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Die
Erfindung bezieht sich auf eine elektronische Schaltung zum Starten
eines Einphasen-Induktionsmotors
gemäß dem Oberbegriff
des Anspruchs 1. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf eine elektronische
Schaltung zum Starten von Induktionsmotoren mit einem elektronischen
Startschalter.
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Einphasen-Induktionsmotoren
finden aufgrund ihrer Einfachheit, Robustheit und hohen Leistung
breite Anwendung. Sie werden in Haushaltsgeräten, wie Kühlschränken, Gefrierschränken, Klimaanlagen,
hermetischen Verdichtern, Waschmaschinen, Pumpen, Gebläsen, sowie
für gewisse
industrielle Anwendungen eingesetzt.
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Diese
Einphasen-Induktionsmotoren sind normalerweise mit einem Käfigrotor
und mit einer Rotorspule versehen, die zwei Wicklungen aufweist, eine
für die
Betriebsspule und die andere für
die Startspule.
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Während des
normalen Betriebes wird der Betriebsspule eine Wechselspannung zugeführt, und die
Startspule wird zu Beginn des Betriebs vorübergehend versorgt, wodurch
im Luftspalt des Stators ein sich drehendes Magnetfeld erzeugt wird,
was ein zum Beschleunigen des Rotors notwendiger und das Starten
fördernder
Zustand ist.
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Dieses
sich drehende Magnetfeld ist durch Versorgen der Startspule mit
einem Strom erhältlich, der
gegenüber
dem in der Betriebsspule fließenden Strom
vorzugsweise um einen Winkel nahe 90° zeitversetzt ist.
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Dieser
Zeitversatz zwischen den in beiden Spulen fließenden Strömen wird durch Baumerkmale der
Spulen oder durch Einbauen einer externen Impedanz in Reihe mit
einer der Spulen, typischerweise in Reihe mit der Startspule, erreicht.
Der Wert des Stroms, der während
des Startbetriebs des Motors in der Startspule fließt, ist
hoch, weshalb ein Schalter verwendet werden muß, um diesen Strom zu unterbrechen,
nachdem die zum Unterstützen
der Beschleunigung des Motors erforderliche Zeit abgelaufen ist.
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Bei
Motoren, bei denen ein hoher Wirkungsgrad erforderlich ist, wird
die Startspule nach Beendigung des Startzeitraums nicht vollständig abgekoppelt.
Ein Kondensator, nämlich
ein Betriebskondensator, wird mit der Startspule in Reihe gehalten
und liefert genug Strom, um das maximale Drehmoment des Motors sowie
dessen Wirkungsgrad zu erhöhen.
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Für einen
Motor mit einer solchen Konfiguration, bei der während des normalen Betriebs
eine mit der Startspule in Reihe geschaltete Impedanz eingesetzt
wird, sind einige PTC oder elektronische Startvorrichtungen bekannt,
wie sie im US-Patent Nr. 5051681 beschrieben sind.
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Die
aus dem Stand der Technik bekannten Startschaltungen, die einen
PTC-Widerstand als Startvorrichtung verwenden, haben gewisse Nachteile,
wie hohen Energieverbrauch, wie dies in der brasilianischen Druckschrift
PI201210 beschrieben ist.
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Wie
in der
US 5051681 beschrieben
ist, haben die Startschaltungen, die eine elektronische Startvorrichtung
aufweisen, welche üblicherweise
einen Triac einsetzt, zwar keine Probleme mit dem Energieverbrauch,
wie die Schaltungen mit PTC-Widerstand, aber dafür den Nachteil, daß sie Spannungsschwankungen
unterliegen und daß,
wenn Spannungsstöße oder
bestimmte Zustände
auftreten, bei denen die Stromversorgung des Motors unterbrochen
wird, die Schaltung unabhängig
vom Bestromungszustand, in dem sich der Motor noch befindet, zum
erneuten Starten des Motors führt,
was zum Auftreten einer Stromüberlastung
in der Startschaltung und im Ergebnis zum Durchbrennen bestimmter
Bauteile der Startschaltung durch Überhitzen führen kann.
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Die
US 4782278 beschreibt eine
Startschaltung für
einen Einphasen-Wechselstrom-Induktionsmotor,
der einen Dualkomparator-Chip verwendet, der die relativen Größen von
Wechselstromnetzspannung und Hilfsspulenspannung erfaßt und vergleicht,
um die Hilfsspule bei einer Abschaltgeschwindigkeit abzuschalten
und sie bei einer Einschaltgeschwindigkeit automatisch wieder einzuschalten,
um den Motor aus einem Zustand der Überlast oder des Stillstandes
zu beschleunigen oder erneut zu starten. Eine Hystereseschaltung
sorgt für eine
Einschaltgeschwindigkeit, die niedriger als die Abschaltgeschwindigkeit
ist.
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Die
US 5051681 beschreibt eine
elektronische Schaltung zum Starten eines Einphasen-Induktionsmotors,
der mit einer Wechselstromquelle betrieben wird, wobei der Motor
einen Käfigrotor,
einen gewickelten Stator mit mindestens einer Hauptwicklung und
einer Startwicklung sowie einen mit der Startwicklung in Reihe geschalteten
Dauerkondensator aufweist. Der Dauerkondensator und die Startwicklung
sind mit der Wechselstromquelle parallel und mit der Hauptwicklung
in Reihe geschaltet. Ein TRIAC hat einen ersten Anschluß, der an
eine Seite der Wechselstromquelle angeschlossen ist, und einen zweiten
Anschluß,
der an die Startwicklung und an den Dauerkondensator angeschlossen
ist. Eine TRIAC-Triggerschaltung ist zwischen den zweiten Anschluß des TRIAC
und dessen GATE-Anschluß geschaltet,
und ein bilateraler Schalter ist an den TRIAC GATE-Anschluß angeschlossen.
An den bilateralen Schalter und an die Wechselstromquelle ist eine
Timer-Schaltung angeschlossen, welche die von der Inbetriebnahme
des Motors bis zur Unterbrechung des Durchschaltens des TRIAC ablaufende Zeit
festlegt, indem der bilaterale Schalter eingeschaltet wird, wobei
die TRIAC-Triggerschaltung
den TRIAC zu Beginn jedes Stromhalbzyklus wiederholt in einen Einschaltzustand
triggert, während
der bilaterale Schalter durch die Timer-Schaltung ausgeschaltet
bleibt.
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Die
US 4604563 beschreibt einen
Wechselstrommotor mit einer Hauptwicklung und einer Startwicklung,
die beide an eine Wechselstromquelle angeschlossen sind. Ein Schalter
zum Abkoppeln der Startwicklung von der Stromquelle ist mit einer
Steuerschaltung zur Steuerung des Schalters versehen. Ein Impulsgenerator
reagiert auf Haupt- und Startwicklungs- oder Kondensatorspannungssensoren zum
Erzeugen einer ersten Gruppe von abgegebenen Impulsen variabler
Breite, deren Breite durch die Phasendifferenz zwischen den Spannungen
bestimmt ist. Ein Komparator-Timer reagiert auf den Impulsgenerator,
um eine zweite Gruppe von Impulsen variabler Breite auszugeben,
deren Breite durch den Wert vorgegeben ist, um den die Impulsbreite
der Pulse der ersten Gruppe eine gewählte Dauer übersteigt. Ein Ausgangsimpulsdetektor
reagiert auf den Komparator-Timer, um die zweite Gruppe von Impulsen
variabler Breite zu detektieren, und gibt an den Schalter ein verzögertes Abschaltsignal
aus.
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Die
EP 0878901 A2 beschreibt
eine Schaltung zur Steuerung des Anlassens eines Einphasen-Induktionsmotors.
Zur Begrenzung des Startstroms eines solchen Motors, der eine Hauptwicklung
und eine Startwicklung sowie einen Betriebskondensator umfaßt, ist
ein Schalter vorgesehen, der den Betriebskondensator periodisch
kurzschließt. Der
Schalter ist als Triac ausgeführt.
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Ein
allgemeines Ziel der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine
elektronische Schaltung zum Starten eines Einphasen-Induktionsmotors
mit einfacher Bauweise und niedrigen Kosten bereitzustellen, die,
ohne den Energieverbrauch des Motors zu verändern, Beschädigungen
der Motorbauteile aufgrund einer unzulässigen Überspannung vermeidet, die
von durch die Stromquelle des Motors verursachten Spitzen, Störungen und
Unterbrechungen der Stromversorgung herrührt.
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Ein
weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, eine Startschaltung
der oben erwähnten
Art bereitzustellen, die mit einem Betriebskondensator (oder Dauerkondensator)
oder einer anderen, mit der Startspule des Motors in Reihe geschalteten
Impedanz verwendet werden kann.
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Noch
ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine
Schaltung der oben erwähnten
Art bereitzustellen, deren Bauweise die Verwendung zweier Anschlußklemmen
gestattet.
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Diese
Ziele werden erreicht durch eine Elektronikschaltung zum Starten
eines Einphasen-Induktionsmotors
gemäß der in
Anspruch 1 gegebenen Definition. Der Motor ist von einer Bauweise,
die einen Rotor und einen Stator mit mindestens einer Betriebsspule
und einer Startspule zum gemeinsamen Betrieb an einer Wechselstromquelle
aufweist, wobei die Schaltung umfaßt: einen elektronischen Triggerschalter;
eine Triggerschaltung des elektronischen Triggerschalters und eine
Sperrschaltung zum Steuern der Triggerimpulse des elektronischen
Triggerschalters, wobei die Sperrschaltung ihren Sperrzustand beibehält, so lange
in den Spulen des Motors aufgrund Drehung des Rotors eine Spannung
induziert wird, wobei der Sperrzustand nach einer wesentlichen Verringerung
der induzierten Spannung über
einen gewissen Zeitraum beibehalten wird.
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Die
Erfindung wird nachfolgend anhand der beigefügten Zeichnungen beschrieben.
Es zeigen:
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1 schematisch
eine vollständige
elektronische Schaltung einer ersten Ausführungsform der Erfindung,
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2 schematisch
eine zweite Ausführungsform
der elektronischen Schaltung der vorliegenden Erfindung und
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3 schematisch
elektrische Reaktionen, die mit der Zeit an unterschiedlichen Punkten
der elektronischen Schaltung der vorliegenden Erfindung beobachtet
werden.
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Bevorzugte
Ausführungsform
der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung beschreibt eine elektronische Schaltung zum
Starten eines Einphasen-Induktionsmotors oder eines Motors M der
Bauweise, die einen Rotor und einen Stator enthält, welche nicht gezeigt sind,
mit mindestens einer Betriebsspule B1 und einer Startspule B2 zum
gemeinsamen Betrieb an einer Wechselstromquelle F, wie dies in den 1 und 2 gezeigt
ist.
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Gemäß den Darstellungen
wird die vorliegende Erfindung eingesetzt bei einer Startschaltung DP
mit einem elektronischen Triggerschalter, einer Triggerschaltung
TR des elektronischen Triggerschalters und einer Sperrschaltung
BL zum Steuern der Triggerimpulse des elektronischen Triggerschalters,
wie dies nachfolgend beschrieben wird.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung zeigt die Sperrschaltung BL einen Stromsperrzustand für die Triggerimpulse
des noch zu erörternden
elektronischen Triggerschalters, wobei die Sperrschaltung den Sperrzustand
beibehält,
so lange in den Wicklungen des Motors M aufgrund Drehung des Rotors
eine Spannung induziert wird, und wobei der Sperrzustand über einen
gewissen Zeitraum nach einer wesentlichen Verringerung der induzierten
Spannung beibehalten wird.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung umfaßt die
Sperrschaltung BL elektronische Schaltelemente, die in einem Zustand
gehalten werden, in dem sie die Triggerimpulse des elektronischen
Triggerschalters mit einem nachfolgend noch zu beschreibenden Timer
der Sperrschaltung BL sperren. Bei der vorliegenden Lösung werden
die Elemente des Elektronikschalters durch Spannungssättigung
in einem Sperrzustand gehalten.
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Bei
den dargestellten Bauweisen ist der elektronische Triggerschalter
beispielsweise ein Triac S und der Timer ein Ladungselement, das über die Startschaltung
DP (1) versorgt wird und auch an den Verbindungspunkt
CO angeschlossen sein kann, der die Spulen des Motors M miteinander
verbindet, wie dies in 2 gezeigt ist.
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Bei
den in den 1 und 2 dargestellten Bauweisen
hat die Quelle F Anschlüsse
1 und 2, die jeweils mit der Betriebsspule B1 des Motors M bzw. mit
einem Verbindungspunkt CO der Betriebsspule B1 wie auch der Startspule
B2 verbunden sind.
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Die
Startspule B2 ist weiter mit einem Anschluß A der Startschaltung DP verbunden,
und ein Anschluß B
der Startschaltung DP ist mit dem Anschluß 2 der Quelle F verbunden,
wobei ein Betriebskondensator Cp zwischen die Startspule B2 und
den Anschluß 2
der Quelle F geschaltet ist.
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Zwischen
den Anschlüssen
A und B der Startschaltung DP ist der Triac S so angeschlossen, daß seine
erste Anode A1 über
den Anschluß B
der Startschaltung DP mit dem Anschluß 2 der Quelle F, seine zweite
Anode A2 über
den Anschluß A
der Startschaltung DP mit der Startspule B2 des Motors M und mit
einem Betriebskondensator Cp und der Trigger-Anschluß G mit
der Trigger-Schaltung TR verbunden sind.
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Unmittelbar
nach dem Einschalten des Motors M über die Quelle F beginnt die
Spannung zwischen den Anschlüssen
A2 und A1 des Triac S zu steigen.
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Dieser
Spannungsanstieg zwischen den Anschlüssen A1 und A2 des Triac S
bewirkt, daß Strom durch
die Trigger-Schaltung TR fließt.
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Gemäß den Darstellungen
in den 1 und 2 umfaßt die Triggerschaltung TR
einen ersten Kondensator C1, dessen einer Anschluß mit der zweiten
Anode A2 des Triac S und dessen anderer Anschluß mit einem Anschluß eines
ersten Widerstandes R1 verbunden ist, wobei der andere Anschluß des ersten
Widerstandes R1 mit der Anode einer ersten Zener-Diode Z1 verbunden
ist, deren Kathode an die Kathode einer zweiten Zener-Diode Z2 angeschlossen
ist, wobei die Anode der zweiten Zener-Diode Z2 mit dem Trigger-Anschluß G des
Triac S verbunden ist, der an einen ersten Anschluß eines zweiten
Kondensators C2 der Trigger-Schaltung
TR angeschlossen ist und dessen zweiter Anschluß mit der ersten Anode A1 des
Triac S verbunden ist.
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Der
Strom, der durch den ersten Widerstand R1 und den ersten Kondensator
C1 fließt,
ist im wesentlichen durch den Wert des letzteren begrenzt.
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Der
zweite Kondensator C2 ist zwischen dem Trigger-Anschluß G und
dem Anschluß A1
des Triac S vorgesehen und besteht aus einer niedrigen Impedanz
für die
Hochfrequenzstrom-Bauteile,
wodurch das versehentliche Auslösen
des Triac vermieden wird.
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Der
Trigger-Strom des Triac S fließt
durch den Widerstand R1 und den ersten Kondensator C1, wobei er
einen Strom-Pfad durch die erste und zweite Zener-Diode Z1 und Z2
sowie durch den Trigger-Anschluß G
des Triac S findet, und dabei dessen Auslösen und den anschließenden Zustand
der Leitung zwischen den TRIAC-Anschlüssen A1 und A2 verursacht.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung haben die ersten und zweiten Zener-Dioden Z1 und Z2 eine Zener-Spannung,
die groß genug
ist, um einen Stromfluß durch
die Zener-Dioden zu vermeiden, wenn sich die Sperrschaltung BL in
ihrem Sperrzustand befindet. Bei dieser Lösung kann die Zener-Spannung
der ersten und zweiten Zener-Dioden größer als 5 Volt (V) sein.
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Aufgrund
der Leitfähigkeit
des Triac S kann vom Anschluß 2
der Quelle F zum Anschluß A
der Startschaltung DP Strom fließen, der die Startspule B2
des Motors M bestromt.
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Zu
Beginn jedes Halbzyklus der von der Quelle F zugeführten Wechselspannung
tritt der Beginn der Spannungsänderung
zwischen den Anschlüssen
A1 und A2 des Triac S auf, was dessen Auslösen über die Trigger-Schaltung TR
verursacht, wodurch der Triac S Wechselstrom leitet, was einen Leitungszustand
zwischen den Anschlüssen
A und B der Startschaltung DP kennzeichnet.
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Gemäß den Darstellungen
in den 1 und 2 besteht die Sperrschaltung
BL aus einer Voll-Gleichrichterbrücke B1,
die aufweist: einen ersten Eingangsanschluß, der mit einem Verbindungspunkt
verbunden ist, der die Anode der ersten Zener-Diode Z1 mit dem ersten
Kondensator C1 verbindet; einen zweiten Eingangsanschluß, der mit
der ersten Anode A1 des Triac S verbunden ist; einen positiven Ausgangsanschluß, der mit
einem Anschluß eines
zweiten Widerstandes R2, mit einem Anschluß eines dritten Kondensators
C3, mit dem Emitter eines ersten Transistors Q1, beispielsweise
vom PNP-Typ, mit einem Anschluß eines
fünften
Kondensators C5 und mit der Anode einer dritten Gleichrichter-Diode D3
verbunden ist; einen negativen Ausgangsanschluß, der mit dem anderen Anschluß des zweiten Widerstandes
R2, mit der Anode einer ersten Gleichrichter-Diode D1, mit dem Anschluß eines
vierten Kondensators C4, mit dem Anschluß eines dritten Widerstandes
R3 und mit dem Emitter eines zweiten Transistors Q2, z. B. vom NPN-Typ,
verbunden ist.
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Die
Kathode der ersten Gleichrichter-Diode D1 ist mit dem anderen Anschluß des dritten
Kondensators C3 und mit der Anode einer zweiten Gleichrichter-Diode
D2 verbunden, die Kathode der zweiten Gleichrichter-Diode D2 ist
mit dem anderen Anschluß des
vierten Kondensators C4, mit dem anderen Anschluß des dritten Widerstandes
R3, mit einem Anschluß eines
vierten Widerstandes R4 und mit dem Kollektor des ersten Transistors
Q1 verbunden, wobei der andere Anschluß des vierten Widerstandes R4
mit der Basis des zweiten Transistors Q2, die Basis des ersten Transistors
Q1 mit dem anderen Anschluß des
fünften
Kondensators C5 und mit einem Anschluß eines fünften Widerstandes R5, der
andere Anschluß des
fünften
Widerstandes R5 mit dem Kollektor des zweiten Transistors Q2 und
mit der Kathode einer vierten Gleichrichter-Diode D4 und die Anode
der vierten Gleichrichter-Diode D4 mit der Kathode der dritten Gleichrichter-Diode
D3 verbunden sind.
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Bei
der vorliegenden Lösung
legen die Transistoren die Elemente des elektronischen Schalters der
Sperrschaltung BL fest. Wenn der erste und zweite Transistor Q1
und Q2 nicht leiten, ist die maximale Spannung am Punkt V1 im wesentlichen
gleich der Spannung der ersten und zweiten Zenerdiode Z1 und Z2
plus der Leitungsspannung des Trigger-Anschlusses G des Triac S,
die üblicherweise
etwa 1,5 V beträgt.
Die Spannung der ersten und zweiten Zenerdiode Z1, Z2 ist üblicherweise
so gewählt,
daß sie
etwa 5 V beträgt,
so daß die
maximale Spannung, die an einem Punkt V1 beobachtet wird, der zwischen
dem ersten Widerstand R1 und der Gleichrichterbrücke B1 am Knotenpunkt mit der
zweiten Zenerdiode Z2 definiert ist, etwa 6,5 V beträgt.
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Bei
der in 1 dargestellten bevorzugten Bauweise der vorliegenden
Erfindung ist der positive Ausgangsanschluß der Wellen-Gleichrichterbrücke B1 mit
einem Punkt T1 der Sperrschaltung BL und der negative Ausgangsanschluß mit einem
Punkt T2 der Sperrschaltung BL verbunden, wobei zwischen den Punkten
T1 und T2 der Widerstand R2 geschaltet ist, der ein Rücksetzen
der Spannung zwischen diesen Punkten gewährleistet, wenn kein Strom
von der Gleichrichterbrücke
B1 kommt. Während
der Start-Betriebsphase TX des Motors M unmittelbar nach der Bestromung
durch die Quelle F liegt die Spannung zwischen den Punkten V1 und
A1 in Form einer gepulsten Welle vor, wie sie in 3 angedeutet
ist, mit Impulsen, deren Amplitude im wesentlichen durch die Summe
des Wertes der Zenerspannung der ersten und zweiten Zenerdiode Z1,
Z2, plus der Leitungsspannung des Trigger-Anschlusses G des Triac
S definiert ist.
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Während eben
dieser Start-Betriebsphase TX des Motors M wird die Spannung zwischen
den Punkten T1 und T2 der Sperrschaltung BL mit positiver Polarität gepulst,
wie dies in 3 gezeigt ist.
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Bei
der in 2 dargestellten Ausführungsform ist ein Anschluß des dritten
Kondensators C3 der Sperrschaltung BL mit der Startspule B2 über einen
Widerstand R6 verbunden, der einen Pfad für den elektrischen Strom durch
die zweite Gleichrichterdiode D2 bis zum vierten Kondensator C4
bildet, was den Timer der Sperrschaltung BL bildet.
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Während der
Startphase TX fließt
der Strom durch den Widerstand R6 und den dritten Kondensator C3,
was die schrittweise Inkrementierung der Spannung am vierten Kondensator
C4 hervorruft, wie dies in 3 dargestellt
ist.
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Die
zweite Gleichrichterdiode D2 läßt einen Stromfluß zur Inkrementierung
der Spannung am vierten Kondensator C4 nur während des Zeitintervalls zu,
in dem die Spannung am Anschluß 1
der Quelle F ansteigt, wobei die erste Gleichrichterdiode D1 den
Strom durch den dritten Kondensator C3 fließen läßt, wenn die Spannung am Punkt
1 der Quelle F abfällt,
wodurch der Start-Spannungszustand am dritten Kondensator C3 wiederhergestellt
wird.
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Die
Spannung am vierten Kondensator C4 wird in kleinen Schritten erhöht, wobei
die Amplitude der Schritte im wesentlichen durch das Verhältnis zwischen
den Kondensatoren C3 und C4 und durch den Spannungsgradienten am
Anschluß 1
der Quelle F festgelegt ist.
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Bei
der Ausführungsform
der 1 bewirken die Spannungsimpulse zwischen den Punkten
T1 und T2 während
der Startphase TX, daß der
Strom durch den dritten Kondensator C3 fließt, was die schrittweise Inkrementierung
der Spannung am vierten Kondensator C4 hervorruft, wie dies in 3 gezeigt
ist. Die zweite Diode D2 läßt den Strom
nur fließen,
um die Spannung am vierten Kondensator C4 während eines Zeitintervalls,
in dem die Impulsspannung ansteigt, zu erhöhen, wobei die erste Gleichrichterdiode
D1 Strom durch den dritten Kondensator C3 fließen läßt, wenn die Impulsspannung
abfällt, wodurch
der Start-Spannungszustand am dritten Kondensator C3 wiederhergestellt
wird. Die Spannung am vierten Kondensator C4 wird in kleinen Schritten
erhöht,
wobei die Amplitude der Schritte im wesentlichen durch das Verhältnis zwischen
den Kondensatoren C3 und C4 und durch die Spannungscharakteristiken
am Punkt T1 festgelegt ist.
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Gemäß den Darstellungen
in den 1 und 2 ist der vierte Kondensator
C4 parallel zum dritten Widerstand R3 geschaltet, der für die Entladung des
vierten Kondensators C4 verantwortlich ist, wenn das System ausgeschaltet
ist und der Motor sich im Ruhezustand befindet. Diese Zeitkonstante
für die Entladung
des vierten Kondensators C4 sollte größer als ein kompletter Zyklus
der von der Quelle F kommenden Wechselspannung sein.
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Wie
in 3 gezeigt ist, steigt die Spannung am vierten
Kondensator C4 an, bis sie einen Wert erreicht, der ausreicht, um
den Basis-Emitter-Übergang
des zweiten Transistors Q2 zu polarisieren, wobei dieser Wert bei
etwa 0,6 V liegt, wodurch durch den Kollektor des zweiten Transistors
Q2 Strom fließt,
der im wesentlichen von der Basis des ersten Transistors Q1 und
der vierten Diode D4 kommt. Dieser durch die Basis des ersten Transistors
Q1 fließende
Strom bewirkt seinerseits einen Stromfluß durch den Kollektor-Emitter-Übergang
des ersten Transistors Q1, um die Spannung am vierten Kondensator
C4 weiter zu erhöhen.
Dieser Vorgang erfolgt lawinenartig, wodurch das Ende der in 3 dargestellten
Phase TX festlegt ist. Damit werden der erste und der zweite Transistor
Q1 bzw. Q2 gesättigt, wodurch
ein ausgeglichener Endzustand hergestellt ist, in dem der Kollektor
des zweiten Transistors Q2 einen Spannungswert von etwa 0,2 V gegenüber dem
Punkt T2 hat, so daß die
Spannung im Punkt T1 im wesentlichen auf den Wert des Spannungsabfalls an
der dritten und vierten Gleichrichterdiode D3 und D4 begrenzt ist,
der zum am Kollektor des zweiten Transistors vorliegenden Wert von
0,2 V addiert wird, was typischerweise etwa 1,4 V ergibt.
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In
diesem ausgeglichenen Endzustand ist die Spannung am vierten Kondensator
C4 nach Ablauf der Phase TX im wesentlichen gleich der maximalen
Spannung am Punkt T1 abzüglich
des Spannungsabfalls am Emitter-Kollektor-Übergang des ersten Transistors
Q1, was typischerweise 1,2 V ergibt, d.h. einen Wert, der deutlich
größer als
der zum Polarisieren des Basis-Emitter-Übergangs des zweiten Transistors
Q2 benötigte
Mindestwert, der die Transistor-Sättigung
gewährleistet.
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Der
Strom an der Basis des zweiten Transistors Q2 ist durch den vierten
Kondensator C4 begrenzt, und der Strom an der Basis des ersten Transistors
Q1 ist durch den fünften
Widerstand R5 begrenzt. Die Schaltung ist mit einem fünften Kondensator
C5 versehen, der zwischen dem Punkt T1 und der Basis des ersten
Transistors Q1 eingebaut ist, wodurch das Auftreten abrupter Spannungsschwankungen
an der Basis des Transistors vermieden und womit verhindert wird,
daß ein
von externen elektrischen Rauschquellen stammendes Hochfrequenzrauschen
die Polarisation des Transistors in einem ungünstigen Augenblick verursacht.
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Nach
Ablauf dieser Phase TX begrenzt der oben beschriebene ausgeglichene
Endzustand die Spannung am Punkt T1 auf einen Wert von typischerweise
nahe 1,2 V, was die Spannung zwischen den Punkten V1 und A1 auf
einen Spitzenwert von typischerweise etwa 2,4 V begrenzt, wodurch
ein Stromfluß durch
die erste und die zweite Diode Z1 bzw. Z2, die typischerweise eine
Zenerspannung von etwa 5 V aufweisen, vermieden und damit verhindert
wird, daß der
Trigger-Strom durch den Anschluß G
des Triac S fließt.
So wird vermieden, daß der
Strom über
die Anschlüsse
A1 und A2 des Triac S fließt,
was den Blockierungszustand des Startschalters des Motors, d.h. die
stromgesteuerte Betriebsphase des Motors M, kennzeichnet.
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In
diesem Zustand ist die Sättigung
des ersten und des zweiten Transistors Q1, Q2 nach Ablauf der Phase
TX durch den Betriebszustand selbst sichergestellt, was durch die
zwischen den Punkten T1 und T2 beobachtete Spannungsamplitude bedingt ist,
die groß genug
ist, um den vierten Kondensator C4 mit einem Spannungspegel geladen
zu halten, der deutlich größer als
der Mindestwert ist, der benötigt
wird, um den lawinenartigen Sättigungsvorgang des
ersten und des zweiten Transistors Q1 und Q2 in Gang zu setzen.
Somit liegt zwischen den Anschlüssen
A und B der Startvorrichtung TR zwar eine Spannung, aber der Sperrzustand
der Sperrschaltung BL wird durch die Sättigung des ersten und des
zweiten Transistors Q1 und Q2 aufrechterhalten. Diese Spannung zwischen
den Punkten A und B liegt auch dann vor, wenn die Quelle F abgeschaltet
ist, was durch die in den Spulen B1, B2 des Motors M aufgrund der Drehung
des Rotors induzierte Spannung bedingt ist, wobei der Sättigungszustand
der Transistoren Q1 und Q2 über
einen gewissen Zeitraum anhält,
auch wenn keine Spannung zwischen den Anschlüssen T1 und T2 vorliegt, da
die im vierten Kondensator C4 bestehende Spannung größer als
der Sättigungspegel des Übergangs
des zweiten Kondensators C2 ist. Diese zusätzliche Durchschaltdauer der
Transistoren Q1 und Q2, obwohl keine Spannung zwischen den Anschlüssen T1
und T2 vorliegt, ist durch die Zeitkonstante und durch R4 definiert.
Diese Eigenschaft der Sperrschaltung BL, ihren Leitungszustand auch ohne
Spannungsversorgung von der Quelle F und über einen zusätzlichen
Zeitraum nach wesentlicher oder vollständiger Verringerung der Bewegung
des Motors beizubehalten, wenn die Spannung zwischen den Punkten
A und B sich bereits bei einem sehr niedrigen Pegel befindet, macht
die Startvorrichtung DP immun gegen Spannungsausfälle der
Versorgungsquelle, ohne die Gefahr einer Aktivierung des Triac S,
wenn am Betriebskondensator Cp eine hohe Spannung anliegt.