및 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 제한된 대역 수신기에서 멀티패스 완화를 제공하는 시스템 및 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 펄스 CDMA DSSS 무선 내비게이션 신호의 상단에서만 유도된 상관으로부터 거리 예측을 생성하는 시스템 및 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 특수 안테나 없이도 제한된 대역의 수신기에서 멀티패스 완화를 제공하는 시스템 및 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 요약

본 발명은 a) 전송 장치로부터, 전송된 신호를 샘플링하는 위치 수신기로 고속 펄스 패턴을 전송하는 단계, b) 수신된 샘플을 분리하고, 수신된 펄스 패턴과 동기화되는 독립 저장소 내에 샘플에 기초한 상관 집적 값을 저장하는 단계, c) 수신된 펄스의 전연(leading edge)과 관련하는 집적 저장소를 결정하는 결정 프로세스를 적용하는 단계, 및 d) 수신된 펄스의 전연과 관련하는 상관 집적 저장소으로부터 거리 예측(range estimate)을 생성하는 단계를 실행하는 것에 의해 DSSS CDMA 무선 내비게이션 신호에서 멀티패스를 완화하는 시스템 및 방법을 개시한다.

도 1 은 이상적인 무한 대역 수신기를 통해 처리된 이상적인 DSSS CDMA 무선 내비게이션 신호와 유한 대역 수신기를 통해 처리된 같은 이상적인 DSSS CDMA 무선 내비게이션 신호의 코드 지연 시간의 함수로서의, 종래 기술에 의한 자기 상관 응답을 나타낸다.

도 2 는 2분의 1 코드 칩 지연과 다이렉트 신호보다 6㏈ 이하의 단일 멀티패스 신호로 손상된 이상적인 DSSS CDMA 무선 내비게이션 신호에 대한 코드 지연 시간의 함수로서의 종래 기술에 의한 자동 상관 응답을 나타낸다. 이러한 멀티패스 손상 신호를 위한 상관 응답 함수는 제한 대역폭 수신기를 통해 처리된다.

도 3 은 본 발명의 무선 내비게이션 수신기 안에서 취득된 디지털 샘플의 타이밍 사이의 관계를 나타내고, 샘플링 간격은 수신된 펄스 무선 내비게이션 신호의 펄스 속도와 동기화한다. 수신된 펄스 무선 내비게이션 신호의 펄스 패턴, 상관 프로세스 및 펄스 패턴으로 동기화되는 저장소로 디지털 샘플을 분리하는데 사용되는 복수의 상관 집적 저장소 또한 도시된다.

도 4 는 본 발명의 무선 내비게이션 수신기 안에서 취득된 디지털 샘플의 타이밍 사이의 관계를 나타내고, 샘플링 간격은 수신된 펄스 무선 내비게이션 신호의 펄스 속도와 동기화하지 않는다. 수신된 펄스 무선 내비게이션 신호 펄스 패턴, 상관 프로세스, 수신기 펄스 타이머 마크, 및 펄스 패턴과 동기화하는 저장소 안으로 디지털 샘플을 분리하는데 사용되는 복수의 상관 집적 저장소를 나타낸다.

도 5 는 대역 제한 DSSS CDMA 펄스 무선 내비게이션 신호를 사용하는 본 발명의 서브 샘플 자동 상관 응답 함수를 나타낸다.

시스템 및 방법

본 발명은 DSSS CDMA 신호의 고속 단 펄스의 전송을 개시하여, 다음 펄스의 발생에 앞서 멀티패스(multipath) 신호가 방산하도록 하기 위한 펄스 사이의 시간을 제공한다. 고속 단 펄스는 고속 내비게이션 수신기가 연속 DSSS CDMA 신호로서의 연속된 단 펄스를 수신하고 해석하도록 허용한다. 또한, 본 발명은 상관 프로세스에 공급되는 수신된 샘플을 분리하여, 각 펄스의 전연과 관련되는 샘플이 각 펄스의 간격에서 뒤에 발생하는 샘플들로부터 독립적으로 처리되게 하고, 그리하여 멀티패스 손상에 더욱 민감하게 된다. 단 펄스는 연속되는 방송 DSSS CDMA 시스템에서 존재하는 DSSS CDMA 신호와 동일한 이점을 제공하는 샘플의 연속적인 흐름과 같이 처리된다.

펄스 구조

바람직한 실시예에서, 1 칩 온 및 2 칩 오프의 펄스 구조가 본 발명을 설명한다. 이러한 펄스 구조의 묘사를 위해, 10M-chips/sec의 칩 속도가 선택된다. 결과적으로, 펄스 지속시간은 200 나노초 대기 간격이 뒤따르는 약 100 나노초(nanoseconds)(약 30m)이다. 2 칩 대기 시간 동안, 1 칩 펄스의 반사로부터 생성된 멀티패스 신호가 가라앉는다. 상관 프로세스의 특성은 1.5 칩 보다 더 긴 멀티패스 신호를 제거한다. 그러므로, 2 칩 대기 기간은 단 멀티패스(즉 1.5 칩 이하)가 방산하기 위한 충분한 시간을 허용한다. 상관 프로세스는 2 칩 보다 긴 지연으로 멀티패스 신호를 제거하게 된다. 다른 실시예는 고정된 1 칩 온, 2 칩 오프 패턴에서 생성되는 모듈 효과를 완화하는 의사 랜덤(pseudorandom) 펄스 구조를 이용한다. 이러한 의사 랜덤 펄스 패턴은 다음 펄스의 시작 전에 단 멀티패스 신호 성분이 방산하도록 펄스 사이에서 충분한 대기 시간을 유지한다. 칩 패턴과 동기화되지 않은, 다른 펄스 및 칩 구조 또한 본 발명의 넓은 범위와 영역 안에서 채용될 수 있다.

전연(Leading Edge) 및 샘플 프로세스

본 발명은 수신된 펄스 신호의 타이밍과 동기하는 무선 내비게이션 수신기내에서 상관 집적 값(correlation accumulation values)과 수신된 데이터 샘플을 분리한다. 데이터 샘플과 상관 집적 값이 수신된 펄스 패턴과 동기화되어 분리될 때, 수신된 펄스의 전연은 수신된 신호의 나머지로부터 독립하여 처리될 수 있다. 수신된 신호의 전연은 수신된 펄스의 나머지 또는 펄스 수신 종료 후에 발생한 순수 멀티패스 신호보다 멀티패스에 의해 덜 손상된다. 그러므로, 전연 샘플로부터 도출된 거리 예측은 펄스 사이클 동안 뒤에 발생한 샘플보다 멀티패스에 의해 덜 손상될 것이다.

본 발명의 상관 프로세스는 복수의 상관 프로세스 집적 저장소 내에 상관 파워 응답 값을 집적하고 저장한다. 각 상관 프로세스 집적 저장소는 수신된 펄스 패턴과 특정한 시간 관계를 가지고 있다. 이것은 모든 상관 결과를 단일 저장소에 집적하고 저장하는 종래의 상관 프로세스와 반대이다. 종래의 상관 프로세스와 본 발명 모두에서, 수신된 무선 내비게이션 신호는 디지털 샘플의 흐름으로 전환되고 디지털 샘플은 디지털 분산 시퀀스로 분산된다. 이러한 변조와 집적은 각각의 디지털 샘플이 수집되는 것과 같이 연속해서 일어나거나 디지털 샘플의 수집 후에 일어난다. 종래 상관 프로세스에서의 일반적 요소는 수신된 디지털 샘플의 상대적인 시간과는 독립적으로 디지털 분산 시퀀스로 디지털 샘플을 변조한 결과가 모두 단일 상관 프로세스 집적 저장소 내에 집적되는 것이다. 본 발명의 펄스 전송으로, 각 디지털 샘플은 다른 방향과 다른 멀티 패스 신호 콘텐츠를 가진다. 그러므로, 펄스 패턴의 상대적 위치에 따라 상관 프로세스에서 디지털 샘플을 분리하는 것은 이러한 다른 콘텐츠를 분석하는 방법을 제공한다.

도 3에는 본 발명의 상관 프로세스의 예가 도시되는데 투 펄스 300 및 313가 시간 함수로 도시된다. 펄스(300,313)은 온/오프 타이밍으로 전송되는 펄스이지, 디지털 분산 시퀀스에 의해 생성된 칩 패턴이 아니다. 이러한 설명은 바람직한 실시예의 1 칩 온 및 2 칩 오프 패턴을 나타낸다. 또한, 바람직한 실시예의 수신기는 10.023M-chips/sec의 DSSS CDMA코드 칩핑 속도와 10M-pulses/sec의 펄스 속도로 프로세싱 되기 위해 70M-sample/sec의 샘플 속도를 제공하도록 생성된다. 그러므로, 도 3에 도시된 각각의 완전한 1 칩 온 펄스(300,313)를 위해 수신기는 7 데이 터 샘플을 생성한다. 이들은 펄스 패턴에 상대적인 수신된 타임 시퀀스에 도시되고 펄스(300)에 대하여 301,302,303,304,305,306, 및 307로 번호가 주어진다. 수신된 신호로부터 가져온 모든 샘플은 도시된 신호 라인을 따라 점으로 표시되고 도 3 에서 "ADC로 부터의 데이터 샘플"로 인덱스 된다. 도 3 에 도시된 실시예에서, 샘플(301,308,314)은 펄스의 시작에 상당하고, 샘플(302,309,315)은 펄스의 제 2 샘플에 상당하며, 샘플(203,310,316)은 펄스의 제 3 샘플에 상당하며, 일련의 샘플에 대하여 이하 같다. 샘플(307)은 펄스(300)의 마지막 샘플에 상응한다. 또한, 샘플(317,320,318,327,312,319,321)을 포함하는 도시된 시간 라인 상의 모든 샘플은 펄스 사이의 대기 시간에 상응한다.

샘플(317)은 펄스 패턴과 동기화된 상관 프로세스 집적 저장소 내로 들어오는 샘플을 분리하는 데이터 샘플과 임의의 스타팅 시간이다. 그러므로 샘플(317)은 서브샘플(1) 상관 프로세스 집적 저장소(322) 내로 집적하고, 샘플(320)은 서브샘플(2) 상관 프로세스 집적 저장소(323)으로 집적하고, 이 시퀀스의 제 5 샘플까재 시퀀스를 통해 계속한다. 샘플(302)는 상관 프로세스 집적 저장소(324) 내로 집적하고, 이 시퀀스의 제6 샘플인 샘플(303)은 서브샘플(6) 상관 프로세스 집적 저장소(325)로 집적한다. 그리고 이 시퀀스의 제 7 샘플인 샘플(304)은 서브샘플(7) 상관 프로세스 집적 저장소(326)로 집적한다. 펄스 패턴에 동기화된 이 시퀀스의 다음 샘플인 샘플(318)은 7 샘플의 다음 시퀀스 중 첫번째이다. 이것은 샘플(317)과 같은 펄스 패턴과 상대적으로 같은 타이밍을 가지고, 그러므로 서브샘플(1) 상관 프로세스 집적 저장소(622)로 집적한다. 샘플(317)(이 실시예에서 샘플(318,319)이 도면에 도시됨)처럼 펄스 패턴과 관련하여 같은 타이밍으로 모든 샘플은 서브 샘플(1) 상관 프로세스 집적 저장소(322)로 집적한다.

마찬가지로:

-서브 샘플(2) 상관 프로세스 집적 저장소(323)는 샘플(320, 본 실시예에서 샘플(327,321)이 도면에 도시된)처럼 펄스 패턴과 관련하여 같은 타이밍으로 모든 샘플을 집적하고;

-서브 샘플(5) 상관 프로세스 집적 저장소(324)는 샘플(302, 본 실시예에서 샘플(309,315)이 도면에 도시된)처럼 펄스 패턴과 관련하여 같은 타이밍으로 모든 샘플을 집적하고;

-서브 샘플(6) 상관 프로세스 집적 저장소(325)는 샘플(303, 본 실시예에서 샘플(310,316)이 도면에 도시된)처럼 펄스 패턴과 관련하여 같은 타이밍으로 모든 샘플을 집적하고;

-서브 샘플(7) 상관 프로세스 집적 저장소(326)는 샘플(304, 본 실시예에서 샘플(311)이 도면에 도시된)처럼 펄스 패턴과 관련하여 같은 타이밍으로 모든 샘플을 집적하는 등이다.

본 발명의 상관 프로세스는 여러가지 방법을 이용하여 서브샘플된 상관 집적 저장소 내에 집적 값을 저장하고 집적한다. 예를들어, 상기 실시예와 같이, 펄스의 위치가 알려지면, 수신된 펄스의 전연 다음에 샘플 프로세스가 필요 없다. 다른 실시예에서, 상관 프로세스는 제 1 상관 집적 시간 동안 제 1 샘플 타이밍(301)을 집적하고, 제 2 상관 집적 시간 동안 제 2 샘플 타이밍(302)을 집적하고 미리 정의된 수의 저장소를 위하여 계속해서 필요로하는 샘플을 집적한다. 실질적으로 1칩당 7 샘플의 샘플 속도를 가지는 7 집적 저장소를 이용하는 바람직한 실시예가 상술된다. 바람직한 펄스 구조에서, 펄스-온 칩 사이에서 2 칩의 지연시간을 가지고 1 칩의 펄스 신호가 있다. 바람직한 7 저장소를 집적하는 대신에, 수신기는 전 펄스 패턴에 대하여 상관 응답 함수의 전체 샘플링을 제공하는 21 저장소를 집적할 수 있다. 또한, 다른 실시예에서, 수신기는 상기 바람직한 실시예에서 상술된 상기 7 저장소보다 덜 집적할 수 있다. 다른 상관 및 집적 방법이 본 발명의 더 넓은 범위와 영역 안에서 적용될 수 있다.

펄스 패턴에 관한 샘플 타이밍

본 발명의 바람직한 실시예에서, 내비게이션 수신기의 샘플 속도는 도 3에 도시된 경우와 같이 전송된 펄스-속도에 정수배가 아니다. 바람직한 샘플-속도는 펄스-속도의 정수배에 수신된 펄스에 관하여 이동한 샘플링을 일으키는 분수 성분을 더한 것이다. 수신된 펄스에 관한 샘플링을 이동하는 것이 모든 샘플이 수신된 펄스와 관련하여 정확히 같은 시간 발생했다면 위신호(aliasing) 영향을 감소시킨다. 그러므로, 펄스-속도에 대한 샘플-속도 비는 펄스 길이에 독립적이다. 그러므로, 펄스-속도와 관련하여 오프셋하는 샘플-속도 비는 펄스 스트림을 따라 샘플 위치가 변화하도록 한다. 예를 들어, 도 3 에 도시된 바와 같이 10M-pulse/sec 시스템에서 펄스-속도에 대한 샘플-속도의 보조 성분은 매 10,000 펄스에서 추가적인 1 샘플이다. 다른 샘플 펄스-속도에 대한 샘플-속도 비 또한 이용될 수 있다. 예를 들어, 매 1,000 펄스당 1 부가 샘플 또한 1,000 ~ 10,000 칩의 코드 길이에 대 한 관련 오프셋을 생성한다. 그러므로, 바람직한 실시예에서, 공칭 샘플 속도가 7samples/pulse 이면, 바람직한 샘플-속도는 7.0001 ~ 7.001 samples/pulse 사이의 속도로 조정된다. 더 늦은 펄스 속도에 대하여 샘플-속도와 펄스 속도- 사이에서의 더 높은 분수식 오프셋은 적분 시간 동안 펄스를 따라 샘플 위치를 변화시키는 것을 필요로 한다.

바람직한 실시예에서, 샘플-속도는 펄스-속도와 동기화되지 않고, 그러므로 샘플은 펄스 패턴에 동기화되지 않는다. 그러나, 상관 집적 값은 펄스 패턴에 동기화된 상태로 남아있는다. 이러한 동기화는 알려진 전송기 펄스 속도로 프로그램된 수신기 내의 타이머로 달성된다. 타이머의 졸료시, 수신기는 알려진 전송기 펄스 속도와 수신기 시계 사이에서 기준을 제공하는 펄스 시간 마크를 발행한다. 수신기 펄스 시간 마크는 수신된 펄스 패턴에 관한 알려지지 않았으나 상수인 오프셋으로 상관 및 집적 저장소를 할당하곤 한다.

도 4를 보면, 디지털 샘플은 더이상 도 3의 경우와 같이 펄스 패턴과 동기화하지 않는다. 제 1 펄스 위치(401)는 다음 펄스 위치(404)와 펄스(405,406) 주위의 데이터 샘플에서 데이터 샘플(402,403)에 비례하여 변화한다. 데이터 샙플(407,408) 사이의 펄스 위치(414)에 다른 변화가 있다. 제 1 수신기 펄스 타임 마크 는 409로 나타내어진다. 수신기 펄스 시간 마크(409)의 최종 위치가 제 1 펄스 위치(401)에 관한 것으로 알려지지 않았지만, 두 이벤트(409,401)의 관련 시간은 상수이다. 본 실시예에서, 수신기 펄스 시간 마크(409)는 각 펄스(401,404,414)에 앞서는 대략 3개의 데이터 샘플을 설정한다. 수신기 펄스 시간 마크(409)와 펄스 위치(401)과 관련한 데이터 샘플 정렬이 변화하더라도 수신기 펄스 시간 마크(409)와 펄스 위치(401)는 상수로 남아있는다. 본 살시예에서, 수신기 펄스 시간 마크(409)를 지나가는 제 1 데이터 샘플은 서브샘플(1) 집적 저장소(412)내에 집적된다. 각각의 뒤따르는 샘플이 처리되고 상관 집적 값은 뒤따르는 내부 시간 마크에 관한 상관 및 집적 저장소 내에 배치된다.

연역 시간 예측(Priori Timing Estimates)

바람직한 실시예에서, 종래의 상관 프로세스는 근사 코드 지연 시간과 펄스 패턴의 근사 지식을 얻었다. 이러한 코드 지연 시간과 펄스 패턴의 예측은 멀티 패스에 의해 손상되지만, 펄스 패턴의 ±1.5 칩 이내로 코드 지연 시간의 개략적인 예측이 가능하다. 코드 지연 시간 예측과 펄스 패턴 지식을 얻기 위한 서브샘플 상관 써치 또는 비가공 펄스 서치와 같은 다른 방법이 본 발명의 넓은 범위와 영역 내에서 사용될 수 있다.

일반적으로, 수신된 펄스 패턴으로 수신기 타임 마크 펄스를 정확하게 동기화 시키는 것은 불가능하다. 수신된 펄스 패턴으로 동기화하는 것은 전송기까지의 거리 예ㅊ윽일 때만 정확하다. 펄스 패턴의 정확한 지식은 전송기까지의 정확한 거리에 대한 지식이 요구된다. 일반적으로 전송기까지의 거리는 정확한 위치 계산에 앞선 위치 장치 내에 알려져 있지 않다. 그러므로, 펄스의 전연을 써치하는 것이 요구된다. 이러한 서치는 무선 내비게이션 수신 펄스 시간 마크에 관한 분리된 집적 저장소에서 샘플 시간의 수를 집적하는 서브 샘플 상관 프로세서를 완전히 처리한다; 각 집적 저장소는 수신된 펄스 전연 위치를 나타낸다. 다시 도 3을 보면, 여기 도시된 실시예의 샘플 시간은 펄스의 시작에 앞서 발생한 최초의 몇몇 샘플처럼 선택되었다. 종래의 상관 기술을 사용하면, 수신된 펄스 패턴의 전연에 대한 근사 시간이 처음으로 결정되고, 이는 수신된 펄스 패턴에 관련된 무선 내비게이션 수신기 시간 마크에 대한 개략적인 위치를 제공한다. 도 3 의 실시예에서, 무선 내비게이션 수신기 시간 마크 타이머는 시간 마크가 수신된 펄스에 개략적으로 3개의 샘플 앞서도록 초기화된다. 시간 마크 상관 집적 저장소 결과의 설정으로부터, 논리 결정 프로세스가 올바르거나 최대한 가능한 펄스 전연 샘플 세트를 결정한다. 일반적으로, 수신기 시간 마크의 위치는 코드 지연 시간의 개략적 예측에 의한 불확정성에 기해 배치되어야 한다.

논리 결정 프로세스(Logical Decision Process)

논리 결정 프로세스는 수신된 펄스 전연에 상응하는 상관 집적 저장소를 결정한다. 바람직한 실시예에서, 결정 프로세스는 각 상관 집적 시간 저장소로부터 집적 파워 값을 사용한다. 그러나, 신호 대 노이즈 비율, 집적 값 루프를 트래킹하는 인-페이즈 및 쿼드러쳐(In-Phase & Quadrature, I&Q) 트래킹 루프 캐리어, 의사 코드 트래킹 루프 측정, 및 수신기 내에서 허용가능한 유사 데이터와 같은 다른 측정 파라미터가 본 발명의 넓은 범위와 영역 내에서 사용될 수 있다.

도 5 를 보면, 본 발명에 따른 7 서브샘플 상관응답 함수(502,503, 504,505,506,507,508)이 종래의 상관 응답 함수(501)과 함께 도시된다. 상관 응답 함수(501)는 필터링 또는 데이터 노이즈 없는 이론적인 종래의 상관 응답이다. 서브 샘플 상관 응답 함수(502,503,504,505,506,507,508)는 바람직한 실시예에서 설 명된 바와 같이 20MHz 대역 필터로 필터링 되고, 신호는 노이즈와 멀티패스에 의해 손상된다. 이론적인 응답 함수(501) 및 서브 샘플 상관 응답 함수(502,503,504,505,506,507,508)는 같은 도면 상에서 모두 분명하게 볼 수 있도록 측정되었다. 서브 샘플 상관 응답 함수(502,503,504,505,506,507,508)는 시간 차원에서 상수 파워를 가지고 최대 상관 값에서 피크 파워인 삼각형 형상 대신에 그들이 평탄하다는 점에서 종래의 상관 응답 함수(501)과 구분된다. 서브 샘플 상관 응답 함수(502,503,504,505,506,507,508)는 종래의 상관 응답 함수(501)의 분해이다. 종래의 상관 응답 함수(501)의 전연을 보면, 서브 샘플 상관 응답 함수(502,503,504,505,506,507,508)의 합이 종래 상관 응답 함수의 결과라는 것을 즉히 알 수 있다. 다른 서브 샘플 상관 응답 함수가 종래 상관 응답 함수의 후연에 나타났다면, 이는 또한 종래 상관 응답 함수의 합이 된다.

도 5의 예에서, 논리 결정 프로세스는 수신된 펄스 전연에 상응하는 서브 샘플 상관 응답 함수를 선택하기 위해 7 서브 샘플 상관 및 집적 응답 함수(502,503,504,505,506,507,508)를 비교한다. 종래의 상관 프로세스로부터 수신된 펄스 시간의 연역 예측을 사용하여, 수신기 펄스 시간 마크는 보통은 3 상관 집적 함수가 수신된 펄스 전연의 예측 전에 발생하고, 남은 4 상관 집적 함수가 수신된 펄스 전연 후에 발생한다. 바람직한 실시예에서, 수신된 펄스 전연을 둘러싸는 7 샘플은 그들의 상응하는 상관 집적 저장소 내로 처리된다. 다른 실시예는 수신된 펄스 전연이 특정 어플리케이션, 환경 및 수신기 측정과 시계의 질에 기초하여 관찰될 수 있도록 필요로하는 상관 및 집적 저장소의 수를 변화시킨다. 예를 들 어, 코드 지연 시간의 개략적 예측이 칩의 1/4 이내에서 알려지는 낮은 멀티패스 환경에서 전체 7 서브샘플 상관 집적 저장소는 필요 없다. 대신에, 단지 3 또는 4 저장소가 요구된다. 또한, 수신기 시계 불확정성이 코드 지연 시간 예측에 넓게 비교되면, 바람직한 실시예에서 설명된 7 서브샘플 상관 집적 저장소 외에 부가적인 샘플이 필요하게 된다.

바람직한 실시예에서, 비교 표준 세트는 무선 내비게이션 수신기 펄스 시간 마크에 관한 위치와 집적 저장소 관련 파워에 기초하여 형성된다. 예를 들어, 이전 상관 집적 저장소는 소정 노이즈에서만 샘플로부터 집적되기 때문에 상관 집적 저장소 전연의 파워 값은 몇몇 비율에 의한 이전 상관 집적 저장소 파워 값보다 높도록 기대된다. 도 5에 도시된 결과에서, 서브 샘플 상관 파워 응답 커브(505)는 전연의 샘플 시간에 상응한다. 펄스(510)의 전연에서 서브 샘플 상관 파워 응답은 노이즈만의 서브 샘플 상관 파워 응답 커브(504)보다 거의 3.5dB 더 높다. 또한, 도 5 에 도시된 바와 같이 이어지는 서브 샘플 상관 파워 응답 커브(506)은 전연 샘플 상관 파워 응답 커브(505)보다 더 높게 된다. 상관 파워에서 이러한 증가는 대역 제한 신호의 수신에 의해 발생된 필터링 효과에 기인하므로, 펄스의 램프-업으 만들어낸다. 펄스가 내부적으로 전송되는 것과 같이 이는 신호 증가를 가져온다.

다른 논리 프로세스 및 결정 기준은 특정 신호에 대한 노이즈 비 임계값 설정, 캐리어 트래킹 루프 I&Q 데이터 처리, 의사 코드 트래킹 루프 측정 처리, 또는 수신기 내에서 가능한 유사 데이터 처리와 같이 펄스 에지에 대한 제 1 서브샘플을 확립하는 것이 가능하다. 이러한 결정 기준은 다른 수신기 구성으로 다른 타입의 전송기로부터 수신된 실제 데이터 신호에 대하여 연산될 때 변화할 수 있다. 수신된 펄스 패턴 전연의 최적 예측 상응하는 상관 집적 저장소는 그러면 거리 측정 예측을 사용한다.

샘플 상관 집적 전연으로 부터 의사 측정 결과(Pseudorange Measurement from Leading Edge Sample Correlation Accumulation Results)

일단 서브 샘플 상관 및 집적 저장소가 결정되면, 상관 집적 저장소에 대한 거리 예측이 결정된다. 바람직한 실시예에서, 데이터 설정 알고리즘이 거리 측정을 결정하는 도 5의 510의 평탄역(plateau)의 에지를 예측한다. 이 평탄역 에지는 서브 샘플 상관 파워 응답(505)으로 부터 도출된 거리 측정의 기초이다. 바람직한 실시예에서, 종래의 0.5 칩 먼저, 그리고 0.5 칩 늦은 트래킹 암이 2개의 필요한 샘플 포인트를 획득한다. 다른 실시예에서, 이른, 늦은, 그리고 즉시의 트래킹 암의 조합이 필요로 하는 샘플 포인트에 사용된다. 또 다른 실시예에서, 0.1 칩과 같이 간격 지워지거나 대칭이 아닌 트래킹 암이 사용된다. 바람직한 실시예에서, 서브 샘플 상관 응답의 전연의 슬로프는 넓고 다양한 신호 조건이 주어지는 많은 서브 샘플 상관 응답 커브의 몬테-카를로(Monte-Carlo) 시뮬레이션으로부터 연산딘다. 실험 기구, 필드 자격 및 수학적 모델링과 같이 서브 샘플 상관 응답 함수의 다른 기술이 본 발명의 넓은 범위와 영역 내에서 사용될 수 있다.

도 5를 보면, 대칭 바이어스(509)가 펄스(510)의 전연으로부터 도출된 거리 예측과 전통적으로 거리 예측의 기초로 사용되곤 하는 종래의 상관 응답(511)의 최 대 응답 사이에 위치한다. 바람직한 실시예에서, 이 바이어스는 수신기 내의 상수로서 연산되고 유지된다. 선택적으로, 이 바이어스는 연속 바이어스 위에 모델될 수 있다.

도 5 에서, 7.001 samples/chip 의 바람직한 샘플 속도로 이 기술의 상관 집적 저장소 값과 서브 샘플 응답 함수가 도시된다. 도시된 실시예에서 멀티패스는 -6dBm에서 0.5칩 지연되는 도 2 에 도시된 바와 같다. 거리 예측의 오류는 종래 의 탭 간격 상관 방법에서는 2~3m이었던 것과 비교하여 본 발명의 서브 샘플 상관 집적 저장소 기술을 사용하는 이러한 멀티패스 시나리오에 대하여 약 2cm 이므로 종래 기술에 비하여 상당한 개선을 가져왔다.

상기에서는 본 발명의 도시된 실시예의 방법이 주어졌으나, 본 발명의 기술분야에서 통상의 기술이 가진 자에 의한, 모든 다른 변조와 다양화가 본 발명의 넓은 범위와 영역 내에서 사용될 수 있다.

Claims

무선 내비게이션 수신기에서 멀티패스를 완화하는 방법에 있어서:

a) 전송 장치로부터 위치 수신기로 고속 펄스 패턴을 전송하고, 상기 위치 수신기는 전송된 신호를 샘플링하는 단계,

b) 수신된 샘플을 분리하고, 수신된 펄스 패턴과 동기화되는 독립 저장소 안으로 샘플에 기초한 상관 집적 값을 저장하는 단계,

c) 수신된 펄스의 전연(leading edge)과 관련하는 집적 저장소를 결정하는 결정 프로세스를 적용하는 단계; 및

d) 상기 수신된 펄스의 전연과 관련하는 상관 집적 저장소로부터 거리 예측을 생성하는 단계를 실행하는 것에 의해,

상기 거리 예측상에서의 멀티패스가 완화되는 것을 특징으로 하는 무선 내비게이션 수신기에서의 멀티패스 완화 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 고속 펄스 패턴은 멀티패스 신호가 방산(dissipation)하는 것을 가능하게 하도록 펄스 사이에 충분한 대기 시간을 제공하는 것을 특징으로 하는 무선 내비게이션 수신기에서의 멀티패스 완화 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 고속 펄스 패턴을 이용하는 상기 무선 내비게이션 신호가 상기 수신된 샘플을 독립 상관 집적 저장소 안으로 분리하지 않고 연속 신호로 처리되는 것을 특징으로 하는 무선 내비게이션 수신기에서의 멀티패스 완화 방법.
수신된 신호의 멀티패스 성분이 무선 내비게이션 신호의 고속 펄스화에 의해 시간 변동(time varying)하도록 무선 내비게이션 신호를 제공하는 방법에 있어서,

a) 상기 수신된 신호는 연속적으로 처리되고,

b) 펄스 사이에 멀티패스 신호가 방산하도록 하는 시간이 있는 것을 특징으로 하는 무선 내비게이션 신호 제공 방법.
무선 내비게이션 수신기에서 멀티패스를 완화하는 방법에 있어서,

a) 펄스 무선 내비게이션 신호를 전송 장치로부터 무선 내비게이션 수신기로 전송하는 단계,

b) 상기 무선 내비게이션 수신기에 의해 상기 펄스 무선 내비게이션 신호로부터의 각 펄스의 전연(leading edge)을 상관시키는 단계, 및

c) 상기 상관으로부터 거리 예측을 생성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로하는 무선 내비게이션 수신기에서의 멀티패스 완화 방법.