DE10013668A1 - Ansteuervorrichtung für einen Wechselstromkreis - Google Patents

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Ansteuervorrichtung für einen Wechselstromkreis, insbesondere eine Anlaufsteuerschaltung für einen Einphasen-Induktionsmotor, mit einer Schalteinrichtung (S) für das Schließen oder Trennen einer Verbindung, wobei die Schalteinrichtung (S) eine steuerbare Wechselstromschalteinheit umfasst, die durch Anlegen einer Steuergleichspannung innerhalb eines ersten Gleichspannungsbereiches in den Sperrzustand und durch Anlegen einer Steuergleichspannung innerhalb eines zweiten Gleichspannungsbereiches in den Durchlasszustand steuerbar ist.

Description

Die Erfindung betrifft eine Ansteuervorrichtung für einen Wechselstromkreis, insbesondere eine Anlaufsteuerschaltung für einen Einphasen-Induktionsmotor.

Derartige Ansteuervorrichtungen werden beispielsweise als Anlaufsteuerung für Einphasen-Induktionsmotoren verwendet, wobei ein Einphasen-Induktionsmotor durch zwei Phasen, die gegeneinander bespielsweise um 120° verschoben sind oder durch eine Phase gegen ein festes Bezugspotential, beispielsweise einen Nullleiter, betrieben wird. Bei derartigen Induktionsmotoren erfolgt die zur Er­ zeugung eines Drehfeldes notwendige phasenverschobene Ansteuerung ihrer beiden Wicklungen durch einen in Serie mit der zweiten Wicklung geschalteten Betriebskondensator. Da der Wert des Betriebskondensators zur Optimierung auf einen hohen Wirkungsgrad bei Nenndrehzahl ausgelegt werden muss, besitzt der Motor bei niedriger Motordrehzahl ein sehr niedriges Drehmoment.

Um aber bereits bei niedrigen Drehzahlen ein relativ hohes Drehmoment, insbe­ sondere um bei einer entsprechenden Last die Soll-Drehzahl, bei der der Motor stabil läuft, zu erreichen, kann die Kennlinie des Motors durch ein Zuschalten eines Anlaufkondensators parallel zum Betriebskondensator so verändert werden, dass bereits bei niedrigen Drehzahlen ein höheres Drehmoment zur Verfügung steht.

Dieser Anlaufkondensator muss jedoch nach Erreichen der Soll-Drehzahl abge­ schaltet werden, da er sonst unnötigerweise die Verluste im Motor erhöhen und zu unruhigem Lauf führen würde.

Alternativ zu dieser Parallelschaltung kann der Motor mit zwei in Serie geschal­ teten Kondensatoren, die zusammen die Betriebskapazität bilden, betrieben wer­ den. Zum Anlaufen wird dann einer der beiden Kondensatoren überbrückt, so dass sich eine höhere Anlaufkapazität ergibt.

Die Parallelschaltung der Kondensatoren ist die kostengünstigere Schaltungsva­ riante, da sich hierbei die Kapazitätswerte der beiden Kondensatoren addieren und demzufolge deren Baugröße entsprechend, beispielsweise auf die Hälfte, vermindert. Allerdings liegt hierbei im Vergleich zur Serienschaltung die dop­ pelte Spannung an, so dass die Kondensatoren für diese Schaltungsvariante die doppelte Spannungsfestigkeit eines Kondensators in Serienschaltung aufweisen müssen.

Bei der Parallelschaltung entsteht während eines Trennens einer Kapaziät bzw. eines Kondensators von einer Induktivität bzw. einer Spule oder einer Wicklung zusätzlich eine Spannungsspitze. Im Abschaltmoment liegt am Anlaufkondensa­ tor, wenn - wie beispielsweise bei der Verwendung von Triacs üblich - stromlos geschaltet wird, schlimmstenfalls diese maximale Spannung an und bleibt als Ladung bestehen. Da eine Halbwelle später am Betriebskondensator die umge­ polte maximale Spannung anliegt, kann so im schlimmsten Fall an dem dazwi­ schenliegenden Schaltelement die Summe beider Spannungen anliegen. Dieses Schaltelement muss daher die doppelte Spannungsfestigkeit der Kondensatoren aufweisen.

Um den beschriebenen Effekt der Spannungsverdopplung (Ladungspumpe) zu vermeiden, kann der Anlaufkondensator innerhalb einer Halbwelle entladen wer­ den, wie es beispielsweise über einen zuzuschaltenden, sehr impulsfesten Lei­ stungswiderstand möglich ist. Allerdings muss für dieses zusätzliche Schalten ein erhöhter Schaltungsaufwand betrieben werden, so dass sich nachteiligerweise der Schaltungsaufbau verkompliziert und sich die Herstellungskosten der Schaltung erhöhen.

Herkömmliche mechanische Anlaufsteuerungen für Einphasen- Induktionsmotoren weisen ein Schaltelement, beispielsweise einen Fliehkraft­ schalter, ein Relais oder ein Schütz auf, um den Anlaufkondensator zu- bzw. abzuschalten.

Nachteiligerweise können bei derartigen Lösungen die mechanischen Kontakte, insbesondere beim Schalten von hohen Strömen und Spannungen, schnell ver­ schleißen.

Bei einem Einsatz eines Triacs als Schaltelement sind dagegen die Einsatzgebiete durch die begrenzte Spannungsfestigkeit kostengünstiger Triacs, insbesondere mit der aus Kostengründen vorzuziehenden Schaltungsvariante der parallel ge­ schalteten Kondensatoren und der im Vergleich zur Reihenschaltung anliegenden doppelten Spannung, beschränkt. Kostengünstige, für diesen Anwendungsfall einsetzbare Triacs weisen üblicherweise allenfalls eine Spannungsfestigkeit von bis zu 800 Volt.

Eine an sich mögliche Serienschaltung mehrerer Triacs zur Erhöhung der Span­ nungsfestigkeit steigert aber nachteiligerweise auch den Schaltungsaufwand und damit die Kosten erheblich.

Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Ansteuervor­ richtung für einen Wechselstromkreis, insbesondere eine Anlaufsteuerung für einen Einphasen-Induktionsmotor zu schaffen, die die vorgenannten Nachteile überwindet und bei hoher Spannungsfestigkeit und einfachem Aufbau die Kosten verringert.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß durch einen Gegenstand mit den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst.

Durch die Verwendung einer Wechselstromschalteinheit, die über eine Gleich­ spannung steuerbar ist, kann vorteilhafterweise auf kostengünstigere Gleichspan­ nungsschalter zurückgegriffen werden. Dieser kann beispielsweise aus einer Gleichrichtereinheit, insbesondere in Form eines Brückengleichrichters und aus einem kostengünstigen Halbleiterschalter, wie MOS-FET Transistor oder IGBT Transistor, bestehen.

In weiterer Ausgestaltung der Erfindung kann die Ansteuervorrichtung eine Mit­ kopplung über eine Spannungsnullpunktdetektierungseinrichtung, beipielsweise als UND-Gatter mit negiertem Eingang, an dem die verringerte Betriebsspan­ nung anliegt, aufweisen. Die Verringerung der Betriebsspannung kann bei­ spielsweise über einen Spannungsteiler erfolgen, wobei Spannungsspitzen vor­ teilhafterweise über eine Schutzdiode abgeleitet werden können, um die Schal­ tung vor Überspannungen zu schützen und die Flankensteilheit zu erhöhen.

Zusätzlich kann dem Eingang des UND-Gatters eine Schwellwertschaltung, bei­ spielsweise ein Schmitt-Trigger, vorgeschaltet sein, um den Schaltungszeitpunkt in Abhängigkeit vom Nullpunktdurchgang zu beeinflussen bzw. die Schaltzzeit des Halbleiterschalters, insbesondere des Transistors, zu berücksichtigen, so dass vorteilhafterweise ein Schalten im Spannungsnullpunktdurchgang und damit ein stromloses Schalten ermöglicht wird.

In weiterer Ausführungsform der Erfindung kann die Schaltung eine Stromge­ genkopplung, beispielsweise in Form eines Widerstandes aufweisen, um den Halbleiterschalter, insbesondere Transistor, vor Überströmen zu schützen.

Weitere Ausführungsformen nach der Erfindung ergeben sich aus den Unteran­ sprüchen. Die Erfindung wird nachfolgend anhand der in der Zeichnung darge­ stellten Ausführungsbeispiele näher erläutert. In der Zeichnung zeigen:

Fig. 1a ein schematisches Schaltbild einer ersten Ausführungsform eines Ein­ phasen-Induktionsmotors mit Hilfskapazität und Hilfswicklung;

Fig. 1b ein schematisches Schaltbild einer zweiten Ausführungsform eines Ein­ phasen-Induktionsmotors mit Hilfskapazität;

Fig. 1c ein schematisches Schaltbild einer dritten Ausführungsform eines Ein­ phasen-Induktionsmotors mit Hilfskapazität;

Fig. 2 ein schematisches Schaltbild einer Anlaufsteuerung für einen Einphasen- Induktionsmotor mit Hilfskpazität;

Fig. 3 ein Signalblockschaltbild für ein Zuschalten der Hilfskapazität;

Fig. 4 ein Signalblockschaltbild mit zugeschalteter Hilfskapazität;

Fig. 5 ein Signalblockschaltbild für ein Abschalten der Hilfskapazität und

Fig. 6 ein Signalblockschaltbild mit abgeschalteter Hilfskapazität.

In Fig. 1a bis 1c sind beispielhaft einige Varianten von Einphaseninduktionsmo­ toren dargestellt. Hierbei liegt an den Eingängen L2 und L1 Wechselstrom einer Phase gegen einen Nullleiter oder einer Phase gegenüber einer hierzu beispiels­ weise um 120° phasenverschobenen weiteren Phase an. Diese Spannung liegt in allen Beispielen an einer ersten Spule bzw. Induktivität, welche für eine erste Wicklung W1 des Induktionsmotors steht, an. Eine zweite, zwischen Z1 und Z2 liegende Wicklung W2 schließt sich an einem Ast der ersten Wicklung W1 an und ist im Fall Fig. 1a über eine Anlaufkapazität C_A bzw. Anlaufkondensator und eine Schalteinrichtung S mit dem anderen Zweig U2 der ersten Spule und somit mit dem Eingang L2 verbunden. Der Induktionsmotor nach Fig. 1a besteht somit aus einer Hauptwicklung W1, die das Drehen des Motors bzw. des Läufers nach Erreichen einer Solldrehzahl bewirkt.

Für die Anlaufphase besitzt dieser Motor eine mittels der Schalteinrichtung S zuschaltbare zweite Wicklung W2, um ein Sperren in bestimmten Stellungen der Wicklung bezüglich des Läufers zu vermeiden. Da die zweite Wicklung W2 mit dem Kondensator C_A in Reihe geschaltet ist, wird die Wicklung W2 phasenver­ schoben gespeist, so dass die vorgenannten Sperrstellungen vermieden werden können. Nach Erreichen einer Solldrehzahl kann diese zusätzliche Wicklung W2 samt Anlaufkondensator C_A mittels der Schalteinrichtung S abgeschaltet werden, um unnötige Verluste zu vermeiden.

Dagegen sind Induktionsmotoren nach Fig. 1b und c mit zwei Wicklungen W1 und W2 aufgebaut, die auch nach Erreichen einer Solldrehzahl das Drehen des Motors zusammen bewirken. Um die vorstehend beschriebene phasenverschobe­ ne Ansteuerung der beiden Wicklungen zu gewährleisten, befindet sich in beiden Schaltungen eine Betriebskapazität, die nach Erreichen einer Solldrehzahl unver­ ändert bleibt. Da die Betriebskapazität hinsichtlich eines hohen Drehmoments nach Erreichen einer Solldrehzahl zu optimieren ist, kann in der Anlaufphase die Kapazität zu einer Anlaufkapazität verändert werden, um auch bei niedrigen Drehzahlen ein erforderliches hohes Drehmoment zu gewährleisten. Nach Errei­ chen einer Solldrehzahl wird diese Anlaufkapazität wieder auf die Betriebskapa­ zität zurückgeführt, um unnötige Verluste im Motor und einen unruhigen Lauf zu vermeiden.

Die Anlaufkapazität wird hierbei bei einem Induktionsmotor nach Fig. 1b durch ein paralleles Hinzuschalten eines Anlaufkondensators C_A zu dem Betriebskon­ densator C_B erreicht. Durch diese Parallelschaltung addieren sich die Kapazitä­ ten, wobei an beiden Kondensatoren die maximale Eingangsspannung anliegt.

Dagegen ist bei einem Induktionsmotor nach Fig. 1c zum Kondensator C_B der weitere Kondensator C_A in Reihe geschaltet, wobei die Betriebskapazität in die­ sem Fall durch die Reihenschaltung beider Kondensatoren gebildet wird, und demzufolge jeweils nur ein Teil der Gesamtspannung an den Kondensatoren anliegt, bzw. abfällt, beispielsweise bei gleichen Kapazitäten die halbe Ge­ samtspannung. Im Betriebsfall wird durch eine Schalteinrichtung S einer der beiden Kondensatoren - beispielsweise C_A - überbrückt, so dass sich dadurch eine höhere Anlaufkapazität ergibt. Nach Erreichen der Solldrehzahl wird die Überbrückung des Kondensators C_A mittels der Schalteinrichtung S unterbro­ chen, so dass wiederum, wie vorstehend unter Fig. 1b beschrieben, nur die Be­ triebskapazität wirkt.

Da sich bei einer Parallelschaltung von Kondensatoren die Kapazitäten addieren und die Kosten sowie die Baugröße von Kondensatoren stark mit der Kapazität steigen, ist eine Schaltung nach Fig. 1b einer Schaltung nach Fig. 1c aus Kosten­ gründen vorzuziehen.

Die nachteiligerweise bei dieser Variante auftretenden höheren Spannungen, insbesondere durch den Verdopplungseffekt eines im schlimmsten Fall mit der Maximalspannung geladenen Anlaufkondensators C_A gegenüber einer am Be­ triebskondensator C_B eine Halbwelle später anliegenden umgepolten Spitzen­ spannung, liegen jedoch an einer Schalteinrichtung S an, so dass diese für diese maximalen Spannungen, beispielsweise für bis zu 1200 Volt bei einem Betrieb mit zwei 110 Volt Phasen (phasenverschoben), ausgelegt werden muss.

Eine derartige Schalteinrichtung ist in Fig. 2 dargestellt. Kernstück dieser Schalt­ einrichtung ist eine steuerbare Wechselstromschalteinheit, die im Wesentlichen durch die Brückenschaltung der Dioden D1 bis D4, deren Horizontalabgriffe H_R und H_L die beiden Anschlüsse der Schalteinheit (s. Fig. 1b) bilden, und den hiermit zusammenwirkenden Transistor T, beispielsweise ein MOS-FET oder ein IGBT, gebildet wird. Dieser Transistor T schließt im Wesentlichen abgesehen von eigenen Verlusten und Verlusten durch den Gegenkopplungswiderstand R_G, den vertikalen Zweig V_O nach V_U.

Da an diesem Zweig nur Gleichspannung anliegt, ist vorteilhafterweise abgese­ hen von sehr teuren Thyristoren oder Triacs, die auch Wechselströme schalten können, die Verwendung von kostengünstigeren Gleichstromsteuer- bzw. Schal­ telementen wie MOS-FETS oder den noch günstigeren IGBTs trotz Auftretens sehr hoher Spannungen beispielsweise bis über 1200 Volt im Betriebsfall mög­ lich.

Wird der Vertikalzweig V_O nach V_U durch ein entsprechendes Ansteuern des Transistors bzw. dessen Basis oder Gate B geschlossen, so fließt vom Punkt H_R eine positive Halbwelle über die Diode D4 über V_O nach V_U und D1 zum Punkt H_L. Negative Halbwellen werden dagegen über Diode D3 von V_U nach V_O und Diode D2 nach H_L durchgelassen. Auf diese Weise besteht zwischen H_R und H_L eine Wechselstromverbindung, so dass hierdurch ein geschlossener Schalter, wie beispielsweise in Fig. 1a bis Fig. 1c verwendet, realisiert ist. Um das Gleich­ stromschaltelement, nämlich den Transistor T gegen Überströme zu schützen, weist die Schaltung einen niederohmigen Gegenkopplungswiderstand R_G auf, an dem eine zum Emitterstrom des Transistors proportionale Spannung abfällt. Steigt diese Spannung, so verringert sich dadurch die Gate-Emitter-Spannung des IGBTs und schützt den IGBT gegen Überstrom.

Weiterhin umfasst die Schaltung eine Spannungsversorgungseinheit 1, die wie aus Fig. 2 ersichtlich eine Einweggleichrichtung sowie eine Spannungsbegren­ zung der Betriebsspannung V_D von beispielsweise 12 Volt nach herkömmlicher Bauart aufweisen kann.

Zur Steuerung des Transistors T bzw. zur Ansteuerung dessen Gates B weist die Schaltung eine Timer-Einheit 3 auf, deren Ausgang 5 mit einem Eingang 7 eines UND-Gatters 9 verbunden ist. Selbstverständlich kann die Ansteuerung statt wie dargestellt über eine Timer-Einheit 3 auch strom- oder drehzahlgesteuert über entsprechende Schaltungen erfolgen.

Der andere Eingang 8 des UND-Gatters 9 weist zusätzlich eine Schmitt- Triggerschaltung auf, und ist über einen Spannungsteiler R1, R2 und R3 mit dem Signal H_V verbunden. Um überhöhte Spannungen, insbesondere solange der Transistor T nicht schaltet, abzuleiten, ist am Spannungsteilerabgriff zwischen R2 und R3, welcher mit dem Eingang 8 des UND-Gatters 9 verbunden ist, zu­ sätzlich eine Schutzdiode D5 angeordnet, die solche Überhöhungen gegenüber der Betriebsspannung ableitet und so als zusätzliche Wirkung zum schnelleren Aufbau der Betriebsspannung V_D beiträgt.

Am Ausgang 10 des UND-Gatters 9 liegt dementsprechend erst eine logische "Eins" zur Ansteuerung des Transistors T, wenn beide Eingänge 7 und 8 mit einem als logische "Eins" definierten Signal angesteuert werden, wobei es sich bei Eingang 8 um einen zur Nullpunktdetektierung negierten Eingang handelt. Bei einem Einschalten der Timer-Einheit 3, also einer logischen "Eins" an Aus­ gang 5 und dementsprechend an Eingang 7 des UND-Gatters 9, liegt an H_V we­ gen des nicht durchgeschalteten Transistors T (Kollektor zu Emitter) das volle Signal an. Demzufolge besteht am Spannungsteilerabgriff zwischen R2 und R3 eine zu hohe Spannung, die über die Schutzdiode D5 abgeleitet wird um den Eingang 8 des UND-Gatters 9 vor überhöhten Spannungen zu schützen. Erst bei einer Unterschreitung dieser Spannung sperrt die Diode D5, so dass das am Ein­ gang 8 anliegende Signal wegen der abgeschnittenen Spannungsspitzen eine sehr hohe Flankensteilheit besitzt (siehe Fig. 3, 5 und 6, oberes Diagramm zwischen Nulldurchgangsfreigabe und Schalter).

Am Eingang 8 des UND-Gatters liegt demnach erst bei einem Spannungsnull­ durchgang eine logische "Null" an, die mittels Invertierung am Eingang 8 zu­ sammen mit der am Eingang 7 anliegenden logischen "Eins" den Ausgang 10 auf eine logische "Eins" setzt. Diese punktuelle bzw. ideale logische "Null" bzw. die invertierte "Eins" kann dabei durch eine Schwellwertschaltung, beispielsweise in Form eines Schmitt-Triggers, insbesondere mit einer Hysterese, die beispielswei­ se für eine fallende Flanke unter 4 Volt und für eine steigende Flanke unter 8 Volt eine "Null" interpretiert, auf einen realen Bereich erweitert werden.

Demzufolge erfolgt ein Durchschalten des Timer-Signals bzw. der logischen "Eins" an Eingang 7 des UND-Gatters 9 an den Ausgang 10 erst bei einem Null- Durchgang der an H_L und H_R anliegenden Betriebswechselspannung (Differenz­ spannung der Kondensatoren), da nur hier eine entsprechende fallende Flanke nach der Spitze einer positiven Halbwelle bzw. eine steigende Flanke nach der Spitze einer negativen Halbwelle im Erkennungsbereich des Schmitt-Triggers erzeugt wird.

Demzufolge ist dem Blockschaltbild nach Fig. 3 zu entnehmen, dass das Signal H_V (s. Graphik zwischen Schalter und Überspannungsschutz) aus positiven Halbwellen, die teilweise durch eine Vorspannung am Betriebskompensator C_B überhöht sein können, gegen Null geht, sobald der Transistor (Kollektor nach Emitter) durchschaltet. Dieses Durchschalten erfolgt wie vorstehend beschrieben nicht direkt auf ein logisches "Eins"-Signal des Zeitgebers (s. Graphik zwischen Zeitgeber und Nulldurchgangsfreigabe) sondern erst bei der Detektierung des nächsten Nulldurchgangs nach der logischen "Eins" des Zeitgebers. An der Spannungsversorgung liegt ein durch Vorspannung am Kondensator bedingtes leicht verändertes sinusförmiges Wechselstromsignal an, aus dem ausgangsseitig eine Betriebs(gleich)spannung V_D bzgl. einer schwebenden Masse, die wie üb­ lich ein freies Bezugspotential bedeutet, erzeugt wird.

Das Blockschaltbild nach Fig. 4 entspricht in seinen Signalen denen nach Fig. 3 nach dem Einschalten, wobei nunmehr das Wechselstromsignal an der Span­ nungsversorgung nach bereinigter Vorspannung am Anlaufkondensator C_A ei­ nem üblichen eventuell im Nullpunkt leicht verschobenen Wechselstromsignal entspricht. Im Diagramm zwischen Schalter und Überspannungsschutz unterhalb des Pfeils ist statt der wie in Fig. 3 dargestellten Spannung das nach dem Schal­ ten des Transistors vorhandene Stromsignal durch den Transistor (Kollektor nach Emitter) und durch den Widerstand R_G dargestellt. Es zeigt ein charakteristisches Stromhalbwellensignal.

Beim Abschalten entstehen im Wesentlichen die Signale wie sie vor dem Ein­ schalten des Anlaufkondensators bestanden, also Strom durch den Transistor wieder auf Null, dementsprechend Spannungssignal an H_V wieder auf den Zu­ stand vor dem Einschalten, wobei durch das Abschalten der Anlaufkapazität C_A Spannungsüberhöhungen (maximal die doppelte Spitzenspannung) entstehen können, die über den Überspannungsschutz (Dioden D6 und D7) gegenüber Masse abgeleitet werden. Ab dem Abschalten der Anlaufskapazität C_A entlädt sich diese über den Widerstand R_A, wie dem Diagramm bei Entladung C_A zu entnehmen ist. Der erst im Diagramm als schwarzer Balken ersichtliche Bereich stellt hierbei eine Vielzahl von Einzelwellen dar, die nach dem Abschalten in das typische Entladeverhalten eines Kondensators übergeht.

Das Diagramm in Fig. 5 zwischen Überspannungsschutz und Netzversorgung zeigt hierbei drei Halbwellen, wobei die erste Halbwelle ersichtlich höher und infolge des Überspannungsschutzes, beispielsweise für Spannungen höher als 1200 Volt, der in der Schaltung beispielsweise durch Suppressordioden D6 und D7 realisiert ist, begrenzt ist (abgeflachter bzw. geglätteter Scheitel), wohingegen die dritte Halbwelle unterhalb der Überspannungsschutztes liegt und demzufolge eine nicht geglättete sinusförmig Kontur aufweist. Die zweite im Diagramm kleine Halbwelle entsteht durch Spannungsverschiebung. Die Amplituden der Halbwellen, die wie die erste dargestellte Halbwelle anfangs über dem Über­ spannungsschutzwert liegen, gleich sich im weiteren dabei in nicht näher darge­ stellter Weise durch Entladung über den Entladewiderstand auf Nennspannung an.

Dem Blockschaltbild nach Fig. 4 sind die in der Schaltung vorhandenen Signale bei einem abgeschalteten Anlaufkondensator zu entnehmen, die demzufolge mit den in Fig. 3 dargestellten Signalen vor dem Einschalten übereinstimmen.

Durch diese Schaltung ist es möglich, einen Gleichstromschalter wie beispiels­ weise einen IGBT zum Schalten eines Wechselstroms zu verwenden, wobei vor­ teilhafterweise zusätzlich Maßnahmen zum Schutz dieses Transistors gegen Überstrom getroffen sind, um insbesondere die aus Kostengründen vorzuziehen­ de Ausführungsform einer Parallelschaltung von Anlaufs- und Betriebskapazität nach Fig. 1b eines Einphaseninduktionsmotors zu verwenden.

Nachdem sich die Betriebsspannung V_D aufgebaut hat, wird der Transistor T für die in der Zeitgebereinheit durch das R_C-Glied bestimmte Zeit nach einem näch­ sten Spannungsnulldurchgang eingeschaltet. Hierbei setzt sich die Spannung am Punkt H_V in eingeschaltetem Zustand dann aus dem Spannungsabfall an dem Transistor T und dem Widerstand R_G zusammen. Somit fällt an R_G eine zum Emitterstrom des Transistors proportionale Spannung ab. Steigt diese Spannung, so verringert sich dadurch die Gate-Emitter-Spannung des Transistors, insbe­ sondere IGBTs, und hat zwei Konsequenzen zur Folge:

Werden beispielsweise durch Netzüberspannung zu hohe Ströme über T1 gelei­ tet, so führt die erhöhte Gate-Emitter Spannung ab einem bestimmten Punkt in der Kennlinie des Transistors dazu, dass der Kollektor-Emitter-Abfall an T1, und damit die Spannung an Punkt HV überproportional zunimmt. Das UND-Gatter 9 steuert über seinen Ausgang 10 den Transistor T nur solange an, bis durch eine solche Störung die Spannung an H_V und damit über den Spannungsteiler R1, R2, R3 einen Schwellpegel überschreitet. Dieser liegt beispielsweise bei der doppel­ ten Spannung, die zur Erkennung des Nulldurchgangs unterschritten werden muss. Unterschreitet die Spannung am Punkt H_V daraufhin wieder diesen Pegel zur Nulldurchgangserkennung, was im Allgemeinen beim nächsten Nulldurch­ gang der Fall ist, wird der Transistor T wieder eingeschaltet.

Da das Zuschalten des Anlaufkondensators aber nur selten exakt im Nullpunkt der Spannungsdifferenz stattfindet, fließt deshalb ein Ausgleichsstrom zwischen den Kondensatoren und somit über den Transistor T (Kollektor-Emitter). Die verringerte Gate-Emitter-Spannung wird diesen jedoch begrenzen und somit den Transistor vor einem Überstrom schützen.

Die Einheiten Nulldurchgangsfreigabe bzw. Nullpunktdetektierung, Stromüber­ wachung, Überspannungsschutz unterstützen dabei vorteilhafterweise die ko­ stengünstige Wirkung des erfindungsgemäßen Wechselstromschalters mit Kern­ stück Transistor und Gleichrichterbrücke als Schalteinheit, die aber grundsätzlich auch ohne diese Zusatzeinheiten funktionsfähig ist. Zudem kann die Steuerung statt wie dargestellt mittels eines Zeitgebers bzw. einer Timereinheit über ent­ sprechende Schaltungseinrichtungen auch drehzahl- oder stromabhängig erfol­ gen.

Selbstverständlich ist die erfindungsgemäße Ansteuervorrichtung für einen Wechselstromkreis nicht auf das dargestellte Ausführungsbeispiel einer Anlauf­ steuerung eines Einphasen-Induktionsmotors begrenzt, sondern auf eine Vielzahl von zu steuernden oder schaltenden Wechselstromkreisen, insbesondere mit hohen auftretenden maximalen Spannungen von über 1200 V bzw. bis zu 1200 V im Betriebsfall mit eventuell zusätzlich auftretender Ansteuerleistung, anwend­ bar.

Claims (10)

1. Ansteuervorrichtung für einen Wechselstromkreis, insbesondere eine An­ laufsteuerschaltung für einen Einphasen-Induktionsmotor,

• a) mit einer Schalteinrichtung (S) für das Schließen oder Trennen einer Verbindung

dadurch gekennzeichnet,

• a) dass die Schalteinrichtung (S) eine steuerbare Wechselstromschaltein­ heit umfasst, die durch Anlegen einer Steuergleichspannung innerhalb eines ersten Gleichspannungsbereiches in den Sperrzustand und durch Anlegen einer Steuergleichspannung innerhalb eines zweiten Gleich­ spannungsbereiches in den Durchlasszustand steuerbar ist.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Wech­ selstromschalteinheit als Brückengleichrichtereinheit (D₁, D₂, D₃, D₄) aus­ gebildet ist.

3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuergleichspannung durch einen Halbleiterschalter, insbesondere einen IGBT Transistor T, erzeugt wird.

4. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekenn­ zeichnet, dass die Ansteuervorrichtung eine Nullpunktdetektierungseinrichtung, insbesondere ein UND-Gatter (9) aufweist, um ein im Wesentli­ chen stromloses Schalten zu ermöglichen.

5. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekenn­ zeichnet, dass der Wechselstromkreis einen Induktionsmotor im Einpha­ senbetrieb mit Hilfswicklung (W2) umfasst und die Schalteinrichtung (S) dem Hinzuschalten oder Wegschalten eines Anlaufkondensators (C_A) dient.

6. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass ein Pol einer Wechselspannungsquelle (L2) zum Betrieb des Einphasenmotors und ein Anschluss des Anlaufkondensators (C_A) mit jeweils einem Anschluss (H_R, H_L) des einen Zweigs der Brückengleichrichtereinheit (D₁, D₂, D₃, D₄) ver­ bunden sind, dass ein Anschluss (V_O) des anderen Brückenzweigs mit ei­ nem Gleichspannungs-Bezugpotential verbunden ist und dass der andere Anschluss (V_U) des anderen Brückenzweigs mit der Steuergleichspannung (H_V) beaufschlagt ist.

7. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 3 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Halbleiterschalter (T) eine Strombegrenzungseinrichtung aufweist, um den Halbleiterschalter vor Überströmen zu schützen.

8. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Strom­ begrenzungseinrichtung als ein Widerstand (R_G) ausgebildet ist, um den Halbleiterschalter (T) durch Stromgegenkopplung vor Überströmen zu schützen.

9. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 4 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Spannungsnullpunktdetektierungseinrichtung eine Spannungsbe­ grenzungseinrichtung, insbesondere eine Schutzdiode (D5), aufweist.

10. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 4 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Spannungsnullpunktdetektierungseinrichtung eine Schwellwert­ schaltung, insbesondere einen Schmitt-Trigger, aufweist.