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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Signalübertragungsverfahren
und eine Anordnung, insbesondere auf ein Verfahren und eine Anordnung
zur induktiven Übertragung
von Energie und Daten zwischen einem ortsfesten Teil und einem ortsbeweglichen
Teil, d. h. ohne die Notwendigkeit eines mechanischen Kontaktes
zwischen dem ortsfesten Teil und dem ortsbeweglichen Teil.
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In
einer immer zunehmenden Anzahl Applikationen müssen elektrische Energie und
Daten zu und von beweglicher, beispielsweise sich drehender Apparatur
und ortsfester Apparatur übertragen
werden, wie beispielsweise einem PLC oder einem PC. Beispiele derartiger
Applikationen lassen sich in Kraftwagenanordnungen, in drahtlosen
Energieübertragungssystemen,
in Fernmesssystemen und dergleichen finden.
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Auf
herkömmliche
Art und Weise wurden Schleifringe mit beweglichen Schleifern spezifiziert
um mit unbegrenzter Drehbewegung klar zu werden. Schleifringe aber
verschleißen,
was Geräusche,
und Verlust von Datenübertragung
oder Systemfehler verursacht.
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Es
ist schon lange bekannt, dass Energie und Daten induktiv über Spulen übertragen
werden können, was
im Wesentlichen einem Transformator mit einem entsprechenden Luftspalt
entspricht.
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Aus
Paul Vahle GmbH (www.vahle.de/vahle_e.html) ist ein kontaktloses
Stromversorgungssystem (CPS) bekannt. CPS liefert elektrischen Strom
mit Hilfe von elektromagnetischer Induktion, ähnlich der primär-zu-sekundär Energieumsetzung
eines Transformators. Im Gegensatz aber zu einem typischen Transformator
erstreckt sich die Primärwicklung
zu einer langen Schleife und setzt die Sekundärwicklung auf einen Kern mit
einem offenen Ende, der die Primärleiter
umgibt und zwischen den beiden eine relative Bewegung gestattet.
CPS kann mit dem geschlitzten Mikrowellenleiter (SMG) Datenübertragungssystem
von Vahle kombiniert werden. Dies bedeutet, dass es eine separate
induktive Strecke für
Energie und eine separate Datenstrecke über einen Wellenleiter gibt.
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US-A-5293400 beschreibt
ein Halbduplex induktives Übertragungssystem
mit unidirektionaler Energieübertragung
und bidirektionaler Datenübertragung.
Dieses Sys tem induziert Echounterdrückungsmittel um Neuinjektion übertragener
Daten in die Quelle zu vermeiden.
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WO 95/07521 beschreibt
ein induktives Übertragungssystem
für einen
Fühler.
Der Fühler
ist über
eine Fühlerschnittstelle
mit einer ersten Spule verbunden. Diese erste Spule ist über einen
kleinen Spalt mit einer zweiten Spule induktiv gekoppelt, wobei
diese zweite Spule über
eine Schnittstellenschaltung mit der Maschinensteuerung verbunden
ist. Datensignale gehen von dem Fühler zu der Schnittstelle.
Gleichzeitig gehen ein Energieträgersignal
und ein Befehlssignal von der Schnittstelle zu dem Fühler. Damit
jedes Signal ohne gegenseitige Störung passieren kann, hat jedes
Signal einen Träger
mit einer anderen zentralen Frequenz, und die Signale werden in
Frequenzbändern
getragen, die einander nicht überlappen,
was, nach diesem bekannten Dokument, zur Signalübertragung und -wiederherstellung
notwendig ist. Unter Anwendung eines Modulationssystems mit einer
konstanten Amplitude werden Signale moduliert.
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In
diesem System ist die Datenrate in dem Befehlsband sehr niedrig.
Es ist nicht möglich,
zwei gleich schnelle Übertragungsdatenströme gleichzeitig
in zwei Richtungen zu haben.
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Es
ist nun u. a. eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Signalübertragungssystem
und ein Verfahren zum Betreiben desselben zu schaffen, was Vollduplexdatenverkehr
mit hohen Datenraten in den beiden Richtungen über eine einzige Schnittstelle
schafft. Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist, dass die
beiden Kanäle
kontinuierlichen Verkehr ohne Störung
haben können.
Eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist, Energie über dieselbe
Schnittstelle zu übertragen.
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Die
oben stehende Aufgabe wird erfüllt
durch ein Verfahren und eine Anordnung nach den beiliegenden Patentansprüchen der
vorliegenden Erfindung.
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Die
vorliegende Erfindung schafft ein induktives Übertragungssystem zur induktiven Übertragung
von Energie und Vollduplexdatensignalen zwischen einer ersten Anordnung
und einer zweiten Anordnung. Das Übertragungssystem umfasst:
- – einen
bidirektionalen induktiven Kanal zwischen der ersten Anordnung und
der zweiten Anordnung,
- – ein
erstes Übertragungsmittel
zur Übertragung
eines Energiesignals mit einer ersten Frequenz von der ersten Anordnung
zu der zweiten Anordnung über
den induktiven Kanal,
- – eine
erste Modulationsanordnung zum Modulieren eines ersten Datensignals
mit einer ersten Modulationsfrequenz,
- – eine
zweite Modulationsanordnung zum Modulieren eines zweiten Datensignals
mit einer zweiten Modulationsfrequenz,
- – ein
zweites Übertragungsmittel
zum Übertragen
der modulierten ersten Datensignale von der ersten Anordnung zu
der zweiten Anordnung über
den induktiven Kanal, und zum Übertragen
der modulierten zweiten Datensignale von der zweiten Anordnung zu
der ersten Anordnung über
den induktiven Kanal,
wobei die erste Modulationsfrequenz und
die zweite Modulationsfrequenz wenigstens um einen Faktor zwei voneinander
getrennt sind und vorzugsweise um einen geradzahligen Faktor getrennt
sind, und wobei das Übertragungssystem
weiterhin Detektionsmittel aufweist zum Demodulieren des ersten
Datensignals und des zweiten Datensignals an der ersten Anordnungsseite
bzw. zweiten Anordnungsseite, und Signallöschungsmittel zum Löschen des
ersten Datensignals bzw. zweiten Datensignals aus dem übertragenen zweiten
Datensignal bzw. aus dem übertragenen
ersten Datensignal an der ersten Anordnungsseite bzw. der zweiten
Anordnungsseite. Die Signallöschmittel
oder die Kompensationsschaltung zum Kompensieren des gesendeten
Datensignals schafft eine Vollduplexstrecke ohne Störung von
den eigenen gesendeten Signalen an der Anordnungsseite.
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Die
erste Modulationsanordnung und die zweite Modulationsanordnung können zum
Durchführen
von Amplitudenmodulation geeignet sein. Auf alternative Weise können sie
zum Durchführen
von Phasen- oder Frequenzmodulation geeignet sein.
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Die
Detektionsmittel können
synchrone Detektionsmittel sein. Ein derartiges synchrones Detektionssystem
verbessert zusätzlich
den Unterschied zwischen verschiedenen Signalen, und die Leistung
des Systems.
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Nach
der vorliegenden Erfindung kann die erste Frequenz um einen Faktor
10 oder mehr von der ersten und der zweiten Modulationsfrequenz
abweichen.
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Das
erste Übertragungsmittel
kann eine erste Spule an der Seite der ersten Anordnung und eine
erste Spule an der Seite der zweiten Anordnung aufweisen. Das zweite Übertragungssystem
kann eine zweite Spule an der Seite der ersten Anordnung und eine
zweite Spule an der Seite der zweiten Anordnung aufweisen.
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Die
vorliegende Erfindung schafft auch ein Verfahren zur induktiven Übertragung
von Energie und Vollduplexdatensignalen zwischen einer ersten Anordnung
und einer zweiten Anordnung. Das Verfahren umfasst:
- – das Übertragen
von Energiesignalen von der ersten Anordnung zu der zweiten Anordnung
mit einer ersten Frequenz über
einen induktiven Kanal,
- – das Übertragen
erster Datensignale, moduliert mit einer zweiten Frequenz von der
ersten Anordnung zu der zweiten Anordnung über den induktiven Kanal, und
- – das Übertragen
zweiter Datensignale, moduliert mit einer dritten Frequenz, von
der zweiten Anordnung zu der ersten Anordnung über den induktiven Kanal, wobei
die zweite und dritte Frequenz wenigstens um einen Faktor zwei und
vorzugsweise um einen geradzahligen Faktor voneinander abweichen,
- – das
Demodulieren des ersten Datensignals und des zweiten Datensignals
an der Seite der ersten Anordnung bzw. an der Seite der zweiten
Anordnung, und
- – das
Löschen
des ersten Datensignals bzw. zweiten Datensignals aus dem übertragenen
zweiten Datensignal bzw. dem übertragenen
ersten Datensignal an der Seite der ersten Anordnung bzw. an der
Seite der zweiten Anordnung.
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Ein
Verfahren nach der vorliegenden Erfindung kann Amplitudenmodulation
der ersten Datensignale und der zweiten Datensignale vor der Übertragung
umfassen.
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Demodulation
des ersten Datensignals und des zweiten Datensignals kann das Durchführen einer synchronen
Detektion umfassen.
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Diese
und andere Kennzeichen, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung
dürften
aus der nachfolgenden detaillierten Beschreibung hervorgehen, dies
im Zusammenhang mit der beiliegenden Zeichnung, die als Beispiel
die Grundlagen der vorliegenden Erfindung illustriert.
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Ausführungsbeispiele
der vorliegenden Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und
werden im Folgenden näher
beschrieben. Es zeigen:
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1 ein
schematisches Blockschaltbild eines Vollduplex Daten- und Energieübertragungssystems nach
einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung,
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2 ein
schematisches Blockschaltbild einer Kompensationsschaltung zum Löschen gesendeter Daten
in dem empfangenen Signal nach einer Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung,
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3 eine
Darstellung einer praktischen Implementierung des schematischen
Blockschaltbildes nach 2,
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4 eine
Darstellung des Prinzips der synchronen Detektion,
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5 eine
Darstellung, die angibt, dass in dem Spezialfall, wenn die Pha sendifferenz
zwischen dem Eingangssignal und dem Demodulationssignal genau Null
ist, ein synchroner Detektor als Doppelweggleichrichter funktioniert,
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6 eine
Graphik gefilterter Charakteristiken, für einen Detektor, der auf 1,5
MHz eingestellt ist, bzw. einen Detektor, der auf 3 MHz eingestellt
ist,
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7 ein
schematisches Blockschaltbild zweier synchroner Detektoren, die
parallel verwendet werden, nach einer Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung,
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8 eine
Ausführungsform
einer praktischen Implementierung des schematischen Blockschaltbildes nach 7,
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9 einen
Schnitt durch ein Übertragungssystem
nach einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung,
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10 eine
Darstellung eines gezahnten Kerns zur Verwendung in einem Übertragungssystem
nach einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung,
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11 eine
Darstellung der Transformatorsverdrahtung nach einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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In
den jeweiligen Figuren bezeichnen entsprechende Bezugszeichen dieselben
oder ähnliche
Elemente.
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Die
vorliegende Erfindung wird in Bezug auf spezielle Ausführungsformen
und anhand bestimmter Figuren beschrieben, aber die vorliegende
Erfindung beschränkt
sich nicht darauf, sondern nur auf die Patentansprüche. Die
beschriebenen Figuren sind nur schematisch und sind nicht begrenzend.
In der Zeichnung kann die Größe einiger
Elemente für
illustrative Zwecke übertrieben
und nicht maßstabgerecht
gezeichnet sein. Dort, wo der Ausdruck "enthalten" in der vorliegenden Beschreibung und
in den Patentansprüchen
verwendet wird, schließt
dies andere Elemente oder Verfahrensschritte nicht aus. Wenn ein
unbestimmter oder bestimmter Artikel bei einem Substantiv verwendet
wird, beispielsweise "ein" oder "der, die das" umfasst dies auch
eine Mehrzahl dieses Substantivs, es sei denn, dass etwas anderes
erwähnt
wird.
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Weiterhin
werden die Ausdrücke
erste, zweite, dritte und dergleichen in der Beschreibung und in
den Patentansprüchen
verwendet um zwischen ähnlichen
Elementen zu unterscheiden und nicht unbedingt zur Beschreibung
einer Folge oder einer chronologischen Reihenfolge. Es dürfte einleuchten,
dass die auf diese Weise verwendeten Ausdrücke unter geeigneten Umständen untereinander
auswechselbar sind und dass die Ausführungs formen der beschriebenen
vorliegenden Erfindung imstande sind, in anderen Reihenfolgen als hier
beschrieben oder illustriert, zu funktionieren.
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Ein
System nach der vorliegenden Erfindung bezweckt Information zu und
von einer ersten Anordnung, wie einer bewegenden, beispielsweise
sich drehenden Anordnung zu und von einer zweiten, beispielsweise
ortsfesten Anordnung zu übertragen.
Die erste Anordnung kann eine Sklavenanordnung und die zweite Anordnung
kann eine Masteranordnung sein. Die vorliegende Erfindung beschränkt sich
nicht auf eine der Anordnungen, die sich bewegt und eine ortsfeste
Anordnung. So können
beispielsweise die beiden Anordnungen ortsfest oder beide ortsbeweglich
sein. Bloß zum
leichteren Verständnis
der vorliegenden Erfindung wird die Masteranordnung als eine ortsfeste
Anordnung bezeichnet, und die Sklavenanordnung wird als eine ortsbewegliche
Anordnung bezeichnet. Wie oben angegeben beschränkt sich die vorliegenden Erfindung
nicht darauf. Die Masteranordnung ist die Anordnung, von der Energie
zu der Sklavenanordnung übertragen
wird. Wenn die sich drehende Anordnung beispielsweise batteriegespeist
wird, könnte
die ortsbewegliche Anordnung die Masteranordnung sein, während die
ortsfeste Anordnung dann die Sklavenanordnung ist.
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Die
sich drehende Anordnung kann beispielsweise ein Rad eines Kraftwagens
sein, oder jeder beliebige Teil davon, wie beispielsweise der Reifen,
der Rand und/oder ein Teil des Lagers. In dem Fall kann der ortsfeste
Teil ein elektronisches Steuersystems in dem Kraftwagen sein, beispielsweise
ein Bordcomputer. Daten von der sich drehenden Anordnung, wie Sensordaten,
werden einer ortsfesten Anordnung zugeführt. Derartige Sensoren können jeder
beliebige Sensor mit einer physikalischen Eigenschaft, beispielsweise
Temperatur, Druck oder Beschleunigung, oder jede beliebige Form
eines Transducers oder Transponders sein. Der sich drehende Teil
des Übertragungssystems
nach der vorliegenden Erfindung soll Energie für die Sensoren und beispielsweise
zum Betreiben der Elektronik in der zweiten Anordnung empfangen.
Ein kräftiges
Verarbeitungssystem kann bei dem beweglichen Teil des Übertragungssystems
vorgesehen werden um den Betrag an Daten, herrührend von den jeweiligen Sensoren
zu reduzieren oder zum komprimieren. Die Sensoren können beispielsweise
mit Frequenzen um einige kHz mit Auflösungen von etwa 10 Bits abgetastet
werden. Die hohen Datenraten all dieser Sensoren zusammen erfordern
eine bestimmte Bandbreite im Zusammenhang mit der ortsfesten Welt.
Die Bandbreite ist oft begrenzt. Folglich kann die Elektronik vorgesehen
werden zum Reduzie ren des Datenstroms zu einer niedrigeren akzeptierbaren
Datenrate. Nach dem Stand der Technik war eine akzeptierbare Datenrate
10 bis 100 kb/s. Nach beispielsweise einer Kraftwagenapplikation
im Falle der vorliegenden Erfindung kann eine Datenrate von wenigstens
100 kb/s erforderlich sein, und eine Datenrate von 1 Mb/s kann erwünscht sein.
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Da
die an dem bewegenden Teil erforderliche Energie eine Anzahl Watt
sein kann (erforderlich für
die wirksame Elektronik) schafft die vorliegende Erfindung in einem
Aspakt eine induktive Kopplung, d. h. eine kontaktlose Kopplung,
die derartige Beträge
an Energie übertragen
kann. Energieübertragung
erfolgt durch eine transformatorartige Kopplung mit einem Luftspalt.
Für die
Datenübertragung
wird eine zuverlässige
kontaktlose Übertragung
geschaffen. Diese kann auch in einer induktiven Kopplung geschaffen
werden, welche die Vorteile der Zuverlässigkeit und geringer Komplexität bietet.
Vorzugsweise werden die Datenübertragung
und die Energieübertragung
zu ein und derselben induktiven Kopplung kombiniert. Dies führt zu einer
zuverlässigen und
geringen Komplexität
des gesamten Systems, und insbesondere zu einer geringen Komplexität des Kopplers.
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Ein
Blockschaltbild eines Systems nach einer Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung ist in 1 schematisch dargestellt. Der
linke Teil der Figur ist der ortsfeste Teil des Übertragungssystems, der mit der
ortsfesten Anordnung, beispielsweise dem Bordcomputer eines Kraftwagens,
verbunden ist. Der rechte Teil der Figur ist der bewegliche Teil 2 und
befindet sich an der ortsbeweglichen Anordnung, beispielsweise an einem
der Räder.
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Zwischen
dem ortsfesten Teil 1 und dem ortsbeweglichen Teil 2 ist
eine induktive Kopplungsanordnung 3 vorgesehen, und zwar
mit zwei Kernen, beispielsweise Ferritkernen, einem ortsfesten Kern 4 und
einem ortsbeweglichen Kern 5 und mit zwei Sätzen von
Spulen (in 1 nicht dargestellt, wohl aber
in 11). Ein erster Satz 121 mit Spulen,
bestehend aus einer ersten ortsfesten Spule 122 und einer
ersten ortsbeweglichen Spule 123, wird zur Energieübertragung
verwendet, und ein zweiter Satz 124 mit Spulen, wobei eine
zweite ortsfeste Spule 125 und eine zweite ortsbewegliche
Spule 126 verwendet werden, wird zur Vollduplex Datenübertragung
verwendet. Die erste und die zweite ortsfeste Spule 122, 125 befinden
sich an der Seite der ortsfesten Anordnung, und die erste und zweite
bewegliche Spule 123, 126 befinden sind an der
Seite der ortsbeweglichen Anordnung der induktiven Kopplungsanordnung 3.
Zwischen den zwei Kernen 4, 5 befindet sich ein Luftspalt 6 und
folglich auch zwischen den betreffenden ortsfesten und ortsbeweglichen Spulen.
Die übertragene
Energie in einem System nach der vorliegenden Erfindung ist in der
Größenordnung
von Milliwatt oder Watt.
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Energieübertragung
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Der
ortsfeste Teil 1 des Übertragungssystems
nach einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung umfasst einen Leistungsverstärker 7.
Ein sinusoidaler Generator mit einer ersten Frequenz, die eine relativ niedrige
Frequenz ist, beispielsweise zwischen 10 und 500 kHz, möglicherweise
bis zu 1 MHz, bei mit 20 kHz, betreibt einen linearen Leistungsverstärker mit
einem Signal, angegeben durch "+Supply
in" in 1.
Zur Verwendung in Kraftwagenapplikationen kann die Energieversorgung
in dem ortsfesten Teil durch eine DC-Spannung versorgt werden, beispielsweise
aus einer Kraftwagenbatterie, aber die vorliegende Erfindung ist
nicht auf DC-Energieversorgung beschränkt.
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In
einer bevorzugten Ausführungsform
kann der Leistungsverstärker 7 aus
zwei Stufen bestehen, eine zum Verstärken der positiven Teile des
sinusoidalen Signals, die andere zum Verstärken der negativen Teile des
sinusoidalen Signals. Auf diese Weise wird die eine Verstärkerstufe
als einen nicht invertierenden Verstärker aufgebaut, während die
andere Verstärkerstufe
als einen invertierenden Verstärker
aufgebaut wird. Jede Verstärkerstufe
betreibt eine Seite der Stromversorgungsspule 122. Zusammen
arbeiten die Verstärkerstufen als
eine Gegentakt-Treiberstufe. Der Verstärker 7 wird mit einer
einzigen Speisespannung +Supply in mit beispielsweise einem Wert
von +12 V versehen. Wegen Verluste in den Verstärkerstufen erzeugt der Verstärker 7 Spannungen
kleiner als 12 V, beispielsweise bis zu 8 V Spitze. Um die Effizienz
bei der ersten Frequenz, beispielsweise 20 kHz einigermaßen zu steigern,
kann die Spule 122 einen Resonanzkondensator parallel oder
in Reihe haben.
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Der
Leistungsverstärker 7 betreibt
die erste ortsfeste Spule 122 bei dem ortsfesten Teil 1 mit
der ersten, relativ niedrigen Frequenz, beispielsweise bei 20 kHz.
Diese erzeugt ein wechselndes Magnetfeld in dem Luftspalt 6 der
induktiven Kopplungsanordnung 3. Bei dieser Frequenz ist
ein Transformatorsystem mit einem Luftspalt in der Größenordnung
von 0,5 mm ausreichend effizient.
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Dieses
wechselnde Magnetfeld wird einer Stromaufnahmespule bei dem ortsbeweglichen
Teil 2 zugeführt,
welche die erste ortsbewegliche Spule 123 ist. Die Stromspule 123 bei
dem ortsbeweglichen Teil ist mit einem Mittelabgriff 127 versehen. Dieser
Mittelabgriff 127 ist geerdet und die anderen Abgriffe 128, 129 betreiben
eine Graetz-Schaltung in einem Gleichrichter 8. Die Gleichrichterschaltung
besteht aus Shottky-Dioden mit
einem geringen Spannungsabfall. Über
diese Anordnung kann eine positive Spannung und eine negative Spannung
an dem ortsbeweglichen Teil 2 erzeugt werden. Die Spannung
an der ortsbeweglichen Spule 123, gleichgerichtet mit Hilfe
des Gleichrichters 8, wird danach durch Konditionierungsmittel 9,
beispielsweise zum Entfernen von Welligkeit an der Ausgangs-DC-Spannung
konditioniert. So können
beispielsweise Glättungskondensatoren
vorgesehen werden und ein nachfolgender Stabilisator zum Erzeugen
einer DC-Spannung,
geeignet als Speisespannung für
eine etwaige elektronische Anlage bei dem ortsbeweglichen Teil 2.
Zur Stabilisation an der positiven Seite wird ein paralleler Stabilisator
verwendet, damit die Spannungsverluste minimiert werden.
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Datenübertragung
von Sklave zu Master
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Bei
dem ortsbeweglichen Teil 2 können eine Anzahl Sensoren,
beispielsweise, aber nicht darauf begrenzt, ein Drucksensor 10,
ein Beschleunigungssensor 11 und ein Temperatursensor 12 Signale
erzeugen, die mit Hilfe eines Controllers 13 in einen digitalen
Datenstrom 14 umgesetzt werden. Die Bitrate kann zwischen
10 kb/s und 1 Mb/s liegen, vorzugsweise zwischen 100 kb/s und 1
Mb/s; so kann beispielsweise die Bitrate bei 128 kb/s liegen.
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Dieser
Datenstrom 14 kann moduliert werden, beispielsweise ein/aus
amplitudenmoduliert, in einer ersten Modulationsanordnung 15 mit
einer ersten Modulationsfrequenz, die eine Hochfrequenz von beispielsweise
1,5 MHz ist. Die ersten Modulationsfrequenzen sollen wenigstens
um einen Faktor 5 höher
liegen als die Leistungsfrequenz, die, wie oben erwähnt, von
sehr niedrig bis 500 kHz oder möglicherweise
sogar 1 MHz sein kann. Im Grunde können die ersten Modulationsfrequenzen
bis 10 oder 20 MHz betragen, und zwar je nach der Kopplerkonstruktion
(Luftspalt, Anzahl Wicklungen, Typ des verwendeten Ferritmaterials,
usw.). Im Grunde können
andere Modulationstype, wie Frequenz- oder Phasenmodulation angewandt
werden, aber diese Modulationsverfahren haben eine komplizierter
Demodulationsschaltung und Modulationsschaltung.
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Die
erste Modulationsfrequenz ist um wenigstens einen Faktor 5 höher als
die erste Frequenz des Leistungssignals.
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Das
eintreffende Signal der Modulationsanordnung 15 ist ein
serieller TTL-Datenstrom.
Dieser Datenstrom schaltet eine 1,5 MHz Treiberstufe ein und aus,
und zwar je nach einem hohen oder niedrigen Pegel. Das 1,5 MHz Trägersignal
kann beispielsweise aus einem 6 MHz Taktsignal erhalten werden,
das durch 4 geteilt wird.
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Die
Kopplung das modulierten Datensignals 16 mit der ortsbeweglichen
Datenspule 126 erfolgt über ein
Kopplungsnetzwerk 17, das ein Hochpassfilter mit einer
Filterfrequenz zum Eliminieren der Leistungsfrequenz und der harmonischen
Anteile aus dem Datenkanal. Die Hochpassfilterfrequenz liegt auf
diese Weise zwischen der Leistungsfrequenz und den Datenfrequenzen,
beispielsweise 500 kHz. Die Leistungsfrequenzanteile werden eliminiert
und die Datenfrequenzanteile werden durch das Hochpassfilter hindurch
geführt.
Zum Schluss betreibt das modulierte Signal 16 die Datenspule 126 bei
dem ortsbeweglichen Teil 2. Das Magnetfeld in dem Luftspalt 6 in
der induktiven Kopplungsanordnung 3 wird mit der ersten
Modulationsfrequenz moduliert, in dem beschriebenen Beispiel 1,5
MHz.
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Die
Datenspule 125 in dem ortsfesten Teil 1 empfängt das
modulierte Magnetfeld in dem Luftspalt 6 und verwandelt
dieses beispielsweise in eine Spannung. Diese Spannung wird in einer
Demodulationsanordnung 18 demoduliert und in einen digitalen
Datenstrom 19 zurückverwandelt.
Dieser Datenstrom 19 kann einem Controller 20 und
beispielsweise einem (nicht dargestellten) Bordcomputer des Kraftwagens
zugeführt werden.
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Datenübertragung
von dem Master zu dem Sklaven
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Daten
von dem ortsfesten Teil 1 zu dem ortsbeweglichen Teil 2,
wie beispielsweise Steuersignale, wie "S0_wheel" und "S90_wheel" werden moduliert, beispielsweise ein/aus
amplitudenmoduliert, und zwar in einer Modulationsanordnung 21 mit
einer zweiten Modulationsfrequenz, die um einen Faktor 10 oder mehr
höher ist als
die erste Frequenz, und die um einen geradzahligen Faktor höher ist
als die erste Modulationsfrequenz. Ein geradzahliger Faktor wird
bevorzugt, weil ungeradzahlige Faktoren weniger optimal sind, da
sie zu mehr Interferenz führen.
Ein Faktor 2 gibt eine schöne
Trennung der zwei Datenfrequenzen. Auch ein Faktor 4 oder 6 ist
möglich,
aber in dem Fall ist mehr Kanalbandbreite erforderlich. Wenn nur
eine geringe Kanalbandbreite verfügbar ist, wird eine Faktor
2 Trennung bevorzugt. Für
das hier beschriebene Beispiel ist die zweite Modulati onsfrequenz
beispielsweise 3 MHz. Die Bitrate des Datenstroms wird auf beispielsweise
128 kb/s gesetzt. Das bei der Modulationsanordnung 21 eintreffende
Signal ist ein serieller TTL Datenstrom ("Transistor-Transistor Logik"). Dieser Datenstrom
moduliert eine Treiberstufe mit der zweiten Modulationsfrequenz,
beispielsweise 3 MHz ein und aus, je nach einem hohen oder niedrigen
Pegel der eintreffenden Daten. Die 3 MHz können aus einem 6 MHz Taktsignal
erhalten werden, das durch 2 geteilt wird, was ein Tastverhältnis von
genau 50% ergibt. Der modulierte Datenstrom 22 wird mit
der ortsfesten Datenspule 125 über ein Kopplungsnetzwerk 23 mit
einem Hochpassfilter mit einer Filterfrequenz zum Eliminieren der
Leistungsfrequenz und der harmonischen Anteile aus dem Datenkanal,
beispielsweise bei einer Filterfrequenz von etwa 500 kHz, zugeführt.
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Über die
Spule 125 bei dem ortsfesten Teil 1 wird das Signal
mit der zweiten Modulationsfrequenz, beispielsweise das 3 MHz Signal,
in eine Magnetfeldmodulation mit derselben Frequenz in dem Luftspalt 6 umgesetzt.
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Die
Datenspule 126 bei dem ortsbeweglichen Teil 2 empfangt
das modulierte Magnetfeld in dem Luftspalt 6 und verwandelt
dies in eine Spannung. Diese Spannung wird in einer Demodulationsanordnung 24 demoduliert
und zu einem digitalen Datenstrom 25 zurückverwandelt.
Dieser Datenstrom 25 kann dem Controller 13 zugeführt werden.
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Löschung
des gesendeten Signals
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Bei
dem ortsbeweglichen Teil 2 wird das Signal mit der zweiten
Modulationsfrequenz, beispielsweise das 3 MHz Signal, von der Datenspule 126 an
dieser Stelle empfangen. Diese Spule 126 ist auch die Treiberspule
für die
Daten von dem ortsbeweglichen Teil zu dem ortsfesten Teil 1.
Wegen des starken Signalverlustes über den Übertragungskanal (induktive
Kopplungsanordnung 3) wird das empfangene Signal mit der
zweiten Modulationsfrequenz, 3 MHz, von dem zweiten Datensignal
mit der ersten Modulationsfrequenz, 1,5 MHz überragt. Das empfangene 3 MHz
Signal ist um mehr als einen Faktor 10 kleiner in der Amplitude
als das gesendete 1,5 MHz Signal.
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Auf
gleiche Weise ist die Spule 125, die das Signal mit der
ersten Modulationsfrequenz, beispielsweise das 1,5 MHz Signal, bei
dem ortsfesten Teil 1 auch die Treiberspule für Daten,
wie beispielsweise Steuersignale, herrührend von dem ortsfesten Teil 1 und
dem ortsbeweglichen Teil 2 zugesendet. Wegen des starken Signalverlustes über den Übertragungskanal
der induktiven Kopplungsanordnung 3 wird das bei der ortsfesten Da tenspule 125 empfangene
Signal, beispielsweise das 1,5 MHz Signal, von dem Datensignal mit
der zweiten Modulationsfrequenz, das von dem ortsfesten Teil 1 gesendet
werden soll, beispielsweise das 3 MHz Signal, überragt. Das empfangene 1,5
MHz Signal ist um mehr als einen Faktor 10 kleiner in der Amplitude
als das gesendete 3 MHz Signal.
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Deswegen
wird das gesendete Signal an beiden Seiten der induktiven Kopplungsanordnung 3 aus dem
empfangenen Signal gelöscht.
Die vorliegende Erfindung umfasst beispielsweise die Verwendung
von Echokompensatoren oder Filtern zum Entfernen oder Unterdrücken des
unerwünschten
Signals aus dem empfangenen Signal. Eine Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung wird nachstehend für
Löschung
eines gesendeten Signals in dem ortsfesten Teil näher erläutert. Die
Löschung
des gesendeten Signals bei dem ortsbeweglichen Teil wird nicht detailliert
erläutert,
ist aber entsprechend.
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2 zeigt
die Kompensationsschaltung 30 für das gesendete Datensignal.
Ohne Kompensation für das
gesendete Datensignal würde
das an der einen Seite empfangene Signal von dem an der Seite gesendeten
Signal überragt
werden. Das Datensignal wird bis zu einem Faktor 10 durch den induktiven Übertragungskanal
gedampft. Das eigene gesendete Signal würde danach zehnmal größer sein
als das von der anderen Seite empfangene Signal. Um das eigene gesendete
Signal in dem empfangenen Signal zu eliminieren ist eine Kompensation
erforderlich.
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Die Übertragung
von "Data-1-in" zu der Kopplung
in den Kanal hat eine bestimmte Frequenzübertragungskennlinie. Diese
Frequenzübertragungskennlinie
soll im Fall einer Kompensation des eigenen Signals verwendet werden.
Für diese
Kompensation gehen die Daten folglich nicht nur in das Kopplungsnetzwerk 23, sondern
auch in ein Kompensationsfilter 31. Das Ausgangssignal
dieses Kompensationsfilters 31 wird von dem Signal 32 subtrahiert,
das von dem induktiven Kanal 6 empfangen wurde. Das Ergebnis
ist ein Signal, in dem der Hauptteil des gesendeten Signal eliminiert
wird. Auf diese Weise bleibt nach dem Subtrahieren nur das Signal "Data-2-out", empfangen von der
anderen Seite, übrig.
Derselbe Vorgang erfolgt an der anderen Seite. Auf diese Weise wird
eine Vollduplexstrecke aufgebaut ohne Interferenz von den eigenen
gesendeten Signalen. Selbstverständlich
gibt es eine gewisse Toleranz bei diesem Vorgang, und zwar wegen
Variationen in dem Kanal und den Filteranteilen. Eine bevorzugte
Abweisung des unerwünschten
Signals ist 10 bis 20 Datenbankvideoclip.
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3 zeigt
eine praktische Implementierung dieses Prinzips. Zur Übertragung
von dem Sender zu dem Transformator kann folglich der Übertragungskanal
(vereinfacht) durch ein Hochpassfilter erster Ordnung 33 ersetzt
werden. Dieses Hochpassfilter erster Ordnung 33 ist durch
eine einfache RC-Schaltung dargestellt. Der differentielle Verstärker 34 am
unteren Ende nimmt die Differenz zwischen dem Signal am Transformator und
dem Ausgangssignal des Kompensationsnetzwerkes 31. Das
Kopplungsnetzwerk 23 kann ein einziger Widerstand sein,
wie in der 3 dargestellt.
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Das
letztendlich erhaltene Signal, welches das Signal ist, in dem der
Hauptteil des gesendeten Signals eliminiert ist, geht durch ein
Synchrondetektionsschema.
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Synchrondetektion
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Der
Grundzweck eines Synchrondetektionsschemas ist Amplitudendetektion
in Datenkanälen.
Da die beiden Datenkanäle
in der Ausführungsform
der beschriebenen vorliegenden Erfindung mit zwei verschiedenen
Frequenzen amplitudenmoduliert werden, wir des zwei verschiedene
Synchrondetektoren geben, je einen an jeder Seite des Übertragungskanals 6.
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In
alternativen Ausführungsformen,
die an dieser Stelle weder detailliert beschrieben noch in der Zeichnung
dargestellt sind, kann Frequenzdemodulation oder Phasendemodulation
durchgeführt
werden, mit entsprechenden Demodulationsschemen.
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Zur
Synchrondetektion soll der Detektor in dem ortsfesten Teil in dem
vorliegenden Fall das Vorhandensein eines mit der ersten Modulationsfrequenz,
beispielsweise mit dem 1,5 MHz Signal, modulierten Datensignals
detektieren, während
der Detektor in dem ortsbeweglichen Teil das Vorhandensein eines
mit der zweiten Modulationsfrequenz, beispielsweise dem 3 MHz Signal,
modulierten Datensignals detektieren soll.
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Der
Synchrondetektor ist in der vorliegenden Erfindung gewählt worden,
und zwar wegen seiner schnellen Reaktion und des hohen Löschverhältnisses
für Frequenzen,
die ein geradzahliger Faktor sind, wie 2 oder weiter entfernt. Dies
ist auch der Grund, weshalb die erste und die zweite Modulationsfrequenz
um einen Faktor 2 auseinander, beispielsweise 1,5 MHz und 3 MHz,
wie in dem oben stehenden Beispiel, gewählt wurden. Im Grunde ist Synchrondetektion
ein frequenzselektives Amplitudendetektionsverfahren. Andere Amplitudendetektionsverfahren
sinusoidalen auch möglich,
wie beispielsweise eine Kombination eines Bandpassfilters und eines
Spitzen- oder Mittelwertdetektors.
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Ein
Synchrondetektor 40 kann in einer Anordnung wie in 4 dargestellt,
verwendet werden. Das zu detektierende Eingangssignal soll dieselbe
Frequenz (Modulationsfrequenz) haben, wie die Demodulationsfrequenz,
die in dem Detektor verwendet wird, und eine Phasenverschiebung,
die gegenüber
der Demodulationsfrequenz konstant ist.
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Ein über den Übertragungskanal 33 empfangenes
Signal wird mit dem 0 Grad Anteil der Detektions- oder Demodulationsfrequenz
und mit dem orthogonalen 90 Grad Anteil dieser Detektions- oder
Demodulationsfrequenz multipliziert. In dem Spezial-Fall, der in 5 dargestellt
ist, ist ersichtlich, dass, wenn die Phasendifferenz zwischen dem
empfangenen Signal und dem demodulierten Signal genau Null ist,
unter diesen Umständen
der Synchrondetektor 40 als Doppelweggleichrichter wirksam
ist.
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Wenn
die Phasendifferenz nicht Null ist, treten negative Spannungszeitgebiete
sowie positive Spannungszeitgebiete auf und wird der mittlere Wert
der Ausgangsspannung reduziert, so dass dieser immer niedriger ist
als der des in 5 dargestellten Beispiels.
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Die
Ausgangsspannung Vo des detektierten Signals
wird nun als eine Funktion der Phase bestimmt.
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Die
Eingangsspannung Vi wird mit +1 oder –1 gleichzeitig
mit der Demodulationsfrequenz in einem Multiplizierer 41 multipliziert.
Dieser Effekt wird mathematisch wie folgt präsentiert: Vo = Vi·S(t) (1)wobei S(t) –1 oder
+1 ist.
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Wenn
dies in Fourrier-Form geschrieben wird, wird Folgendes erhalten:
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Es
wird vorausgesetzt, dass diese Eingangsspannung Vi eine
sinusoidale Spannung ist mit einer Frequenz fi =
m·fdem und einem Phasenwinkel φm. Mit den Gleichungen (1) und (2) führt dies
zu einer Ausgangsspannung Vo.
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Der
arithmetische Mittelwert dieser Ausgangsspannung V
o wird
durch das nachfolgende Tiefpassfilter
42 bewertet, das
die nachfolgenden Gleichungen hat:
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In
Kombination mit der Gleichung (3) wird das nachfolgende Endergebnis
erhalten:
wobei
n = 0, 1, 2, 3, ....
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Wenn
das Eingangsspannungssignal Vi ein Gemisch
von Frequenzen umfasst, bilden nur diejenigen Anteile einen Beitrag
zu dem Mittelwert der Ausgangsspannung, deren Frequenzen der Demodulationsfrequenz
entsprechen oder ein ungeradzahliges Vielfaches davon sind. Dies
erklärt,
weshalb der Synchrondetektor 40 für selektive Amplitudenmessungen
besonders geeignet ist.
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Der
Synchrondetektor ist auch phasenempfindlich, da der Ausgang von
dem Phasenwinkel zwischen dem betreffenden Anteil des Eingangssignals
und der Demodulationsfrequenz abhängig ist. Für φ
m =
90° ist V
o gleich Null, sogar wenn die Frequenzbedingung
erfüllt
ist. Für
das Beispiel in
5, φ
m =
0° und m
= 1. In diesem Fall ergibt die Gleichung (4):
wobei
V o der Mittelwert
des Signals ist und
V ^o der Spitzenwert
des Signals ist. Die Gleichung (4) ergibt auf diese Weise den arithmetischen
Mittelwert einer doppelweg gleichge richteten sinusförmigen Spannung;
ein Ergebnis, das direkt aus
5 hätte deduziert
werden können.
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Die
Gleichung (3) hat gezeigt, dass nur diejenigen Eingangsspannungen
Vi, deren Frequenzen der Demodulationsfrequenz
entsprechen oder ungeradzahlige Vielfache davon sind, zu der Ausgangsspannung Vo beitragen. Die gilt aber nur dann, wenn
die Zeitkonstante des Tiefpassfilters 41 unendlich groß ist. In
der Praxis ist dies nicht möglich
und in dem Fall der vorliegenden Erfindung sogar unerwünscht, denn
wenn die Grenzfrequenz des Tiefpassfilters Null wäre, könnte die
Ausgangsspannung Vo überhaupt nicht geändert werden.
Wenn die Grenzfrequenz größer ist
als Null, sucht sich der Synchrondetektor nicht länger diskrete
Frequenzen aus, sondern einzelne Frequenzbänder. Die 3 Datenbankvideoclip
Bandbreite dieser Bänder
ist 2fc und 6 zeigt
die resultierende Filterkennlinie. Es sind zwei Kennlinien dargestellt.
Die obere 61 ist die Kennlinie für einen Detektor, der auf 1,5
MHz eingestellt ist. Die zweite Kennlinie 62 ist der Ausgang
eines Detektors, der auf 3 MHz eingestellt ist. Deutlich sichtbar
ist, dass die beiden Detektoren für NF-Störungen unempfindlich sind und
auch für
Frequenzen, die um einen Faktor zwei höher sind als die Demodulationsfrequenz.
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Der
Beitrag der ungeradzahligen Harmonischen kann ggf. durch Verwendung
eines sinusförmigen
Signals für
die Demodulation eliminiert werden. In dem vorliegenden Fall ist
dies nicht notwendig, da nur zwei Frequenzbänder möglicherweise stören können. Wenn
das in einem Synchrondetektionsschema zu detektierende Signal mit
einem Rechtecksignal multipliziert wird, wird der Detektor auch
einen Ausgang mit ungeradzahligen harmonischen Signalen liefern
(siehe 6). In dem Fall, dass das zu detektierende Signal
mit einem sinusförmigen
Signal multipliziert werden würde,
würde der
Detektor keinen Ausgang mit ungeradzahligen harmonischen Frequenzen
erzeugen. Die Schaltungsanordnung dazu ist komplexer und aufwendiger
zu bauen, insbesondere in dem MHz Bereich.
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Nach
der Gleichung (4) erzeugt der Synchrondetektor
40 nicht
die Amplitude V_peak direkt, sondern gibt den reellen Teil V_peak·cos φ der komplexen
Amplitude V
i. Um die Größe |V
i|
= Vi_peak zu ermitteln, kann der Phasenwinkel der Demodulationsfrequenz
durch ein geeignetes Phasenverschiebungsnetzwerk eingestellt werden,
so dass der Ausgang des Detektors maximal ist. Das Signal Vi(t)
und die Demodulatorspannung V
dem(t) sind
danach phasengleich und Folgendes wird erhalten:
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Da
nur die Amplitude des Frequenzanteils wichtig ist, und nicht der
Phasenwinkel, ist Synchronisation zwischen den Phasen des Demodulators
und dem Eingangssignal Vi nicht eine Notwendigkeit.
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In
diesem Fall können
zwei Synchrondetektoren 70, 71 parallel verwendet
werden, wie in 7 dargestellt. Die zwei Demodulatorsignale 72, 73 haben
eine unbekannte Phase gegenüber
dem Eingangssignal Vi. haben aber eine feste
Phasendifferenz von 90° gegenüber einander.
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Nach
den zwei Tiefpassfiltern 74, 75 werden die Amplitude
des phasengleichen Anteils und des orthogonalen Anteils gefunden.
Um den Absolutwert des demodulierten Frequenzanteils in dem Edingangssignal
Vi zu erzeugen, soll die Wurzel gezogen
werden, siehe Block 76, der Summe, siehe Block 77,
der Quadrate, siehe Block 79 und 79 der zwei Demodulatorausgänge 72, 73.
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Die
Vorgänge
der Quadrierung (Blöcke 78 und 79)
und der Quadratwurzel (Block 76) erfordern viel Schaltungsaufwand.
Eine einfachere Annäherung,
die zu einem Ausgangssignal führt,
das gut genug ist für eine
entsprechende Detektion, ist, dass der höhere Wert des Absolutwertes
der zwei Demodulatorausgänge 72, 73 genommen
wird. Dieser Vorgang ist in der praktischen Implementierungsschaltung
nach 8 dargestellt.
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Diese
Figur zeigt eine Multipliziererimplementierung mit einer Anzahl
Schalter. Da das zu detektierende Signal 80 mit +1 oder –1 multipliziert
werden soll, kann diese Funktion auf einfache Weise über Schaltmittel 81 zum
Umschalten zwischen dem invertierten und nicht invertierten Signal
implementiert werden. In dem oberen Teil, der den 0° Anteil detektiert,
wird immer einer der zwei Schalter 82, 83 durch
das normale Demodulatorsignal 84 und das invertierte Demodulatorsignal 85 selektiert.
Für den
90° Detektorkanal
wird der gleiche Vorgang durchgeführt, nun aber mit einem Demodulatorsignal,
in einem Schiebemittel 86 das um 90° verschoben ist. Die zwei Ausgänge 87, 88 gehen
durch das Tiefpassfilter 89, 90, dem eine Absolutwertschaltung 91, 92 folgt. Über eine
Diodenschaltung 93 wird der höhere der beiden Kanäle einem
Detektorausgang 94 zugeführt. Das noch immer analoge
Signal wird einer Vergleichsschaltung 95 zugeführt, welche
die Daten an dem Ausgang 96 regenerieren wird. An dem Eingang
der Vergleichsschaltung 95 wird der Detektorausgang 94 mit einem
Slicingpegel 97 verglichen: Signale an dem Detektorausgang 94,
die höher
sind als der Slicingpegel 97 werden zu einem ersten Binärwert füh ren, beispielsweise "Null", Signale an dem
Decoderausgang 94, die niedriger sind als der Slicingpegel 97 werden
zu einem Binärwert,
beispielsweise "Eins" (ihren. Damit sie
für Rauschstörungen unempfindlich
ist, hat die Vergleichsschaltung 95 vorzugsweise einen
gewissen Betrag an Hysterese.
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Eine Implementierung des Systems
-
9 zeigt
einen Schnitt durch eine Ausführungsform
einer Implementierung eines Kopplungssystems nach der vorliegenden
Erfindung.
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In
diesem System ist der obere Teil der ortsbewegliche Teil 2,
der sich an der ortsbeweglichen Anordnung befindet, beispielsweise
an dem drehenden Teil eines Rades. Der untere Teil ist der ortsfeste
Teil 1.
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In
dem ortsbeweglichen Teil 2 gibt es wenigstens eine Printplatte
PCB ("printed circuit
board"), in dem dargestellten
Beispiel gibt es drei Stück: 100, 101, 102.
Eine erste Printplatte 100 sammelt Sensorsignale und sendet
sie zu einer zweiten Printplatte 101. Die zweite Printplatte 101 umfasst
einen Controller 13 zum Durchführen von Signalverarbeitung.
Eine dritte Printplatte 102 schafft Funktionen wie Stromgleichrichtung 8 und -konditionierung 9,
sowie die Funktionen wie Modulation 15 und Demodulation 24 der
Daten innerhalb der assoziierten Filter. In dem dort gegebenen Beispiel
gibt es drei Printplatten 100, 101 und 102,
aber jede andere geeignete Anzahl Printplatten kann verwendet werden,
entweder mehr Stück
oder weniger. So können
beispielsweise alle Funktionen auf ein und derselben Printplatte
zusammengebracht werden.
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In
dem ortsfesten Teil 1 gibt es auch drei Printplatten 103, 104, 105,
die den Printplatten 100, 101, 102 in
dem ortsbeweglichen Teil entsprechen. Auch hier kann die Anzahl
Printplatten anders sein, eine oder mehrere. Die Anzahl Printplatten
in dem ortsfesten Teil 1 braucht nicht die gleiche zu sein
wie die Anzahl Printplatten in dem ortsbeweglichen Teil 2.
In der in 9 dargestellten Ausführungsform
enthält
die obere Printplatte 103 des ortsfesten Teils 1 die
Funktionen zur Sensordetektion, wie Geschwindigkeitsdetektion, die
Stromteiberstufe für
die erste Frequenz, beispielsweise 20 kHz, und die Modulationsschaltung 21 und
Demodulationsschaltung 18 mit der assoziierten Filterung.
Die zweite Printplatte 104 enthält einen Controller 20 zum
Durchführen
der Signalverarbeitung. Die erste Printplatte 105 sammelt
die Sensorsignale und sendet sie der zweiten Printplatte 104 zu.
Sie hat auch die Verbindung zu dem Bordcomputer, beispielsweise über eine
CAN-Schnittstelle
("Controller Area
Network"), wie dies
einem Fachmann bekannt sein dürfte.
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Zwischen
dem ortsfesten Teil 1 und dem drehenden Teil 2 gibt
es die Kerne 4, 5 und die Spulen 122, 123, 125, 126 für die Energie-
und die Datenübertragung.
Sie besteht aus einer Topfkernkonstruktion 18, wobei sich
an jeder Seite eine Spule 122, 123 zur Energieübertragung
und eine Spule 125, 126 zur Datenübertragung befindet.
Eine Topfkern ist die Bezeichnung eines Standard-Ferritkerns für Spulen
oder Transformatoren. 10 ist eine Hälfte eines
Topfkerns, eine kreisförmige
Spule wird in diesem Fall von Ferrit auf der Innenseite und auf
der Außenseite
umgeben. Die Datenspulen 125, 126 befinden sich
vorzugsweise auf der Innenseite, was die meist konstante Übertragung
in dem Datenkanal gewährleistet.
Die Energiespulen 122, 123 haben einen großen Durchmesser
und befindet sich nahe den Zähnen 106 in
dem Außenrand
der Kerne 107 (siehe 10).
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Der
Radwinkel oder die Geschwindigkeitsabtastung erfolgt über die
Modulation des Energiesignals. Wenn die Zähne 106 des ortsfesten
Kerns 4 und die Zähne
des sich drehenden Kerns 5 zueinander ausgerichtet werden,
ist der magnetische Spalt minimal, deswegen gibt es zwischen den
Spulen von der primären und
der sekundären
Seite eine maximale magnetische Kopplung und die übertragene
Energie ist maximal. Wenn die Zähle 106 nicht
ausgerichtet sind, gibt es eine minimale magnetische Kopplung und
die übertragene Energie
ist minimal.
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Diese
Energiemodulation kann über
einen Strom der Energiespule 122 gemessen werden. In einer Ausführungsform
eines Kerns, der nach der vorliegenden Erfindung verwendet werden
kann, kann es 40 Zähne 106 geben,
Dies führt
zu 40 Energievariationen und deswegen zu 40 Impulsen je Umdrehung.
Die magnetische Schnittstelle wird auf diese Weise derart gebaut,
dass der Kopplungsfaktor 40 mal je Umdrehung variiert. Dies verursacht
eine Variation in der Übertragenen
Energie, die gemessen und zu einem Impulssignal mit einer Periode
von 40 mal je Umdrehung übertragen
wird. Dieses Signal wird dem Controller zugeführt, der das Signal dem Bordcomputer
zusendet. Der Bordcomputer kann derartige Signale für viele
Zwecke benutzen, wobei ABS-Funktionen (Antiblockiersystem) nur ein
Beispiel sind.
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Die
Datenspule 125, 126 und die Energiespule 122, 123 befinden
sich in dem Spalt zwischen dem Innenkern 108 und der Außerspulenwand 109.
-
Die
Transformatorverdrahtung ist wie in 11 dargestellt
und wie oben erläutert.
-
Es
dürfte
einleuchten, dass obschon bevorzugte Ausführungsformen, spezifische Konstruktionen
und Konfigurationen, sowie Werkstoffe an dieser Stelle für Anordnung
nach der vorliegenden Erfindung beschrieben worden sind, sind im
Rahmen der vorliegenden Erfindung viele Änderungen oder Modifikationen
in Form und Einzelheit möglich.
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Text in der Zeichnung
-
1
-
- Zum Bordcomputer
- Rad
- Controller
- Daten ein
- Daten aus
- Modulatordaten
- Demodulationsdaten
- Detektionswinkelfühler
- Kopplung
- Netzwerk
- Senden
- Kompensation
- Filter
- Winkel
- Fühlen
- Ortsfester Kern
- Induktive Schnittstelle
- Drehender Kern
- Kopplung
- Netzwerk
- Gesendet
- Kompensation
- Gleichrichter
- Demodulation
- Daten
- Modulator
- Daten
- Controller
- Konditionierung
- Druck
- Beschleunigung
- Temperatur
- Auslieferung
-
2
-
- Daten ein
- Daten aus
- Modulator
- Synchrondetektor
- Kopplungsnetzwerk
- Kompensationsfilter
- Kopplungsnetzwerk
- Kompensationsfilter
- Modulator
- Synchrondetektor
- Daten ein
- Daten aus
-
4
-
-
3
-
- Sender
- Modulierte Daten
- Andere Seite
- Zum Demodulator
- Modulierte Daten
- Andere Seite
- Zum Demodulator
- Sender
-
5
-
- VO in Volt
- Zeit in Sekunden
-
6
-
-
7
-
- Quelle
- Demodulator
- Quadratwurzel
-
8
-
- Modulierte Daten
- Detektor ein
- Von Senden
- Kompensation
- Multipliziererersatz durch Schalter
- Tiefpass
- Detektor aus
- Maximalschaltung
- Digital aus
- Daten aus
- Verstärkung
- Demodulatorfrequenz
- Tiefpass
- Vergleichsschaltung mit Hysterese
- Slicing-Pegel
-
11
-
- Daten ortsfest
- Daten ortsbeweglich
- Energie ortsfest
- Energie ortsbeweglich
