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Technisches Gebiet der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf das Gebiet
der Kommunikationen, und insbesondere, als Beispiel aber nicht als
Beschränkung,
auf das Abstimmen auf Signal-Wege-Strahlen bzw. signal path-rays
in einem drahtlosen Kommunikationssystem wie zum Beispiel ein Dode-Multiplex-Vielfach-Zugriff-
bzw. Code Division Multiple Access (CDMA) System.
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Beschreibung des relevanten
Standes der Technik
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Mobile
drahtlose Kommunikation wird zunehmend wichtig zum Bereitstellen
von Sicherheit, Zweckmäßigkeit,
verbesserter Produktivität
und einfachem Gesprächsvergnügen für Teilnehmer
eines drahtlosen Kommunikationsservices. Eine bedeutende mobile
drahtlose Kommunikationsoption besteht in der zellulären Kommunikation.
Zelluläre
Telefone können
zum Beispiel in Autos, Aktentaschen, Handtaschen und sogar Taschen gefunden
werden. Mit der Verbreitung von Nutzern zellulärer Telefone und der angebotenen
Servicetypen, werden neue drahtlose Systemstandards entwickelt,
um diesen Anforderungen zu begegnen.
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Zum
Beispiel werden CDMA, Wideband-CDMA (W-CDMA), etc., implementiert,
um die spektrale Effizienz zu verbessern und neue Merkmale einzuführen. Im
CDMA oder W-CDMA (gemeinsam als "CDMA" ab jetzt bezeichnet),
wird eine Signalabschwächung
bekämpft
durch ein Kombinieren von vielfach empfangenen diversen Signal-Wege-Strahlen
in einem RAKE-Empfänger.
Positionen (in der Zeit) der Signal-Wege-Strahlen werden zuerst durch das
Verwenden eines Suchers gefunden. Anschließend werden diese Wege-Strahlen durch
das Verwenden eines Maximum-Verhältnis-Kombinierer
bzw. maximum ratio combiner (MRC) kombiniert. Sucher werden normalerweise
als ein oder mehrere Optimalfilter und ein Spitzendetektor implementiert. Die
Signal-Wege-Strahlen
werden mit einer gewissen Pilot-Sequenz abgestimmt, die zu Spitzen
führen,
die die Positionen der zahlreichen Wege-Strahlen anzeigen. Der Spitzendetektor
erfasst diese resultierenden Spitzen.
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Wenn
man erkennt, dass ein Sucher ein rechentechnisch komplexes Unternehmen
darstellt, ist es wünschenswert,
die Wege-Strahlen nur einmal zu erfassen. Nach dem Erfassen werden
die Wege-Strahlen folglich durch das Verwenden eines Wege-Strahlen-Verfolgers
so lang wie möglich
nachverfolgt. Das Verfolgen wird fortgesetzt bis die Qualität des empfangenen
Signals einen vorbestimmte Schwelle erreicht (z. B. darauf fällt). Danach
wird die Verfolgung beendet und eine neue Suche wird begonnen. Die
rechentechnische Komplexität
eines Suchers ergibt sich, zumindest teilweise, aus der Zahl von
Verzögerungskandidaten,
die der Sucher berücksichtigen
muss, um Signal-Wege zu lokalisieren. Umso größer die Zahl der Verzögerungskandidaten
ist, umso größer sind
die Kosten in Bezug auf Hardware, Verarbeitungszeit, Leistungsverbrauch,
Silikon-Liegenschaften, etc. Folglich besteht ein Bedarf für ein Mittel
zum Reduzieren der gesamten Anzahl von Verzögerungskandidaten, die durch
den Sucher berücksichtigt
werden müssen,
wenn die verschiedenen Signal-Wege-Strahlen lokalisiert werden.
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WO 00/21201 offenbart einen
Spreiz-Spektrum-Empfänger
mit einem Sucher und Verzögerungsverfolger,
und mit einer zusätzlichen
Verzögerungs-Steuereinheit,
die bestimmt, ob die durch den Sucher gefundenen stärksten Wege
zu den jeweiligen Fingern der RAKE-Einheit neu zugewiesen werden.
Der Sucher empfängt
ein unterabgetastetes Signal und identifiziert die Verzögerungen
des stärksten
Verzögerungsweges.
Die Verzögerungssteuereinheit
vergleicht die somit identifizierten Verzögerungen mit den gegenwärtig verfolgten Verzögerungen
und führt
eine Neuzuweisung durch, wenn der Unterschied in den Verzögerungen über einer bestimmten
Schwelle ist.
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Zusammenfassung der Erfindung
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Den
Bedürfnissen
des Standes der Technik wird durch das Verfahren nach Anspruch 1
und dem System nach Anspruch 11 der vorliegenden Erfindung entsprochen.
Zum Beispiel würde
es vorteilhaft sein, wie bisher nicht erkannt, die gesamte Anzahl
von Verzögerungskandidaten
zu reduzieren, die durch einen Sucher eines Empfängers berücksichtigt werden müssen, wenn
verschiedene Signal-Wege-Strahlen lokalisiert werden. Tatsächlich wäre es vorteilhaft,
wenn ein Sucher den Abstimmungsprozess in ein grobes Signalabstimmen
und ein genaues Signalabstimmen teilen würde, um die Zahl von Verzögerungselementen
zu reduzieren, die involviert sind, um die Position der Signal-Wege-Strahlen
zu berechnen.
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich, in einer Ausführungsform,
auf ein Suchen nach Signal-Wege-Strahlen in einem CDMA-System. Die
Erfindung ist darauf gerichtet, eine primäre grobe Suche nach den Signal-Wege-Strahlen
auszuführen,
um deren allgemeine Position(en) zu bestimmen, und danach eine zweite genaue
Suche durchzuführen,
um deren genaue Position(en) zu bestimmen.
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Im
Allgemeinen sind das Verfahren und das System der vorliegenden Erfindung
darauf gerichtet, die Optimalfilter in einem CDMA-System zu vereinfachen.
Die Optimalfilter werden vereinfacht, indem die Zahl der Verzögerungskandidaten
reduziert werden, die adressiert werden müssen, wenn nach Position(en)
von Wege-Strahlen eines zu empfangenen Signals gesucht wird. Die
Vereinfachung der Optimalfilter wird erreicht durch ein Implementieren
eines zweistufigen Signal-Wege-Strahlen-Positions-Suchers. Eine erste grobe
Stufe lokalisiert eine approximierte Position eines Signal-Wege-Strahls.
Eine zweite genauere Stufe lokalisiert den Signal-Wege-Strahl genauer.
Die genauere(n) Position(en) können
anschließend an
einen Satz von RAKE-Fingern in einem Spreiz-Spektrum-Empfänger weitergeleitet
werden.
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In
einer Ausführungsform
wird ein analog empfangenes Signal in einer Analog-zu-Digital-Konvertierung überabgetastet.
Mit anderen Worten wird das analoge Signal mehr als einmal pro Chip
abgetastet. Dieses überabgetastete
Signal wird dann dezimiert, um die Zahl von Einträgen in das
digitale Signal zu reduzieren. Das dezimierte Signal wird auf Optimalfilter
angewendet, die aus zumindest einem Filter mit endlicher Impulsantwort
bzw. finite impulse response (FIR) bestehen. Ein Spitzendetektor
erfasst eine approximierte Position aus der Ausgabe des FIR-Filters.
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Das überabgetastete
Signal wird als Antwort auf die bestimmte(n) approximierte(n) Position(en)
verschoben. Ein Code-Generator generiert einen Code, der den erwarteten,
zu empfangenen Daten entspricht. Das verschobene überabgetastete
Signal wird mit dem generierten Code korreliert, und ein Vergleicher
wählt die
genauere Position aus den Ergebnissen des Satzes von Korrelation.
In einer anderen Ausführungsform wird
der generierte Code verschoben und dann mit dem überabgetasteten Signal korreliert.
Abermals wählt
ein Vergleicher die genauere Position aus den Ergebnissen des Satzes
von Korrelationen. Die technischen Vorteile der vorliegenden Erfindung
enthalten, aber sind nicht beschränkt auf, das Folgende. Es sollte
verstanden werden, dass bestimmte Ausführungsformen nicht jegliche,
ganz zu schweigen von allen, der folgenden exemplarischen technischen
Vorteile enthalten können.
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Ein
wichtiger technischer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht
darin, dass sie die Komplexität des
Suchers in einem CDMA-Empfänger
durch ein Reduzieren der Zahl von Verzögerungselementen reduziert,
die der Sucher verwenden muss. Dies reduziert folglich den Leistungsverbrauch
und verringert die Größe des durch
den Sucher besetzten Silikonraumes.
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Ein
anderer wichtiger technischer Vorteil der vorliegenden Erfindung
besteht darin, dass sie ermöglicht,
ein Suchen mittels eines zweistufigen Schemas zu erzielen, und dabei
die Komplexität
der mit der ersten Stufe zusammenhängenden Berechnungen zu vereinfachen.
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Noch
ein anderer wichtiger technischer Vorteil der vorliegenden Erfindung
besteht in der Fähigkeit,
zuerst Wege-Strahlen mit einer groben Zeitauflösung zu erfassen, und anschließend die
Positionen der Wege-Strahlen durch ein Abstimmen nach ihnen mit
einer besseren Auflösung
zu bestimmen.
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Die
oben beschriebenen und andere Merkmale der vorliegenden Erfindung
werden nachstehend mit Bezug auf die in den begleitenden Abbildungen
gezeigten erklärenden
Beispiele detailliert erläutert.
Die Sachkundigen im Stand der Technik werden es zu schätzen wissen,
dass die beschriebenen Ausführungsformen mit
der Absicht der Erklärung
und Verständnis
bereitgestellt werden, und dass zahlreiche äquivalente Ausführungsformen
darin genannt sind.
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Kurze Beschreibung der Abbildungen
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Ein
vollständigeres
Verständnis
des Verfahrens und des Systems der vorliegenden Erfindung kann man
mit Bezug auf die folgende detaillierte Beschreibung erhalten, wenn
man diese in Verbindung mit den begleitenden Abbildungen betrachtet,
wobei:
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1 eine
exemplarische Einheit eines drahtlosen Kommunikationssystems in Übereinstimmung
mit der vorliegenden Erfindung darstellt;
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2 eine
exemplarische Sende-/Empfangs-Vorrichtung für das drahtlose Kommunikationssystem der 1 in Übereinstimmung
mit der vorliegenden Erfindung darstellt;
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3 ein
exemplarisches Luftschnittstellen-Format für eine Ausführungsform in Übereinstimmung
mit der vorliegenden Erfindung darstellt;
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4A eine
Signal-Wege-Strählen-Erfassung
für eine
exemplarische Ausführungsform
in Übereinstimmung
mit der vorliegenden Erfindung darstellt;
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4B eine
Signal-Wege-Strahlen-Erfassung für
eine andere exemplarische Ausführungsform
in Übereinstimmung
mit der vorliegenden Erfindung darstellt;
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5A ein
exemplarisches übergeordnetes
Diagramm der Signal-Wege-Strahlen-Erfassung für die exemplarischen Ausführungsformen
der 4A und 4B in Übereinstimmung
mit der vorliegenden Erfindung darstellt;
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5B ein
anderes exemplarisches übergeordnetes
Diagramm der Signal-Wege-Strahlen-Erfassung für die exemplarischen Ausführungsformen
der 4A und 4B in Übereinstimmung
mit der vorliegenden Erfindung darstellt;
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6 ein
exemplarisches Verfahren in Flussdiagramm-Form zum zweistufigen
Erfassen von Signal-Wege-Strahlen in Übereinstimmung mit der vorliegenden
Erfindung darstellt;
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Detaillierte Beschreibung der Abbildungen
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In
der folgenden Beschreibung werden, zum Zweck der Erklärung aber
nicht Beschränkung,
spezifische Details dargelegt, wie zum Beispiel besondere Schaltungen,
logische Module (implementiert in, zum Beispiel, Software, Hardware,
Firmware, etc.), Techniken, etc., um ein vollständiges Verständnis der
Erfindung bereitzustellen. Es ist jedoch für einen normalen Sachkundigen
im Stand der Technik ersichtlich, dass die vorliegende Erfindung
in anderen Ausführungsformen
praktiziert werden kann, die von diesen spezifischen Details abweichen.
In anderen Fällen
werden detaillierte Beschreibungen von wohlbekannten Verfahren,
Vorrichtungen, logischen Code (Hardware, Software, Firmware, etc.)
weggelassen, um die Beschreibung der vorliegenden Erfindung nicht
mit unnötigen
Details zu verwirren.
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Bevorzugte
Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung und ihre Vorteile werden am Besten verstanden
durch ein Verweisen auf 1–6 der Abbildungen,
wie auch auf die dafür
verwendeten Numerale und die entsprechenden Teile der verschiedenen
Abbildungen. Es sollte verstanden werden, dass die Figuren sowohl
die realen (I) als auch die komplexen (Q) Anteile des (der) allgemeinen
Signalwert(e)s (I + jQ) widerspiegeln.
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Aspekte
der Luftschnittstelle für
den International Mobile Telecommunications 2000 (IMT-2000) Standard,
einen so genannten Standard der dritten Generationen, werden genutzt,
um eine Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zu beschreiben. Es sollte jedoch verstanden
werden, dass die Richtlinien der vorliegenden Erfindung auf andere
drahtlose (oder drahtgebundene) Kommunikations-Standards (oder Systeme) anwendbar sind,
insbesondere jene, die eine Spreiz-Spektrum-Technologie einsetzten,
wie zum Beispiel jene, die auf einer Art des Code-Multiplex-Vielfach-Zugriff-
bzw. Code Division Multiple Access (CDMA) Schema basieren, wie zum
Beispiel Direkt-Sequenz-(DS)
CDMA (z. B., W-CDMA, IS-95-A, etc.), Frequenz-Springen-(FH) CDMA, Zeitumgehung bzw.
time-dodging CDMA, Frequenz-Zeitumgehungs bzw. Frequency-Time Dodging (F-TD)
CDMA, die hier alle im Allgemeinen als CDMA bezeichnet werden.
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Eine
exemplarische Einheit eines drahtlosen Kommunikationssystems wird
nun, bezugnehmend auf 1, in Übereinstimmung mir der vorliegenden
Erfindung im Allgemeinen bei 100 dargestellt. Das (bzw.
die Einheit des) drahtlose(n) Kommunikationssystem 100 enthält eine
Basisstation-Sende/Empfangs-Antenne 105, eine Basisstation-Sender/Empfänger-(d.
h. einen Transceiver (TRX)) Einheit 110 und vielfache Mobilstationen 115 und 125.
Obwohl nur zwei Mobilstationen 115 und 125 in 1 gezeigt
werden, sollte es verstanden werden, dass das drahtlose Kommunikationssystem 100 mehr
als zwei Mobilstationen enthalten kann. Auch werden das Senden 120 (von
der Mobilstation 115) und das Senden 130 (von
der Mobilstation 125) dargestellt. Wie es aus der Technik
bekannt ist, führen
Reflektionsverzögerungen
etc. dazu, dass vielfache Signale (z. B. die Sende-Signale 130A, 130B und 130C)
eines Sendens (z. B. das Senden 130) von der Basisstation-Sende/Empfangs-Antenne 105 empfangen
werden und anschließend
durch die Basisstation-TRX-Einheit 110 verarbeitet werden.
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Eine
exemplarische Sende/Empfangs-Vorrichtung für das drahtlose Kommunikationssystem
wird nun, bezugnehmend auf 2, in Übereinstimmung
mit der vorliegenden Erfindung im Allgemeinen bei 200 dargestellt.
Ein Informationstragendes Signal 205 wird in einen Spreiz-Einheit 210 eingegeben,
der das Signal 205 über
einen weiten Frequenzbereich spreizt. Das Spreiz-Signal wird bei
einem Modulator 215 moduliert und anschließend von
einer Antenne 220 gesendet. Die Antenne 220 kann
zum Beispiel eine Antenne von einer der Mobilstationen 115 und 125 sein.
Die Sendung 225 wird an der Antenne 230 empfangen
(in mehreren unterschiedlichen Signalen (z. B. Signal-Wege-Strahlen),
die zu verschiedenen Zeiten ankommen). Die Antenne 230 kann
zum Beispiel die Basisstation-Sende/Empfangs-Antenne 105 sein. Es
sollte jedoch vermerkt werden, dass die (Empfangs-)Antenne 230 einer
Mobilstation entsprechen kann, und dass die (Sende-) Antenne einer Basisstation
entsprechen kann, in Übereinstimmung
mit den Richtlinien der vorliegenden Erfindung. Die zweistufigen
Such-Richtlinien
der vorliegenden Erfindung können
also beispielsweise auch in Verbindung mit einem Empfänger einer
Mobilstation implementiert werden.
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Jetzt
fortfahrend mit Bezug auf 2, empfängt die
Antenne 230 die Sendung 225, die vielfache Signale
enthalten kann. Die Sendung 225 wird durch die Funkfrequenz-(RF)
Einheit verarbeitet, die ein Signal 240 an einen RAKE-Empfänger 245 weiterleitet.
Der RAKE-Empfänger 245 kombiniert
die vielfachen Signale, um ein verbessertes Signal 280 zu
erzielen; wobei das verbesserte Signal 280 danach zu einer
Nachbearbeitungs-Einheit 290 weitergeleitet wird. Der RAKE-Empfänger 245 enthält RAKE-Finger 255 und
einen Kombinierer 275. Ein Teil des, und wahrscheinlich
nur verbunden mit dem, RAKE-Empfänger 245 sind
ein Sucher 250 und ein Wegeverfolger 260. Der
Sucher 250, die RAKE-Finger 255 und der Wege-Verfolger 260 empfangen
als Eingabe(n) das (die) Signal(e) 240, das (die) die vielfachen
Sende-Signale 225 enthalten.
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Der
Sucher 250 implementiert, in Übereinstimmung mit der vorliegenden
Erfindung ein zweistufiges Such-Schema, um ein oder mehrere der
vielfachen Signale des (der) Signal(e) 240 zu lokalisieren,
wie es im Weiteren in detaillierter mit Bezug auf 4-6 beschrieben
wird. Der Sucher 250 kommuniziert die bestimmte(n) Position(en)
an die RAKE-Finger 255 entlang der Linie 265.
Wenn der Sucher 250 die Signal-Wege-Strahlen lokalisiert
hat, versucht der Wegeverfolger 260 diese so lang wie möglich zu
verfolgen. Die verschiedenen Anpassungen, die gemacht werden, um
mit dem Verfolgen der Signal-Wege-Strahlen fortzufahren, werden
an die RAKE-Finger 255 von dem Wegeverfolger 260 entlang
der Linie 270 kommuniziert.
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Durch
das Verwenden der Position und das Verfolgen von Information von
den jeweiligen Linien 265 und 270, extrahieren
die RAKE-Finger 255 die Signal-Wege-Strahlen durch ein
Entspreizen der empfangenen Information in einer Weise, die in der
Technik bekannt ist. Die extrahierten Signal-Wege-Strahlen werden
an einen Kombinierer 275 ausgegeben, der ein Maximal-Verhältnis-Kombinieren
bzw. maximum ratio combining (MRC) nutzen kann, um ein verbessertes
Signal 280 zu erzeugen.
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Jetzt
auf 3 bezugnehmend, wird eine exemplarische Luftschnittstelle
für eine
Ausführungsform
in Übereinstimmung
mit der vorliegenden Erfindung im Allgemeinen bei 300 dargestellt.
In CDMA-Systemen werden Daten in Anteile mit vorbestimmter Dauer
segmentiert, wie durch den vorhandenen CDMA-Standard spezifiziert.
Diese Anteile werden der Reihe nach in kleinere und kleinere Anteile
segmentiert, bis das kleinste Teil, der Chip, erreicht wird. Speziell
werden die Informations-Segmentierung
im Ausstrahlungskanal bzw. Broad Cast Channel (BCCH) nach dem IMT-2000
Standard, der ein W-CDMA Standard ist, bei 300 dargestellt.
Ein Superrahmen 305 hat eine Dauer von 720 ms und ist in
zweiundsiebzig (72) Rahmen 310 unterteilt. Jeder Rahmen 310 wird
in fünfzehn
(15) Schlitze 315 segmentiert, wobei jeder Schlitz 315 weiter
in zehn (10) Symbole 320 segmentiert wird. Letztendlich
ist jedes Symbol 320 aus zweihundertsechsundfünfzig (256)
Chips 325 zusammengesetzt.
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In
Abhängigkeit
von der Dauer des Chips, breiten sich Funkwellen eine berechenbare
Distanz während
jedes Chips aus. Zum Beispiel breiten sich Funkwellen annähernd 78.0
m aus, während
einer Dauer, die einem Chip 325 unter den W-CDMA IMT2000 Standard
entspricht. In dem W-CDMA IMT2000 Standard ist die Dauer eines Chips 325 definiert,
0.26 μs
lang zu sein. Folglich ist 3·108 m/s × 0.26·10–6 s
= 78.0 m, wobei die Größe 3·108 m/s gleich der Geschwindigkeit der Funkwellen
ist. Innerhalb einer solchen Entfernung von 78.0 m können mehrere
Wege-Strahlen bei einem CDMA-Empfänger ankommen.
Folglich werden die empfangenen Daten typischerweise digitalisiert
durch ein Überabtasten
des Chips, um die Auflösung
für das
Erfassen der Ankunftszeiten der Wege-Strahlen zu erhöhen. Obwohl
das Überabtasten
die Performance des Suchers erhöht,
erhöht
sie unglücklicherweise
auch die Komplexität
desselben, da die Optimalfilter als Ergebnis der Überabtastung
folglich eine größere Zahl
von Verzögerungselementen
adressieren müssen.
Die Komplexität ist
nicht vorteilhaft in dem Sinne, dass sie die Hardware-Erfordernisse
und/oder die Verarbeitungszeit erhöht.
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Jetzt
auf 4A bezugnehmend, wird eine Signal-Wege-Strahlen-Detektion
für eine
exemplarische Ausführungsform
in Übereinstimmung
mit der vorliegenden Erfindung im Allgemeinen bei 250A dargestellt. Der
Sucher 250A erfasst Signal-Wege-Strahlen, wenn die nicht-dezimierten
empfangenen Daten verschoben und mit dem generierten Code korreliert
werden. Jetzt auf 4B bezugnehmend, wird eine Signal-Wege-Strahlen-Detektion
für eine
andere exemplarische Ausführungsform
in Übereinstimmung
mit der vorliegenden Erfindung im Allgemeinen bei 250B dargestellt.
Der Sucher 250B erfasst Signal-Wege-Strahlen, wenn der generierte
Code verschoben und mit den nicht-dezimierten empfangenen Daten korreliert
wird.
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Um
die Auflösung
der Erfassung der Wege-Strahlen-Ankunfts-Zeiten in einem CDMA-System zu erhöhen, werden,
wie oben notiert, die empfangenen Daten vorzugsweise überabgetastet
(z. B. zumindest mehr als ein bzw.) mehrere Male pro Chip. Die Überabtastungsrate
kann definiert werden als die Anzahl pro Chip, die ein empfangenes
Signal abgetastet wird. Dieses Überabtasten
führt zu
einem Bedarf an verstärkter
Komplexität
des bzw. der Optimalfilter, da mehr Verzögerungselemente für die Implementierung
benötigt
werden. In Übereinstimmung
mit den Prinzipien der vorliegenden Erfindung wird diese verstärkte Komplexität jedoch umgangen
(d. h. reduziert) durch ein Teilen des/der Anpassungs-Verfahrens/Vorrichtung
in zwei (2) Stufen:
grobes Signalanpassen (als "Stufe 1" bezeichnet) und
genaues Signalanpassen (als "Stufe
2" bezeichnet).
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Nun
fortfahrend mit den Suchern 250A und 250B der
jeweiligen 4A und 4B, wird
das grobe Signalanpassen ("Stufe
1") beschrieben.
Ein Ziel des groben Abstimmens besteht in der approximativen Lokalisierung
der Signal-Wege-Strahlen. Zuerst werden jedoch die eingehende(n)
Signal-Sendung(en) 225 (der 2) von Analog
zu Digital konvertiert mittels eines A/D-Konvertierers 405 durch ein
mehrfaches Überabtasten
pro Chip. Dieser A/D-Konvertierer 405 kann zum Beispiel
Teil der RF-Einheit 235, der RAKE-Finger 245 oder
einer anderen Einheit (nicht gezeigt) sein. (Darum kann das Signal 240 immer
digital sein (z. B. wenn der A/D-Konvertierer 405 ein Teil
der RF-Einheit 235 (der 2) ist),
oder kann zu einem Zeitpunkt analog sein und digital zu einem späteren Zeitpunkt
(z. B. wenn der A/D-Konvertierer 405 Teil des RAKE-Empfängers 245 ist).)
Das (jetzt digitale) Signal 240 wird dezimiert bei einer
Dezimierungs-Einheit 410, um ein dezimiertes Signal 415 zu
erzeugen, das weniger Elemente hat, verglichen mit der Zahl von
Elementen, aus denen Signal 240 zusammengesetzt ist. Das
dezimierte Signal 415 wird dann auf die Optimalfilter 420 angewendet.
Die Optimalfilter 420 können
auf das Pilotsignal der Signal-Sendung(en) 225 angepasst
werden.
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Die
Optimalfilter 420 können
zumindest einen FIR-Filter 425 verwenden, um die Signal-Wege-Strahlen approximativ
zu lokalisieren. Alternativ können
sie zum Beispiel eine Reihe von Korrelatoren etc. verwenden. Das
dezimierte Signal 415 (z. B. an Stelle des (digitalen)
Signals) wird für
die FIR-Filter 425 bereitgestellt, um die gesamte Zahl
von Verzögerungselementen
zu reduzieren, die durch die FIR-Filter 425 adressiert
werden. Die approximative Position der Signal-Wege-Strahlen kann
durch ein Anwenden eine Spitzendetektors 427 auf die Ausgabe
der Optimalfilter 420 bestimmt werden. Die Optimalfilter 420 der
groben Signalanpassung erzeugen eine erfasste approximierte Position 460 (z.
B. aus der Ausgabe des Spitzendetektors 427).
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Der
Dezimierungsfaktor des Dezimierungsteils 410 ist vorzugsweise
gleich oder geringer als die Überabtastungsrate
des A/D-Konvertieres 405. Wenn der Dezimierungsfaktor geringer
als die Überabtastungsrate ist,
dann sind die FIR-Optimalfilter immer noch in der Lage, die Signal-Wege-Strahlen
mit einer Auflösung
zu erfassen, die größer als
die Chip-Auflösung
ist. Wenn, auf der anderen Seite, der Dezimierungsfaktor gleich oder
größer als
die Überabtastungsrate
ist, erfasst der Filter die Signal-Wege-Strahlen mit einer Auflösung die jeweils
gleich oder geringer als die Chip-Auflösung ist.
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Nun
mit den Suchern 250A und 250B der jeweiligen 4A und 4B fortfahrend,
wird das genaue Signalanpassen ("Stufe
2") beschrieben.
Das genaue Signalanpassen wird durchgeführt mittels der approximierten
Position(en) der Signal-Wege-Strahlen, die durch die grobe Signalanpassung
erfasst wurden. Die approximierte(n) Position(en) wird (werden)
als ein oder mehrere Verzögerungskandidaten
(als "D" dargestellt) von
der groben Signalanpassung bereitgestellt. Ein Code-Generator erzeugt
ein Muster der erwarteten Daten bei dieser (diesen) approximierten
Position(en), und dieses erzeugte Code-Muster wird korreliert mit
den nicht-dezimierten empfangenen Daten, die die (über-) abgetastete
Auflösung
haben. In einer exemplarischen Ausführungsform (wie z. B. in dem
Sucher 250A der 4A dargestellt)
ist (sind) die exakte(n) Position(en) der Signal-Wege-Strahlen erfassbar
durch ein Verschieben der nicht-dezimierten empfangenen Daten, die
die (über-)
abgetastete Auflösung
haben, und dann durch ein Korrelieren mit den erzeugten Code-Mustern.
Die exakte Position der Signal-Wege-Strahlen ist bestimmbar durch
ein Vergleichen der resultierenden Korelationswerte. In einer anderen
Ausführungsform
(wie z. B. in dem Sucher 250B der 4B dargestellt),
ist (sind) die exakte(n) Position(en) der Signal-Wege-Strahlen durch
ein Verschieben des generierten Code-Muster erfassbar und dann durch
ein Korrelieren mit den nicht-dezimierten empfangenen Daten, die
die (über-)
abgetastete Auflösung
haben. Die exakte Position der Signal-Wege-Strahlen ist bestimmbar
durch ein Vergleichen der resultierenden Korrelationswerte, wobei
der (die) Ausgewählte(n)
davon als Ausgabe(n) weitergeleitet werden kann.
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Nun
mit den 4A und 4B fortfahrend
wird das genaue Signalanpassung ("Stufe 2") durchgeführt mittels der erfassten approximierten
Position(en) 460 (z. B. der (die) Verzögerungskandidat(en) "D") der Signal-Wege-Strahlen, die von
dem groben Signalanpassen ("Stufe
1") empfangen wurden.
Ein Code-Generator 435 erzeugt ein Muster der erwarteten
Daten als generierte Code-Daten 440. Mit Bezug jetzt nur
auf 4A, werden die erfassten approximierten Positionen 460 ("D") und das (über)abgetastete Signal 240 auf die
Verschieber 430(D-M/C)...430(D)...430(D+M/C) angewendet,
die das (über-)abgetastete
Signal 240 von "–M/C" zu "+M/C" Einheiten verzögert (z.
B. durch ein Verschieben). Die Einheit "C" bezieht
sich, wie nachstehend mit Bezug auf Tabellen 1-3 erläutert, auf
die (Sub-)Chip-Auflösung.
Insbesondere ist in bestimmten Ausführungsform(en) "C" proportional zu dem Inversen der (Sub-)Chip-Auflösung. Wenn
zum Beispiel eine spezielle Ausführungsform
auf einer Viertel-Chip-Auflösung
arbeitet, dann ist "C" gleich vier (4)
in dieser speziellen Ausführungsform.
Die Verschieber 430(D-M/C)...430(D)...430(D+M/C) erzeugen
als Ausgabe die verschobenen (über)
abgetasteten Signale 400(D-M/C)...400(D)...400(D+M/C),
Die verschobenen (über)
abgetasteten Signale 400(D-M/C)...400(D)...400(D+M/C) und
die erzeugten Code-Daten 440 werden in den Korrelationselementen 445 korreliert.
Mit Bezug jetzt nur auf 4B, werden
die erfassten approximierten Position(en) 460 ("D") und die erzeugten Code-Daten auf die
Verschieber 430(D-M/C)...430(D)...430(D+M/C) angewendet,
die die generierten Code-Daten 440 von "–M/C" zu Einheiten verzögern (z.
B. durch ein Verschieben). Die Verschieber 430(D-M/C)...430(D)...430(D+M/C) erzeugen
als Ausgabe die verschobenen generierten Code-Daten 460(D-M/C)...460(D)...460(D+M/C).
Die verschobenen generierten Code-Daten 460(D-M/C)...460(D)...460(D+M/C) und
das (über)abgetastete
Signal 240 werden in den Korrelationselementen 445 korreliert.
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Nun
mit den Suchern 250A und 250B der jeweiligen 4A und 4B fortfahrend,
werden die zu korrelierten Werte (z. B. die verschobenen (über)abgetasteten
Signale 400(D-M/C)...400(D)...400(D+M/C) und die
generierten Code-Daten 440 in
dem Sucher 250A, und die verschobenen generierten Code-Daten 460(D-M/C)...460(D)...460(D+M/C))
und das (über)abgetastete
Signal 240 in dem Sucher 250B) auf die Korrelationselemente 445 angewendet.
Speziell verbunden mit jedem der Verschieber 430(D-M/C)...430(D)...430(D+M/C) ist
ein Mischdetektor 445(D-M/C)'...445(D)'...445(D+M/C)' (der z. B.
ein multiplizierender Mischer, etc. sein kann), der die zu korrelierenden
Werte empfängt.
Eine Korrelation wird erreicht durch ein Anwenden der Ausgabe(n)
der Mischdetektoren 445(D-M/C)'...445(D)'...445(D+M/C)' auf einen entsprechenden
Satz von (i) kohärenten
Integratoren 445(D-M/C)''...445(D)''...445(D+M/C)'' (jeder von denen kann z. B. ein
Tiefpass- oder Bandpass löschbarer
Schmalband-Filter, etc. sein), (ii) Betrags-Nehmungs-Einheiten 445(D-M/C)'''...445(D)'''...445(D+M/C)''',
und (iii) nicht-kohärenten Integratoren 445(D-M/C)''''...445(D)''''...445(D+M/C)''''.
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Die
Betrags-Nehmungs-Einheiten 445(D-M/C)''''...445(D)''''...445(D+M/C)'''' nehmen den
Betrag des Signals wenn n = 1 ist, das Betragsquadrat wenn n = 2
ist, etc. Die Betrags-Nehmungs-Einheit wird genutzt, um eine nicht-kohärente Integration
durch ein Wegnehmen der Phase des Signals zu ermöglichen. Folglich kann eine
robuste Integration erreicht werden, da Phasen-Variationen in dem
Kanal das Ergebnis nicht beeinflussen. Dieser Schutz vor Phasen-Variationen
kann zum Beispiel erreicht werden durch ein Quadrieren des Signals
(wenn n = 2 ist) oder lediglich durch ein Nehmen des Betrages (wenn
n = 1 ist). Das Letztere (d. h. Betrags-Nehmen) ist vorteilhaft
billiger zu implementieren mit Bezug auf die Silikonfläche und
den Leistungsverbrauch, während
das Erstere (d. h. Quadrieren) vorteilhaft eine geringfügig bessere
Performance bereitstellt. Die Korrelationswerte 450(D-M/C)...450(D)...450(D+M/C) werden
von den nicht-kohärenten Integratoren 445(D-M/C)''''...445(D)''''...445(D+M/C)'''' ausgegeben.
Ein Vergleichsteil 455 wählt den höchsten Korrelationswert unter
den Korrelationswerten 450(D-M/C)...450(D)...450(D+M/C) und
leitet ihn als eine exaktere, genaue Positionsausgabe auf der Linie 265 weiter.
Der Vergleichsteil 455 kann die Korrelationswerte unter
den Korrelationswerten 450(D-M/C)...450(D)...450(D+M/C),
der den höchsten
Wert hat, auswählen.
Alternativ kann zum Beispiel ein komplizierteres Schema eingesetzt
werden, um den besten Kandidaten zu wählen.
-
Nun
auf 5A bezugnehmend, wird ein exemplarisches übergeordnetes
Diagramm der Signal-Wege-Strahlen-Detektion für die exemplarischen Ausführungsformen
der 4A und 4B in Übereinstimmung
mit der vorliegenden Ausführung im
Allgemeinen bei 500 dargestellt. Der Sucher 500 arbeitet
parallel. Nun auf 5B bezugnehmend, wird ein weiteres
exemplarisches übergeordnetes
Diagramm der Signal-Wege-Strahlen-Detektion für die exemplarischen Ausführungsformen
der 4A und 4B in Übereinstimmung
mit der vorliegenden Ausführung
im Allgemeinen bei 550 dargestellt. Der Sucher 500 arbeitet
hintereinander. Jeder der Sucher 500 und 550 beginnt
mit der jeweiligen "Stufe
1"-(wie oben mit
Referenz zu 4A und 4B gekennzeichnet)
Block 505 und 555. Jeder der Sucher 500 und 550 enthält einen
oder mehrere "Stufe
2"-Blöcke. Es
sollte notiert werden, dass "Stufe
2" für die Sucher 500 und 550 nicht
die Vergleichsteile 455 der Sucher 250A und 250B (der
jeweiligen 4A und 4B) enthalten
muss, da deren Funktion durch die Vergleichsteile 515 und 570 der
jeweiligen Sucher 500 und 550 erreicht werden
kann.
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"Stufe 1"-Blöcke 505 und 555 erzeugen
eine Zahl von Verzögerungskandidaten
D1...Dk. Der Wert
von "k" kann zum Beispiel
fünf (5)
oder (6) sein. In dem Sucher 500 werden die Verzögerungskandidaten
D1...Dk durch den "Stufe 1"-Block 505 approximativ
gleichzeitig erzeugt und als ein Vektor an die "Stufe 2"-Blöcke 510 (wie
oben gekennzeichnet mit Referenz zu 4A und 4B)
gesendet. Die "Stufe
2"-Blöcke 510(1)...510(k) erzeugen
jeder eine Ausgabe für
insgesamt "k" Ausgaben, die anschließend verglichen
werden in dem Vergleichsteil 515, der auch die Verzögerungskandidaten
D1...Dk als Eingabe
empfängt.
In dem Sucher 550 werden die Verzögerungskandidaten D1...Dk durch einen "Stufe 1"-Block approximativ
gleichzeitig erzeugt und als ein Vektor an den "Stufe 2"-Block 560 gesendet. Der "Stufe 2"-Block wird wiederholt
(z. B. in Serie) "k"-Mal betrieben. Die seriell-erzeugten "k" Ausgaben des "Stufe 2"-Blocks 560 werden in einer
Speichereinheit 565 an jeweiligen Positionen 1...k platziert.
Da jeder der "k" Ausgaben tatsächlich "2M + 1" (Unter-)Ausgaben
enthält,
wobei jede Speichereinheits-Position 1...k der Speichereinheit 565 "2M+1" Speichereinheit-Schlitze
enthalten kann. Diese "k" Ausgaben (oder,
genauer, diese "k·(2M +
1)" Ausgaben) werden
dann parallel weitergegeben an den Vergleichsteil 570,
der als Eingabe auch die Verzögerungskandidaten
D1...Dk empfängt.
-
Mit
Bezug auf die beiden Sucher 500 und 550 werden
diese "k" (oder "k·(2M + 1)") Ausgaben von entweder den vielfachen "Stufe 2"-Blöcken 510(1)...510(k) oder
von dem einen "Stufe
2"-Block 560 (z.
B. über
die Speichereinheit 565) in den jeweiligen Vergleichsteilen 515 und 570 verglichen.
Die Vergleichsteile 515 und 570 können zum
Beispiel die "L" größten der "k" (oder "k·(2M
+ 1)" Ausgaben auswählen, die
den Verzögerungskandidaten
entsprechen, die die wichtigsten Wege-Strahlen sind, z. B. durch
ein Studieren deren Amplituden, insbesondere jene die mehr als einen
halben Chip entfernt sind, wie nachstehend im Bezug auf Tabelle 3
detaillierter erläutert
wird. Diese gewählten "L" Ausgaben können in einem RAKE-Empfänger (z.
B. den Rake-Empfänger 245 der 2)
eingesetzt werden, um die entsprechenden Signal-Wege-Strahlen mittels
z. B. MRC zu kombinieren.
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Ein
exemplarischer Vergleich der Vergleichsteile
515 und
570 wird
jetzt mit Bezug auf Tabellen 1-3 mit einer erklärenden aber nicht limitierenden
Absicht beschrieben. Nimm an, dass die Intension ist, zwei Spitzen (z.
B. "L = 2") zu lokalisieren
mittels zweier (2) "Stufe
2" Blöcken (z.
B. zwei "Stufe 2" Blöcke
510(1) und
510(2) oder
der einzelne "Stufe
2" Block
560,
zweimal betrieben), wobei jeder "Stufe
2" Block mit einer
Viertel-Chip-Auflösung
(z. B. "C = 4") funktioniert. Den
Fall betrachtend, wenn "M
= 2" ist (und daher
jeder "Stufe 2" Block "2M + 1" Ausgaben hat), ist
die Zahl der Korrelatoren und somit der Ausgaben pro Stufe gleich
fünf (5).
In der Tabelle 1 im Folgenden wird die Ausgabe des vorhergehenden "Stufe 1" Blocks
505 oder
555 als [1,2]
gegeben. Die daraus folgenden Ausgaben der zwei "Stufe 2"-Blöcke
sind daher:
| Stufe
2:1 | Stufe
2:2 |
Korrelator
1 | D1 – 2/C =
0.5 | D2 – 2/C =
1.5 |
Korrelator
2 | D1 – 1/C =
0.75 | D2 – 1/C =
1.75 |
Korrelator
3 | D1
= 1.0 | D2
= 2.0 |
Korrelator
4 | D1
+ 1/C = 1.25 | D2
+ 1/C = 2.25 |
Korrelator
5 | D1
+ 2/C = 1.5 | D2
+ 2/C = 2.5 |
Tabelle
1 (L = 2; M = 2; C = 4; Erste Stufe Eingabe [1,2]).
-
Betrachte
in einem anderen Beispiel, dass die Ausgabe des „j"-ten Korrelators des „i"-ten „Stufe 2"-Blocks als OUT(i,j)
bezeichnet wird, wie in der nachfolgenden Tabelle 2:
| OUT(1,j) | OUT(2,j) |
Korrelator
1 | 140 | 120 |
Korrelator
2 | 121 | 80 |
Korrelator
3 | 70 | 30 |
Korrelator
4 | 60 | 20 |
Korrelator
5 | 120 | 10 |
Tabelle
2 (OUT („i"-ter „Stufe
2"-Block), „j"-ter Korrelator)
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Die
abschließenden
Verzögerungswerte,
die durch den Rake-Empfänger genutzt
werden, können durch
ein Beobachten und Analysieren dieser exemplarischen Werte gewählt werden.
Nimm in diesem Beispiel an, dass die Aufgabe darin besteht, die
zwei (2) (z. B. L = 2) Verzögerungskandidaten
zu wählen.
Es gibt viele mögliche
Verfahren, um diese zwei (2) besten Verzögerungskandidaten zu wählen. Ein
einfaches Verfahren besteht darin, zuerst den Verzögerungswert
mit der größten Ausgabe
zu bestimmen, der der OUT(1,1) Verzögerungskandidat mit einer Verzögerung von
0.50 Chip ist. Danach werden alle Ausgaben näher zu einem halben Chip zu
Null gesetzt. Die nachfolgende Tabelle 3 widerspiegelt dieses zu
Null Setzen:
OUT(1,1)
= 140 | OUT(2,1)
= 120 |
OUT(1,2)
= 0 | OUT(2,2)
= 80 |
OUT(1,3)
= 0 | OUT(2,3)
= 30 |
OUT(1,4)
= 60 | OUT(2,4)
= 20 |
OUT(1,5)
= 120 | OUT(2,5)
= 10 |
Tabelle
3 (OUT(„i"-ter „Stufe
2"-Block), „j"-ter Korrelator)).
-
Aus
den Werten in Tabelle 3 wird der nächst größte Ausgabewert gewählt, der
den OUT(1,5) und OUT(2,1) Verzögerungskandidaten
entspricht, wobei die Verzögerung
gleich 1.5 Chip ist. Dieser Prozess kann wiederholt werden, wenn
mehr Verzögerungskandidaten
zu bestimmen sind. In diesem Beispiel überlappen die „Stufe
2"-Stufen bei Verzögerungen
von 1.5 Chip. Es sollte notiert werden, dass dieser Überlapp
möglicherweise
vermieden werden kann durch ein sorgfältiges Justieren der Verzögerungen,
wenn sie der „Stufe
2" bereitgestellt
werden.
-
Es
sollte verstanden werden, dass die Elemente der 2 und 4–5 keine diskreten physikalischen Vorrichtungen
sein müssen.
Zum Beispiel können
sie alternativ logische Module sein, in denen die zahlreichen Funktionen
durch separate Einheiten, überlappende
Einheiten, und einige Kombinationen von diesen, etc. durchgeführt werden.
Weiterhin können
sie auch aus einem oder mehreren Software-Programmen oder Routinen
zusammengesetzt werden, die auf einem Universalmikroprozessor, wie
zum Beispiel einem digitalen Signalprozessor bzw. digital signal
processor (DSP), oder einer spezialisierten Verarbeitungseinheit
laufen. Andere Möglichkeiten
zum Verwirklichen der Richtlinien der vorliegenden Erfindung werden
den Sachkundigen in der Technik nach einem Lesen und Verstehen dieser
Offenbarung offensichtlich werden, insbesondere mit Bezug auf 2 und 4–6 und
dem hierzu betreffenden Text.
-
Nun
auf 6 bezugnehmend, wird ein exemplarisches Verfahren
in Flussdiagramm-Form zum Erfassen von Signal-Wege-Strahlen in zwei Stufen in Übereinstimmung
mit der vorliegenden Erfindung im Allgemeinen bei 600 dargestellt.
Das Flussdiagramm 600 beginnt mit dem Empfang eines Signals
(Block 605). Das Signal kann von Analog zu Digital konvertiert
werden, vorzugsweise durch ein Vielfach-Überabtasten
pro Chip. Die grobe Signalanpassungsstufe (Block 610) folgt.
Als Teil der groben Signalanpassungsstufe (Block 610), wird
das (über)abgetastete
Signal dezimiert (Block 615). Das dezimierte Signal kann
dann auf einen Filter angewendet werden (Block 620). Der
Filter kann zum Beispiel ein FIR-Filter
sein, der Teil eines Satzes von Optimalfiltern ist. Das gefilterte
Signal kann anschließend
auf einen Detektor angewendet werden, um die approximative(n) Position(en)
der Signal-Wege-Strahlen zu bestimmen (Block 625). Der
Detektor kann zum Beispiel ein Spitzendetektor sein. Es sollte verstanden
werden, dass, obwohl die vorliegende Erfindung auf ein Teilen des
Such-Prozesses bzw. der Such-Vorrichtung
in zwei Stufen ausgerichtet ist, zumindest Teile der groben and genauen
Signalanpassungs-Stufen parallel auftreten können.
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Die
genaue Signalanpassungs-Stufe (Block 630) kann die approximierte(n)
Position(en) nutzen als eine Vorlage zum Verschieben von zumindest
einem zu korrelierenden Wert. In einer exemplarischen Ausführungsform
kann das nicht-dezimierte
(über)abgetastete
Signal verschoben werden (Block 635), und das verschobene
nicht-dezimierte über)abgetastete
Signal kann mit einem generierten Code korreliert werden (Block 645).
Die Korrelationsergebnisse können
dann verglichen werden, und der höchste Korrelationswert kann
gewählt
werden, um die genaue(n) Position(en) der Signal-Wege-Strahlen zu
bestimmen (Block 655). In einer anderen exemplarischen
Ausführungsform
kann der generierte Code verschoben werden (Block 640),
und der verschobene generierte Code kann mit dem nicht-dezimierten
(über)abgetasteten
Signal korreliert werden (Block 650). Die Korrelationsergebnisse
können
dann verglichen werden und der höchste
Korrelationswert kann gewählt
werden, um die genauen Position(en) der Signal-Wege-Strahlen zu
bestimmen (Block 660). Nach dem Bestimmen der genauen Position(en)
der Signal-Wege-Strahlen als Teil der genauen Signalanpssungsstufe
(Block 630), können
die genauen Position(en) der Signal-Wege-Strahlen an Rake-Finger
bereitgestellt werden (Block 665), um das empfangene Signal
weiter zu bearbeiten.