DE60200475T2

DE60200475T2 - Optischer MSK Modulator

Info

Publication number: DE60200475T2
Application number: DE60200475T
Authority: DE
Inventors: Douglas M. Hoboken Gill; Xing New Providence Wei
Original assignee: Lucent Technologies Inc
Current assignee: Nokia of America Corp
Priority date: 2001-08-21
Filing date: 2002-03-13
Publication date: 2005-05-25
Anticipated expiration: 2022-03-14
Also published as: JP3958642B2; JP2003098489A; US6539131B1; EP1289215B1; EP1289215A1; DE60200475D1

Description

Die Mindestfrequenzumtastung (MSK für engt. minimum-shift keying) ist ein allgemein bekanntes Modulationsformat in der Funk- und Mikrowellenkommunikation. Siehe M. L. Doelz und E. T. Heald, Minimum-shift data communication system, US-Patent 2,977,417, 28. März 1961. Sie wird auch schnelle Frequenzumtastung (FFSK für engl. fast frequency shift keying) genannt. Siehe R. deBuda, IEEE Trans. Commun. COM-20, S. 429 (1972). Hierin beziehen wir uns mit MSK auf alle Modulationsschemata mit phasenkonstanter Frequenzumtastung (CPFSK für engl. continuous phase frequency shift keying) mit einem Modulationsindex von h = 0, 5. Siehe J. B. Anderson, T. Aulin und C.-E. Sundberg, Digital Phase Modulation (Plenum Press, New York, 1986); C.-E. Sundberg, IEEE Communications Magazine, Vol. 24, S. 25 (1986).
Im Vergleich zur Amplitudenmodulation weist die MSK in Kommunikationssystemen, die auf der Faseroptik basieren, ein schmaleres Leistungsspektrum auf und leidet durch Konstanthalten der Amplitudenhüllkurve weniger unter nichtlinearer Alterung. Trotz ihrer zahlreichen Vorteile wurde die MSK nie in kommerziellen faseroptischen Kommunikationssystemen verwendet, und zwar hauptsächlich auf Grund der Schwierigkeiten bei der Herstellung von zuverlässigen optischen MSK-Sendern und –Empfängern. Heutzutage werden die Übertragungsdaten in der faseroptischen Kommunikation in der Intensität der Lichtwelle (bekannt als Trägertastung oder OOK (für engl. on-off keying)) statt in der Phase codiert.
Gemäß dieser Erfindung wird ein optischer Modulator bereitgestellt, wie in Patentanspruch 1 beansprucht.
Wir realisierten zum ersten Mal eine externe elektrooptische Modulation in einem MSK-Format. Der MSK-Modulator der Erfindung setzt einen TAKT-Teil und einen DATEN-Teil ein. Im TAKT-Teil wird eine CW-Eingangslichtquelle in zwei Taktimpulsströme zerlegt. Eine Art und Weise, dies zu erreichen, ist, ein Paar von Phasenmodulatoren und einen Koppler zu verwenden, um die Eingangslaserquelle in zwei Taktimpulsströme zu zerlegen. Der DATEN-Teil verwendet dann ein anderes Paar von Phasenmodulatoren, um die Phase jedes Taktimpulses auf geeignete Weise zu modulieren. Schließlich wird ein zweiter Koppler verwendet, um die beiden Ströme auf eine gewünschte Weise aufzuaddieren und somit den MSK-Übertragungsmodus zu realisieren.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 stellt ein Diagramm eines beispielhaften „Phasenbaums" sowohl für das Modulationsschema der Mindestfrequenzumtastung (MSK) als auch der Phasendifferenzumtastung (DPSK für engl. differential phase shift keying) dar;
2 stellt ein Beispiel für ein optisches Schaltbild dar, welches verwendet werden kann, um einen integrierten optischen MSK-Modulator zu realisieren, der die Erfindung verwirklicht;
3 zeigt ein schematisches Diagramm der zeitabhängigen Zeigerdarstellung für die Phase und die Amplitude der beiden optischen Impulsströme, welche durch den TAKT-Teil erzeugt und durch den DATEN-Teil des MSK-Modulators phasenmoduliert werden (dargestellt in 2). Diese Bitströme werden anschließend vereinigt, um den Endausgang des MSK-Modulators zu bilden;
4 ist eine schematische Ansicht eines Phasenverschiebungsgeräts zur Bereitstellung der Phasenverschiebung, welche im MSK-Modulator der Erfindung benötigt wird; und
5 ist ein schematisches Diagramm eines optischen Kopplers, welcher zur Verwendung im MSK-Modulator der Erfindung geeignet ist; und
6 ist ein schematisches Diagramm, welches ein Kommunikationssystem darstellt, das einen Empfänger umfasst, der zur Realisierung der Erfindung von Nutzen ist.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Die Modulation der Phase einer kohärenten Lichtwelle kann zur Datenübertragung verwendet werden. Unter Bezugnahme auf 1 ist ein „Phasenbaum" einer MSK, sowie der eines ähnlichen, aber leicht unterschiedlichen Phasenmodulationsschemas, das als Phasendifferenzumtastung (DPSK) bekannt ist, dargestellt. Beide verwenden ein Differenzcodierungsschema, um Daten darzustellen. In der MSK werden eine digitale 1 und eine digitale 0 durch eine Aufwärts (+)- beziehungsweise eine Abwärts (–)-Phasenverschiebung von π/2 Radianten (oder 90°) dargestellt. In der DPSK wird eine digitale 1 durch eine Phasenverschiebung (entweder nach oben oder nach unten) von π Radianten (oder 180°) dargestellt, und eine digitale 0 wird durch keinen Wechsel in der Phase dargestellt. 1 stellt ein Beispiel für einen 8-Bit-Datenstrom 01110010 dar. Es ist zu erwähnen, dass der Phasenverlauf in einem realen MSK- oder DPSK-System eine geglättete Kurve sein kann, wie sie durch einen Modulator mit endlicher Bandbreite erzeugt würde, und nicht unbedingt den geraden Segmenten der schematischen Darstellung folgt, wie in 1 dargestellt. Sowohl die MSK als auch die DPSK stellen Vorteile gegenüber dem herkömmlichen OOK-Modulationsformat für die faseroptische Übertragung bereit. Ein solcher Vorteil ist die Unterdrückung von Kreuzphasenmodulation, welche gegenwärtig der Hauptfaktor für den Güteabfall in Systemen mit dichtem Wellenlängenmultiplex (DWDM für engl. dense wavelength division multiplex) infolge der Kerr-Nichtlinearität der optischen Faser ist. Von einem praktischen Gesichtspunkt aus gesehen ist die DPSK leichter zu realisieren als die MSK. Dem ist so, weil in der DPSK die Phasenschwankung zwischen 0 und π begrenzt ist und mit einem im Handel erhältlichen Phasenmodulator, zum Beispiel einem LiNbO3-Phasenmodulator, erreicht werden kann. Es wurde sowohl von Versuchen als auch Simulationen optischer DPSK-Datenübertragung mit Hochgeschwindigkeit (normalerweise 10 Gb/s) berichtet. Siehe M. Rohde et al., Electronics Letters, Vol. 36. S. 1483 (2000); J.-K. Rhee et al., IEEE Photonics Technology Letters, Vol. 12, S. 1627 (2000).
Ein typischer LiNbO3-Phasenmodulator ist jedoch für die MSK nicht effektiv, da in der MSK die Phasenschwankung auf eine Weise stattfindet, die als ein Zufallspfad, der keine Grenze aufweist, beschrieben werden kann. Im Extremfall würde die Phase, wenn der Datenstrom eine Bitfolge von 11111111 enthält, weiter ansteigen und eine relative Gesamtphasenverschiebung von 4 π infolge dieser Bitfolge erreichen. Es ist gegenwärtig schwierig, mit einer bekannten Schaltungsanordnung genügend Treiberspannung bereitzustellen, um eine solche Phasenverschiebung unter Verwendung von bestehenden Phasenmodulatoren zu erreichen. Aus diesem Grund wurde die optische MSK selten untersucht, obwohl es Versuche bei Verwenden direkter (interner) Phasenmodulation von Halbleiterlasern mit niedrigerer Geschwindigkeit gab. Siehe M. Shirasaki et al., Electronics Letters, Vol. 24, S. 486 (1988).
Die MSK hat gegenüber der DPSK bedeutende Vorteile. Zum Beispiel weist die MSK ein schmaleres Leistungsspektrum als die DPSK auf. Außerdem können MSK-Signale durch Verwenden eines (im Folgenden näher zu beschreibenden) 1-Bit-Verzögerungsleitungsinfterferometers am Empfänger wirksam in ein Keine-Rückkehr-nach-Null-OOK-Format (NRZ für engl. non-return-to-zero) umgewandelt werden. Im Vergleich erleidet ein DPSK-Signal, das am Empfänger in ein OOK-Format umgewandelt wird, einen Augenschließ-Penalty von ungefähr 1dB. Obwohl die optische MSK schwieriger zu realisieren ist als die DPSK, ist es mit dieser Erfindung jetzt möglich.
Ein optischer Modulator, der auf dem MSK-Format basiert, ist in 2 dargestellt. Diese Figur ist ein optoelektronisches Schaltbild, welches in einer integrierten optischen Schaltung (OIC für engl. optical integrated circuit) realisiert ist, welche durch den gestrichelte Rechteckrahmen 11 dargestellt ist. Der Eingangslaser in die OIC ist bei 12 dargestellt. Normale DWDM-Systeme wirken im C-Band oder im C-Band + L-Band, welche im Allgemeinen Wellenlängen von 1.530 bis 1.610 nm entsprechen. Erweiterte L-Band-Systeme können bis 1.620 nm wirken. Laser für diese Systeme sind allgemein bekannt.
Die Realisierung der integrierte Schaltung (IC), welche durch den Rechteckrahmen 11 in 2 vorgeschlagen wird, ist für eine Vielfalt von Lösungen zur Herstellung der in der Figur dargestellten Baugruppe bezeichnend. Diese umfassen Verwenden von auf der Leiterplatte montierten IC-Unterbaugruppen und/oder diskreten Bauelementen, Zwischenverbindungen, welche planare Wellenleiter oder Fasern verwenden, der Technik der optischen Bank, welche eine starre Glas- oder Halbleiterplattform verwendet, usw.
In dem Gerät von 2 wird der Eingangslaserstrahl im TAKT-Teil durch Verwenden eines 1-zu-2-Impulszerlegers verarbeitet, um zwei Impulsströme aus dem CW-Eingangslicht zu erzeugen. Eine Art und Weise, dies zu erreichen, ist durch Aufzweigen des CW-Eingangslichts, wie im Schaltbild dargestellt, und Leiten der beiden resultierenden Kanäle in Phasenverschiebungsgeräte 13, 14 (die Phasenverschiebungsgeräte 13, 14, 17 und 18 werden hierin im Folgenden als Phasenschieber bezeichnet). Der TAKT-Teil moduliert den Eingangslaser mit einem Taktsignal, das bei einer Frequenz fließt, welche die Hälfte der nominalen Datenrate ist. Die beiden Ausgänge der Phasenschieber 13 und 14 werden dann in einem 50-50-Koppler 16 vereinigt. Die Struktur und die Wirkungsweise von optischen Kopplern werden im Folgenden ausführlicher beschrieben. Die Ausgänge der beiden Kanäle aus dem Koppler 16 sind Impulsströme mit einem Tastverhältnis von 50 %, wobei eine Wiederholungsrate gleich der zuvor erwähnten Taktrate ist. Die beiden Impulsströme werden in ein zweites Paar von Phasenschiebern 17, 18 des DATEN-Teils geleitet, wie dargestellt. Die Phasenschieber 17 und 18 werden dann verwendet, um Daten durch geeignetes Modulieren der Phase jedes Impulses unter Verwendung des einen oder des anderen Geräts auf die beiden Impulsströme zu codieren. Daher sind die Daten in den elektronischen Steuerspannungen der Phasenschieber 17 und 18 codiert. Dies ist ein wichtiges Merkmal des Geräts und unterscheidet es von ähnlichen Anordnungen, die für Frequenzverschiebungsgeräte vorgeschlagen wurden.
Siehe „An Electro-Optical Frequency Shifter", http://www.nasatech.com/Briefs/Sept00/NPO20531.html. Dieses Dokument offenbart einen elektrooptischen Frequenzschieber, der einen Mach-Zehnder-Schalter umfasst, welcher durch eine Rechteckwellenform gesteuert wird, die an zwei elektrooptische Phasenmodulatoren gekoppelt ist, welche durch eine identische Sägezahnwellenform gesteuert werden, die um 180° phasenverschoben ist. Der Mach-Zehnder-Schalter richtet einen Laserstrahl abwechselnd auf die beiden Modulatoren. Die Rechteck- und die Sägezahnwellenform sind synchronisiert, so dass der Laserstahl stets mit der ansteigenden Flanke der Sägezahnwellenform in Kontakt gebracht wird.
Die Ausgänge der Phasenschieber 17 und 18 werden durch den Koppler 21 geleitet. Der Ausgang des Kopplers 21 ist bei 22, 23 dargestellt.
Ein typischer Datenstrom 01110010, wie in 1 dargestellt, wird nun verwendet, um die Wirkungsweise des MSK-Modulators zu erklären. Das Konzept des Trennens von ungerad- und geradzahligen Zeitschlitzen wird in 3 veranschaulicht. Es ist zu erwähnen, dass die Wellenformen in der Praxis eine endliche Bandbreite enthalten und keine abrupten Flanken, wie in 3 dargestellt, aufweisen. Die Verwendung einer endlichen Bandbreite in diesem Gerät vermindert die Leistungsfähigkeit nicht maßgeblich. Die Darstellung, welche in 3 gezeigt wird, ist schematisch und dient lediglich Lehrzwecken. Weitere Einzelheiten sind in Tabelle 1 dargestellt.
TABELLE 1
Tabelle 1 stellt die Bitnummer (n), den Inhalt des beispielhaften binären Datenstroms (B), die relative optische Phase (⌀), die komplexe Darstellung des Phasenwinkels am Ausgang des Geräts (C), die erforderlichen Spannungen bei jedem Phasenmodulator (V(13), V(14), V(17), V(18)) und die komplexen Amplituden für die optischen Impulse an verschiedenen Stellen innerhalb des Geräts A(17), A(18), A(22), A(23)) für jedes Bit dar. Es ist zu erwähnen, dass alle geradzahligen Cs real sind (± 1, welche eine relative Phasenverschiebung von 0 oder 180 Grad darstellt), während alle ungeradzahligen Cs imaginär sind (± i, welche eine relative Phasenverschiebung von 90 oder 270 Grad darstellen). V(13) und V(14) sind die Steuerspannungen der Phasenschieber 13 und 14 im TAKT-Teil, welche einfache Taktsignale mit einem Tastverhältnis von 50 % sind, die bei der Hälfte der nominalen Datenrate fließen: Vn(13) = [1 + (–1)n+1]Vπ/4 Vn(14) = [1 + (–1)n+1]Vπ/4
Die Bedeutung von V_π wird später erklärt. A(17) und A(18) sind die komplexen Amplituden der Taktimpulssignale, unmittelbar bevor sie in die Phasenschieber 17 und 18 im DATEN-Teil eintreten (bezogen auf die Laserquelle bei Eingang 12). Es ist zu erwähnen, dass diese Taktimpulse für die ungeradzahligen Zeitschlitze am Schieber 17 und für die geradzahligen Zeitschlitze am Schieber 18 ankommen. Die Phasenschieber 17 und 18 werden dann verwendet, um die Phase der ungerad- und geradzahligen Impulse getrennt zu steuern (wobei entweder keine Phasenverschiebung oder eine zusätzliche π-Phasenverschiebung erteilt wird). V(17) und V(18) sind die Steuerspannungen der Phasenschieber 17 und 18, und sie können von den Originaldaten B mit einer elektronischen Logikschaltung abgeleitet werden. Dies wird später ausführlicher erörtert. A(22) und A(23) sind die komplexen Amplituden der beiden Ausgänge 22 und 23. Es ist zu erwähnen, dass A(22) der gewünschten Ausgang (derselbe wie C, mit Ausnahme einer unbedeutenden Konstanten) ist, während A(23) die komplexe Konjugation von A(22) mit einem unbedeutenden Phasenfaktor ist. Der Ausgang 22 wird zur Datenübertragung verwendet, und der Ausgang 23 kann für andere Zwecke, zum Beispiel zur Senderüberwachung, reserviert werden.
Die mathematischen Modelle der Grundbauteile im Gerät, sowie wie diese Bauteile koordiniert werden, um die Funktion eines MSK-Senders auszuführen, sind der Vollständigkeit halber dargestellt. Ein primäres Bauteil des Geräts ist der Phasenschieber (13, 14, 17, 18), welcher die Phase des Eingangs um πV/V_π Radianten verschiebt. Mit anderen Worten, der Ausgang ist gleich dem Eingang multipliziert mit exp(iπV/V_π). Hierbei ist V_π die Spannung, welche einer Phasenverschiebung von π Radianten entspricht. Das zweite Hauptbauteil des Geräts ist ein 50-50-Koppler (16 und 21, wie in 2 dargestellt). Zum Zweck der folgenden Erörterung wird der Ausgang des Phasenschiebers 13 als Signal „X" bezeichnet, und der Ausgang des Phasenschiebers 14 wird als Signal „Y" bezeichnet.
Die beiden Signale X und Y werden in den 50-50-Koppler 16 geleitet, in dem sich die Lichtwellensignale durch allgemein bekannte Wanderwellengrundsätze in den beiden Kanälen überlagern. Bei richtiger Wahl der Länge des Kopplers, ebenfalls gemäß einer allgemein bekannter Kopplerkonstruktion, werden die Ausgangssignale in den beiden Ausgangskanälen (hierin der Einfachheit halber als „oberer" Zweig und „unterer" Zweig bezeichnet) aus dem 50-50-Koppler dargestellt durch: Oberer Zweig: (X + iY)/√2 Unterer Zweig: (Y + iX)/√2
Der Splitter am Eingang 12 kann ebenfalls als ein 50-50-Koppler mit nur einem oberen Eingangszweig (wobei der andere Zweig nicht verwendet wird) ausgeführt werden. Bei Verwenden der Laserquelle am Eingang 12 als Referenz (Nullphase) werden X und Y ausgedrückt als: X = exp [iπV (13)/Vπ]/√2 Y = i exp[iπV (14)/Vπ]/√2
Werden nunmehr die ungeradzahligen Bits (n = 1, 3, 5, 7) berücksichtigt, für welche V(13) = Vπ/2 V(14) = –Vπ/2,so sind die Ausgänge des Kopplers 16: A(17) = {exp (iπ/2)/√2 + i[i exp(–iπ/2)/√2]}/√2 = i A(18) = {i exp(–iπ/2)/√2 + i[exp(iπ/2)/√2]}/√2 = 0für den oberen beziehungsweise unteren Zweig. Ähnlich gilt für alle geradzahligen Bits (N = 2, 4, 6, 8) A(17) = 0 und A(18) = i. Diese beiden Sätze von Taktsignalen werden dann durch ein zweites Paar von Phasenschiebern 17 und 18 geleitet und erfahren einen Phasenwechsel von πV(17)/V_π Radianten beziehungsweise πV(18/V_π Radianten. Wie bereits erwähnt führen die Phasenschieber 17 und 18 eine Phasenmodulation für die ungerad- beziehungsweise geradzahligen Bits durch. Die phasenmodulierten Impulse von 17 und 18 werden dann durch den Koppler 21 gemischt. Der Ausgang 22, 23 aus dem Koppler 21 enthält dann sowohl ungerad- als auch geradzahlige Bits.
Wenn das erste Bit als ein Beispiel genommen wird, ist die Steuerspannung V(17) = V_π, weshalb der Ausgang des Phasenschiebers 17 ist: A(17) × exp[iπV(17)/Vπ] = i × exp(iπ) = –i
Dieses Signal wird dann durch den Koppler 21 aufgezweigt und ergibt die beiden Ausgänge: Oberer Zweig: A(22) = (–i + 0)/√2 = –i/√2 Unterer Zweig: A(23) = [0 + i (–i)]/√2 = 1/√2
Der Ausgang A(22) und A(23) für die restlichen Daten kann auf eine ähnliche Weise berechnet werden.
Die Phasenschieber 13, 14 und 17, 18 sind in 4 dargestellt, in welcher das elektrooptische Substrat 41 mit einem diffundierten Wellenleiter 42 dargestellt ist, der im Substrat ausgebildet ist. Das elektrooptische Substrat ist vorzugsweise Lithiumniobat auf Grund der hoch entwickelten Technologie, die für dieses Material existiert. Es können jedoch andere elekrooptische Materialien stattdessen eingesetzt werden. Der Wellenleiter 42 kann durch eine Titandiffusion gebildet werden. Die Einzelheiten der Bildung des Wellenleiters werden hier der Einfachheit halber weggelassen. Techniken zur Bildung von geeigneten Wellenleitern aus Lithiumniobat und anderen elektrooptischen Materialien sind auf dem Fachgebiet allgemein bekannt. Die Streifenelektrode 43 liegt über der aktiven elektrooptischen Region. Durch Beaufschlagen des Streifenleiters mit einer geeigneten Spannung, wie durch den HF-Eingang in 4 dargestellt, wird die Phase des Lichts, das durch den Wellenleiter wandert, verschoben. Der Grad der Verschiebung wird auf eine bekannte Weise durch Einstellen der Eigenschaften, hauptsächlich der optischen Weglänge, der aktiven Region des Geräts gesteuert.
Obwohl hier ein herkömmlicher elektrooptischer Phasenschieber als Beispiel angeführt wird, können auch andere Phasenverschiebungsgeräte verwendet werden, zum Beispiel Phasenschieber, die in Halbleitern, normalerweise III-V-Halbleitern, welche optoelektronische Wechselwirkungen verwenden, realisiert sind. Für die Fachleute ist offenkundig, dass es, wenn ein Halbleiterphasenschieber verwendet wird, zweckmäßig wäre, den Phasenschieber mit Wellenformen, die im Halbleitersubstrat ausgebildet sind, zu integrieren.
Die optischen 50/50-Koppler 16 und 21 sind in 5 dargestellt. Die Konstruktion und Wirkungsweise von 50/50-Kopplern sind allgemein bekannt. Diese sind Schlüsselelemente in vielen planaren Lichtleiter-OICs.
Zum Beispiel werden 50/50-Koppler mit Koppelfaktoren, welche von null bis eins variieren, in Fourier-Filtern und Ringfiltern verwendet. Koppler mit einem Leistungsteilungsverhältnis von 50 %, wie in dieser Erfindung verwendet, werden auch in Mach-Zehnder-Interferometern (MZI) verwendet und finden allgemeine Anwendung in optischen Übertragungssystemen. Diese Geräte werden häufig in planaren Lichtleiterschaltungen (PLCs für engl. planar lightguide circuits) auf Siliciumdioxidbasis realisiert.
Unter Bezugnahme auf 5 ist das Substrat für den Koppler bei 51 dargestellt. Das Substrat kann Glas, LiNbO₃ oder ein anderer geeigneter starrer Träger sein. Für hochwertige integrierte optische Schaltungen ist Silicium ein geeignetes Substratmaterial. Dies ist als die Technik der optischen Bank aus Silicium (SOB für engl. silicon optical bench) bekannt, bei welcher die Verarbeitung von PLCs des Standes der Technik in gewisser Hinsicht der Herstellung von IC-Siliciumhalbleiterscheiben folgt. Die Wellenleiterschicht in dieser Technik ist SiO₂, das in der Figur durch die Schicht 52 dargestellt ist. Diese Schicht ist normalerweise undotiertes Siliciumdioxid, das durch Dampfoxidation gezüchtet oder durch chemische Niederdruckdampfphasenabscheidung (LPCVD für engl. low pressure chemical vapor deposition) abgeschieden wurde. Andere Techniken zur Herstellung von starken SiO₂-Schichten, wie beispielsweise Flammenhydrolyse (FHD oder VAD), können ebenfalls verwendet werden. Zwei Wellenleiter sind in Schicht 52 bei 53 und 54 mit einem Koppelteil 55 dargestellt, wobei die Wellenleiter parallel und in engem Abstand zueinander verlaufen.
Die grundsätzliche Wirkungsweise eines Richtungskopplers ist allgemein bekannt. Er zweigt Lichtwellen kohärent auf. Die Eingangslichtwelle zum Wellenleiter 53 ist P_i, und die Ausgangslichtwelle aus dem Wellenleiter 54 ist P_o. Wenn die Wellenleiter eng beabstandet sind, wie in 5, erstreckt sich der abklingende Ausläufer der Lichtwelle im Wellenleiter 53 in den Wellenleiter 54 und induziert eine elektrische Polarisation. Die Polarisation erzeugt eine Lichtwelle im Wellenleiter 54, welche zum Wellenleiter 53 rückkoppelt.
In dem dargestellten Gerät sind die beiden Wellenleiter einmodig und parallel in der Koppelregion. Der Wellenleiter 53 krümmt sich vom Wellenleiter 52 am Ende der aktiven Region weg und entkoppelt stufenweise. Die Eingangslichtwelle P_i und die Ausgangslichtwelle P_o stehen in Beziehung durch: Pi = k Po wobei k der Koppelfaktor ist. Der Koppelfaktor wird durch die Koppelregion und insbesondere durch die Kern-Mantel-Brechungsindexdifferenz stark beeinflusst. Die Indexdifferenz kann eingestellt werden, normalerweise durch Erwärmen, um den Koppelfaktor nach abgeschlossener Herstellung der Wellenleiter einzustellen.
Silicium und Li NbO₃ wurden bereits als Substratmaterialien erwähnt, aber auch andere Materialien, welche auf Materialien wie beispielsweise InP, GaAS, Quarzglas u.a., und sogar Polymermaterialien können verwendet werden.
Die Logik, welche verwendet wird, um die Originaldaten in die Steuerspannungen V(17) und V(18) umzuwandeln, ist in Tabelle 2 beschrieben.
TABELLE 2
Im ersten Schritt wird der binäre Originaldatenstrom B_n in einen differenziell codierten Datenstrom D_n umgewandelt, so dass eine Änderung (D_n = NICHT D_n–1) B_n = 1 entspricht, und keine Änderung (D_n = D_n–1) B_n = 0 entspricht. Im zweiten Schritt werden die Datenzeitschlitze zu Paaren gruppiert und durch eine ganze Zahl m (m = 0, 1, 2, 3...) markiert. Die Zeitschlitzzahlen können als
N = 2m + 1 für ungerade Zahlen und
N = 2m für gerade Zahlen
dargestellt werden. Im dritten Schritt wird ein anderes Taktsignal E_n erzeugt, welches bei einem Viertel der Bitrate fließt: En = [1 + (–1)m]/2
Im vierten Schritt wird ein anderer Datenstrom F_n berechnet durch Vereinigen von D_n und E_n mit einer XOR (exklusiven ODER)-Operation: Fn = DnXOR En
Und im letzten Schritt bestimmt F_n die Steuerspannung: V2m+1(17) = F2m+1 × Vπ V2m(18) = F2m × Vπ
All diese Schritte können mit Standardtechniken der digitalen Datenverarbeitung durchgeführt werden. Der mathematische Beweis für die Gültigkeit der zuvor beschrieenen Lösung ist einfach und wird hier weggelassen. Es ist erwähnenswert, dass V(17) während eines ungeradzahligen Zeitschlitzes so flach (konstant) als möglich gehalten werden sollte und ihre Übergänge nur in geradzahligen Zeitschlitzen eintreten sollten. Für V(18) gilt genau das Gegenteil. Dies gewährleistet, dass kein Übergang der Steuerspannung stattfindet, wenn Licht in den Phasenschiebern 17 und 18 vorhanden ist.
Unter Bezugnahme auf 6 wird das codierte MSK-Signal vom Ausgang des Modulators 11 durch eine faseroptische Übertragungsleitung 61 zu einer entfernten Empfangsstation gesendet, wo das MSK-Signal im Decodiererteil 62 decodiert wird. Es versteht sich von selbst, dass das Decodieren des MSK-Signals durch eine Vielfalt von Techniken und Mitteln bewerkstelligt werden kann und die folgende nur als Beispiel dient. 6 stellt einen 50-50-Splitter 63 dar, welcher das Eingangssignal 64 gleichmäßig in zwei Zweige aufzweigt, nämlich einen oberen und einen unteren Zweig, wie dargestellt. Das Signal im oberen Zweig wird durch das Verzögerungsmittel 65 geleitet, welches dieses Signal um eine Bitdauer (einen Zeitschlitz) verzögert. Es können bekannte optische Verzögerungsmittel verwendet werden, so kann die Konfiguration zum Beispiel in jedem geeigneten OIC-Substrat verwirklicht werden, wie bei beispielsweise jenen, welche in der Technik der optischen Bank aus Silicium verwendet werden. Die Figur stellt das Verzögerungsmittel als ein geeignetes Stück optischer Faser dar, welches ebenfalls verwendet werden könnte. Die beiden Zweige, einer (irgendeiner von beiden) um eine Bitdauer verzögert, werden mit 50-50-Koppler 67 kohärent vereinigt. Ein geeigneter Koppler wurde zuvor beschrieben. Der Koppler erzeugt das Interferenzprodukt von zwei benachbarten Bits im MSK-Signal. Bei einem Ausgang des Kopplers 50–50 tritt in Abhängigkeit davon, ob die Phasenverschiebung des aktuellen Bits +π/2 oder –π/2 in Bezug auf das vorhergehende Bit ist, eine konstruktive oder eine destruktive Interferenz auf. Der Ausgang erfolgt bei 68, 69 und ist tatsächlich das MSK-Signal, das ins OOK-Format umgewandelt wurde.
Der TAKT-Teil in der vorhergehenden Beschreibung führt sowohl die Funktion des Umwandelns des CW (Dauerstrich)-Eingangs bei 12 in einen Impulsstrom als auch des anschließenden Erzeugens von ungeraden und geraden Bits aus dem Impulsstrom aus. Die Fachleute erkennen, dass der Eingang in den Modulator auch ein Lichtsignal sein kann, das bereits ein Impulsstrom ist, so dass der TAKT-Teil die ungeradzahligen Impulse und die geradzahligen Impulse zu zwei getrennten optischen Wegen leitet.
Die zuvor erfolgte Beschreibung setzt auch Phasenwechsel von plus oder minus π/2 (im TAKT-Teil) oder plus π (im DATEN-Teil) fest. Andere Phasenbeziehungen können eventuell ähnliche oder gleichwertige Ergebnisse liefern.
Den Fachleuten können verschiedene zusätzliche Modifikationen dieser Erfindung einfallen, welche im Rahmen der Erfindung, wie beansprucht, gebührlich berücksichtigt werden.

Claims

Optischer Modulator, umfassend: a. ein Lichteingangssignal A (12), b. einen Taktteil zum Aufteilen des Lichteingangssignals in einen ersten optischen Impulsstrom, der gerade Zeitschlitze einnimmt, und einen zweiten optischen Impulsstrom, der ungerade Zeitschlitze einnimmt, c. einen ersten Wellenleiterteil zum Leiten des ersten optischen Impulsstroms, d. einen zweiten Wellenleiterteil zum Leiten des zweiten optischen Impulsstroms, e. Codierungsmittel zum Bereitstellen eines Codierungssignals, f. einen ersten Phasenschieber (17) in dem ersten Wellenleiterteil zum Erzeugen einer Phasenverschiebung von 0 oder π in dem ersten optischen Impulsstrom als Reaktion auf das Codierungssignal des Codierungsmittels, g. einen zweiten Phasenschieber (18) in dem zweiten Wellenleiterteil zum Erzeugen einer Phasenverschiebung von 0 oder π in dem zweiten optischen Impulsstrom als Reaktion auf das Codierungssignal des Codierungsmittels, und h. einen 50/50-Koppler (21) zum Mischen des phasenverschobenen ersten und zweiten optischen Impulsstroms, um ein Ausgangssignal zu erzeugen.
Modulator nach Anspruch 1, wobei das Eingangssignal ein optischer Impulsstrom ist.
Modulator nach Anspruch 1, wobei das Eingangssignal eine Dauerstrichquelle ist.
Modulator nach Anspruch 1, wobei der Taktteil folgendes umfaßt: i. ein Mittel zum Aufzweigen des Lichtsignals in ein erstes Lichtsignal und ein zweites Lichtsignal, j. einen dritten Wellenleiterteil zum Leiten des ersten Lichtsignals, k. einen vierten Wellenleiterteil zum Leiten des zweiten Lichtsignals, l. einen dritten Phasenschieber (13) in dem dritten Wellenleiterteil, m. einen vierten Phasenschieber (14) in dem vierten Wellenleiterteil, n. eine erste Spannungsquelle in dem dritten Phasenschieber zum Erzeugen einer Phasenverschiebung von 0 oder π/2 in dem ersten Lichtsignal, o. eine zweite Spannungsquelle in dem vierten Phasenschieber zum Erzeugen einer negativen Phasenverschiebung von 0 oder –π/2 in dem zweiten Lichtsignal, p. einen weiteren 50/50-Koppler (16) zum Umwandeln des phasenverschobenen ersten und zweiten Lichtsignals in einen ersten und einen zweiten optischen Impulsstrom.
Modulator nach Anspruch 4, wobei die erste Spannungsquelle und die zweite Spannungsquelle so ausgelegt sind, daß sie als Reaktion auf einen Takt wirken und der Takt ein Tastverhältnis von 50% und eine Frequenz von R/2, wobei R die nominale Bitrate ist, aufweist.
Übertragungssystem mit einem Modulator nach Anspruch 1, i. einer faseroptischen Übertragungsleitung (64) zum Übertragen des Ausgangssignals zu einem Empfänger, j. einem Mittel (63) zum Auf zweigen des empfangenen Ausgangssignals in ein erstes Lichtsignal und ein zweites Lichtsignal, k. einem dritten Wellenleiterteil zum Leiten des ersten Lichtsignals, l. einem vierten Wellenleiterteil zum Leiten des zweiten Lichtsignals, m. einer optischen Verzögerungsleitung (65) in dem dritten Wellenleiterteil, n. einem weiteren 50/50-Koppler (67) zum Umwandeln des geleiteten ersten und zweiten Lichtsignals in ein drittes (68) und ein viertes (69) Lichtsignal, wodurch ein Ausgangssignal im OOK-Format gebildet wird.
System nach Anspruch 6 mit einem Mittel zum Bereitstellen eines Takts mit einem Tastverhältnis von 50% und einer Frequenz von R/2, wobei R die nominale Bitrate ist.
Übertragungssystem mit einem Modulator nach Anspruch 4, einer faseroptischen Übertragungsleitung zum Übertragen des Ausgangssignals zu einem Empfänger, r. einem Mittel zum Aufzweigen des empfangenen Ausgangssignals in ein drittes Lichtsignal und ein viertes Lichtsignal, s. einem fünften Wellenleiterteil zum Leiten des dritten Lichtsignals, t. einem sechsten Wellenleiterteil zum Leiten des vierten Lichtsignals, u. einer optischen Verzögerungsleitung (65) in dem fünften Wellenleiterteil, v. einem weiteren 50/50-Koppler (67) zum Umwandeln des geleiteten dritten und vierten Lichtsignals in ein fünftes (68) und ein sechstes (69) Lichtsignal, wodurch ein Ausgangssignal im OOK-Format gebildet wird.
System nach Anspruch 8 mit einem Mittel zum Bereitstellen eines Taktsignals mit einem Tastverhältnis von 50% und einer Frequenz von R/2, wobei R die nominale Bitrate ist, und wobei die erste Spannungsquelle und die zweite Spannungsquelle so ausgelegt sind, daß sie als Reaktion auf das Taktsignal wirken.