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Hintergrund der Erfindung
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I. Gebiet der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung betrifft im Allgemeinen eine drahtlose Kommunikation
und insbesondere eine Korrektur von Kommunikationssignalen, die
zwischen sendenden und empfangenden Stationen übertragen werden, die sich
relativ zueinander bewegen, um Doppler-Effekte zu kompensieren.
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II. Verwandte Technik
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Heute
werden drahtlose Kommunikationssysteme für eine Vielzahl von Zwecken
verwendet, einschließlich
lokaler und globaler telephonischer Kommunikation, Fernsehsendungen
und terrestrische Positionierung, um nur einige zu nennen. Eine Komponente
aller dieser Systeme ist das Verhältnis zwischen einer sendenden
Station und einer empfangenden Station und insbesondere die relative
Geschwindigkeit zwischen den zwei Stationen. Ein Beispiel davon
ist in dem Bereich einer Erde-zu-Satelliten-Kommunikation. Abhängig von
dem bestimmten System können
Satelliten mit einer Vielzahl von terrestrischen Stationen kommunizieren,
von festen Erde-Stationen, die ausgebildet sind, eine hohe Verkehrsbelastung
zu handhaben, zu drahtlosen Telefonen, die von einem einzelnen Benutzer
getragen werden. Satelliten können
auch mit anderen Satelliten kommunizieren, die sich in anderen orbitalen
Ebenen und/oder in unterschiedliche Richtungen bewegen. Andere Beispiele
können
eine Kommunikation mit und zwischen Hochgeschwindigkeitsflugzeugen
oder sogar Hochgeschwindigkeitszügen
des Typs umfassen, wie sie zum Beispiel in Europa und in Japan zu finden
sind.
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Gestalter
derartiger Kommunikationssysteme müssen häufig Doppler-Effekte kompensieren, wenn
sich die sendende Station relativ zu der/den empfangenden Station(en)
bewegt, mit der sie kommuniziert. Der Doppler-Effekt wurde von Christian
Johann Doppler entdeckt, der als erstes das Prinzip in 1842 erwähnt. Der
Doppler-Effekt ist die scheinbare Variation der Frequenz einer ausgestrahlten
Welle, wenn sich die Quelle der Welle in Richtung zu dem oder weg
von dem Beobachter bewegt. Nur die radiale (näher kommende oder sich entfernende)
Komponente einer Bewegung erzeugt dieses Phänomen. Wenn die Quelle einer
Welle sich einem Beobachter nähert,
nimmt die scheinbare Frequenz zu und die scheinbare Wellenlänge verringert
sich. Wenn sich die Quelle von einem Beobachter entfernt, nimmt
die scheinbare Frequenz ab und die scheinbare Wellenlänge nimmt
zu. Wenn es mehrere Beobachter gibt, von denen sich jeder radial
mit unterschiedlichen Geschwindigkeiten relativ zu der Quelle eines
EM-Felds bewegt, nimmt jeder Beobachter eine einzigartige Frequenz
und Wellenlänge
für das
EM-Feld wahr, das
durch die Quelle erzeugt wird.
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Die
Frequenz, die von einem Beobachter wahrgenommen wird, wird wie folgt
bestimmt. Die Geschwindigkeit einer Ausbreitung eines elektromagnetischen
(EM – electromagnetic)
Felds, in Meter pro Sekunde (m/s), wird durch c dargestellt und
die (radiale) Geschwindigkeits-Komponente des Beobachters (zum Beispiel
der Satellit) relativ zu der Quelle (zum Beispiel der terrestrische
Sender), ebenfalls in Metern pro Sekunde, wird durch v dargestellt.
Weiter wird die scheinbare (beobachtete) Frequenz der EM-Welle,
in Hertz (Hz), durch fapp dargestellt und
die tatsächliche
Frequenz, ebenfalls in Hz, durch f. Dann: fapp = f(1 ± v/c)
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Im
freien Raum ist der Wert von c ungefähr 300 000 000 m/s. Wenn der
Sender und der Empfänger
sich (relativ) aufeinander zu bewegen, verringert sich die relative
Trennung und die Geschwindigkeitskomponente der Gleichung ist negativ.
Umgekehrt, wenn sich der Sender und der Empfänger (relativ) weg von einander
bewegen, nimmt die relative Trennung zu und die Geschwindigkeitskomponente
der Gleichung ist positiv.
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Die
obige Formel ist halbwegs gültig
für Geschwindigkeiten
bis zu ungefähr
10 Prozent der Geschwindigkeit von Licht. Für größere Geschwindigkeiten tritt
eine relativistische Zeitdilatation auf, was die Frequenz reduziert
und die Wellenlänge
erhöht unabhängig von
dem Doppler-Effekt.
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Der
Doppler-Effekt ist in Anwendungen signifikant, in denen das Produkt
aus Geschwindigkeit und Frequenz hoch genug ist, dass die Bandbreite
signifikant betroffen ist. Dies ist der Fall bei LEO(low earth orbit)-Satellitensystemen,
in denen die Frequenzbereiche in dem Bereich von 1-2 GHz für Vorwärtsverbindungssignale
(das heißt,
Signale, die von einer Basisstation an einen Satelliten gesendet
werden) und in dem Bereich von 5-6 GHz für Rückwärtsverbindungssignale sind
(das heißt,
Signale, die von einem Satelliten an eine Basisstation gesendet
werden). LEO-Satelliten bewegen sich typischerweise ständig relativ
zueinander und zu Punkten auf der Erdoberfläche. Dies verursacht Variationen
in den Frequenzen und Wellenlängen
von empfangenen Signalen. In geostationären Satellitensystemen ist
ein Doppler-Effekt kein Faktor, es sei denn der Endbenutzer (mobiler
Transceiver) bewegt sich mit einer hohen Geschwindigkeit, wie an
Bord eines Hochgeschwindigkeitszuges oder eines Hochgeschwindigkeitsflugzeugs.
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Der
Doppler-Effekt kann eine Vielzahl von Effekten auf Satellitenkommunikation
haben, abhängig
zum Teil von den Typen der Signale, die in dem System verwendet
werden. Zum Beispiel verursacht der Doppler-Effekt eine scheinbare
Verschiebung in der Trägerfrequenz
für die
Erde-zu-Satelliten-Kommunikationssignale,
die einen Träger
einsetzen. Dieser Effekt wird als „Frequenz-Doppler" bezeichnet. Für die Signale,
die auch einen Spreizcode einsetzen, wie CDMA(code division multiple
access)-Signale, verursacht der Doppler-Effekt auch eine scheinbare
Verschiebung in der Periode des Spreizcodes. Dieser Effekt wird
als „Code-Doppler" bezeichnet. Obwohl
Frequenz-Doppler und Code-Doppler zwei Erscheinungsformen desselben
Doppler-Effekts sind, sind die Auswirkungen hinsichtlich ihrer Bedeutung
für CDMA-basierte
Satellitenkommunikationssysteme ziemlich unterschiedlich.
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Das
Dokument
US5640166 offenbart
ein Satellitenkommunikationssystem, in dem eine Steuervorrichtung
eine Frequenzverschiebung bestimmt, um einen Frequenzsynthesizer
anzuwenden, um einen Doppler-Effekt zu kompensieren. Die Steuervorrichtung
ruft einen Doppler-Kompensationswert aus einer Speichertabelle ab.
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Somit
besteht eine Notwendigkeit für
eine verbesserte Vorrichtung, die Doppler-Effekte in einem drahtlosen
Kommunikationssystem kompensiert. Diese Notwendigkeit ist insbesondere
in Satellitenkommunikationssystemen akut.
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ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Kurz
angeführt,
betrifft die vorliegende Erfindung eine Vorrichtung für eine Doppler-Korrektur
in einem drahtlosen Kommunikationssystem. Ein erster Frequenzsynthesizer
erzeugt ein Trägersignal,
das mit einer Rate oszilliert, die auf einen ersten Eingang ansprechend
ist. Ein Zähler,
der mit dem ersten Eingang verbunden ist, erzeugt ein Doppler-Kompensationssignal;
der Zähler
hat einen Takteingang bzw. eine Takteingangsgröße. Ein zweiter Frequenzsynthesizer
ist mit dem Takteingang verbunden zum Erzeugen eines Taktsignals,
das mit einer Rate oszilliert, die auf einen Rateneingang ansprechend
ist. Der Rateneingang wird über
die Zeit angepasst gemäß einer
vorgegebenen Sequenz, so dass das Doppler-Kompensationssignal den
Doppler-Effekt kompensiert, der zum Beispiel von einer Erde-zu-Satelliten-Kommunikation in
einem Satellitenkommunikationssystem erfahren wird.
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Ein
Vorteil der vorliegenden Erfindung ist, dass Erde-zu-Satelliten(oder
Satelliten-zu-Erde)- und andere Typen von Übertragungen korrigiert werden,
um Doppler-Effekte zu kompensieren. In einem CDMA-System ist zum
Beispiel die scheinbare Trägerfrequenz
und Coderate des empfangenen Signals folglich die korrekte Frequenz,
die durch das System erwartet wird.
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Ein
weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist, dass eine Doppler-Korrektur in einem
bevorzugten Ausführungsbeispiel
erreicht wird unter Verwendung einer einfachen und günstigen
Implementierung. Der Rateneingang steuert das Doppler-Kompensationssignal
und muss nur selten aktualisiert werden im Vergleich zu einer Aktualisierung
des Doppler-Kompensationssignals direkt.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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Weitere
Merkmale und Vorteile der Erfindung, sowie die Struktur und der
Betrieb von verschiedenen Ausführungsbeispielen
der Erfindung werden detailliert unten unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen
beschrieben. In den Zeichnungen zeigen gleiche Bezugszeichen im
Allgemeinen identische, funktionell ähnliche und/oder strukturell ähnliche
Elemente an. Die Zeichnung, in der ein Element zuerst erscheint,
wird durch die Ziffer(n) ganz links in der entsprechenden Bezugszahl
angezeigt.
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1 zeigt
eine Satellitenkommunikationsumgebung, in der die vorliegende Erfindung
verwendet wird;
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2 zeigt
einen Sender, der ein Vorkorrektur-Modul umfasst, das mit einem
Modulator und einer Antenne gemäß der vorliegenden
Erfindung verbunden ist;
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3A zeigt
die Doppler-Frequenz-Verschiebung (Offset) einer Erde-zu-Satelliten-Signal-Übertragung,
wie durch einen sich bewegenden Satelliten empfangen, und das ideale
Doppler-Kompensationssignal, um die Doppler-Effekte zu kompensieren;
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3B zeigt
ein beispielhaftes Doppler-Kompensationssignal, das gemäß einem
bevorzugten Ausführungsbeispiel
der Erfindung erzeugt wird;
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4 zeigt
das Vorkorrektur-Modul und den Modulator detaillierter;
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5 zeigt
ein Ausführungsbeispiel
eines Vorkorrektur-Moduls, das einen einzelnen Oszillator und zwei
Frequenz-Multiplizierer hat;
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6.
zeigt ein Verhältnis
für die
Bedeutung einer Doppler-Verschiebung (kHz) auf Signalen für einen
Satelliten, der direkt oben vorbeigeht, mit einer Übertragungs-Trägerfrequenz
von 5,125 GHz gegenüber
der Zeit des Flugs/der Flüge;
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7 zeigt
Frequenz- und Phasen-Akkumulatoren für eine Doppler-Frequenz-Vorkorrektur;
und
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8 zeigt
einen Timing-Vorkorrektur-Bereichs-Akkumulator.
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DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN
AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
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I. Überblick über die
Umgebung
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Kurz
angeführt,
betrifft die vorliegende Erfindung eine Vorrichtung für eine Doppler-Korrektur
in einem drahtlosen Kommunikationssystem. Die Erfindung umfasst
einen ersten Frequenzsynthesizer zum Erzeugen eines Trägersignals,
das mit einer Rate oszilliert, die auf einen ersten Eingang ansprechend
ist, einen Zähler,
der mit dem ersten Eingang verbunden ist, zum Erzeugen eines Doppler-Kompensationssignals,
wobei der Zähler
einen Takteingang bzw. eine Takteingangsgröße hat, und einen zweiten Frequenzsynthesizer,
der mit dem Takteingang verbunden ist, zum Erzeugen eines Taktsignals,
das mit einer Rate oszilliert, die auf einen Rateneingang ansprechend
ist. Der Rateneingang wird über
die Zeit angepasst gemäß einer
vorgegebenen Sequenz, so dass das Doppler-Kompensationssignal den
Doppler-Effekt kompensiert, der durch sendende und empfangende Stationen
erfahren wird, wenn sie sich relativ zueinander bewegen.
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Ein
beispielhafter Typ eines drahtlosen Kommunikationssystems, das von
Doppler betroffen ist, ist ein Satellitenkommunikationssystem. Die
folgende Beschreibung wird hinsichtlich eines Erde-zu-Satellit-zu-Erde-Kommunikationssystem
dargestellt. Jedoch ist es für
Fachleute offensichtlich, dass diese Erfindung genauso auf terrestrische
Kommunikationssysteme oder Satellit-zu-Satellit-Kommunikationssysteme
anwendbar ist, in denen Doppler wahrscheinlich den Empfang von drahtlosen
Signalen beeinflusst. Insbesondere in Satellitenkommunikationssystemen
werden Signale von einem Erde-basierten Gateway (oder Basisstation)
an einen Satelliten und von dem Satelliten an ein Benutzerendgerät gesendet.
Typischerweise gibt es drei Typen von Benutzerendgeräten (oder
UTs – user
terminals): tragbar (handgehalten), mobil (an Fahrzeug angebracht) oder
stationär.
Signale, die an jeden Typ von UT gesendet werden oder dort ankommen,
sind für
Doppler anfällig.
In einem beispielhaften System dient der Satellit hauptsächlich als
ein Relais (oder „bent
pipe"), um die Signale,
die von dem Gateway gesendet werden, an das UT oder von dem UT an
das Gateway weiterzuleiten. Typischerweise findet, um die Kosten und
die Komplexität
des UTs zu minimieren, keine Korrektur an dem UT statt. Das Vorwärtsverbindungssignal,
das von dem Gateway an das UT über den
Satelliten gesendet wird, wird an dem Gateway vorkorrigiert und
an dem Satelliten nachkorrigiert. Insbesondere vorkorrigiert ein
Gateway-Modulator (GMOD – gateway
modulator) das Vorwärtsverbindungssignal
derart, dass die Trägerfrequenz
der Übertragung
von dem Gateway an dem Satelliten erscheint, dass sie durch die
Doppler-Verschiebung nicht
betroffen ist aufgrund der relativen Bewegung des Satelliten und
des Gateways. Es ist für
Fachleute offensichtlich, dass diese Erfindung entweder auf eine
Vorkorrektur oder eine Nachkorrektur von Signalen oder auf beide
anwendbar ist. Zur Einfachheit wird die folgende Beschreibung hinsichtlich
einer Vorkorrektur dargestellt.
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1 zeigt
eine Satellitenkommunikationsumgebung 100, in der die vorliegende
Erfindung verwendet wird. Eine terrestrische Station 104 sendet
ein Erde-zu-Satelliten-Signal 106 an einen Satelliten 102 in
der Bahn um die Erde. Der Satellit 102 bewegt sich mit
einer orbitalen Geschwindigkeit v' und einer radialen Geschwindigkeit
v(t) relativ zu der terrestrischen Station 104. Das Signal 106 erfährt Doppler-Effekte
aufgrund der relativen Bewegung zwischen dem Satelliten 102 und
der terrestrischen Station 104. Der Doppler-Effekt erscheint
als eine scheinbare Verschiebung in dem Signal, das von dem Satellit 102 empfangen
wird, einschließlich
Frequenz-Doppler-Effekte und Code-Doppler-Effekte, aber nicht darauf
begrenzt.
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Der
Satellit 102 stellt jeden Satelliten dar, der gebräuchlich
ist bei der Übertragung
von Kommunikations- oder Informationssignalen. Zum Beispiel kann
der Satellit 102 Fernsehsignale, mobile Telefon-Signale
oder Geopositions-Signale
senden und empfangen. Fachleute werden erkennen, dass Satelliten
in einer breiten Vielzahl von Anwendungen verwendet werden. Im Allgemeinen
erfahren nur jene Satelliten, die nicht in einer geostationären Umlaufbahn
sind (wie ein LEO-Satellit), Doppler-Effekte relativ zu Punkten
auf der Oberfläche
der Erde.
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Ähnlich kann
die terrestrische Station 104 jede Vorrichtung repräsentieren,
die zu einer Erde-zu-Satelliten-Kommunikation fähig ist. Zum Beispiel kann
die terrestrische Station 104 ein Gateway (oder Basisstation)
repräsentieren,
das ausgebildet ist, ein großes
Volumen eines Erde-zu-Satelliten-Signalverkehrs
zu handhaben, eine Geopositionsvorrichtung, wie ein GPS-Empfänger oder
ein mobiles oder tragbares drahtloses Satellitentelefon.
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Das
Erde-zu-Satelliten-Signal 106 stellt die Signalübertragungen
dar, die für
den bestimmten Satelliten 102 und die terrestrische Station 104 in
einem System geeignet sind. Das Signal 106 erfährt Doppler-Effekte
aufgrund der relativen radialen Bewegung zwischen dem Satelliten 102 und
der terrestrischen Station 104. Das Signal 106 kann
zum Beispiel eine Fernsehsendung, ein GPS-Signal oder ein Anruf
eines mobilen Telefons darstellen.
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II. Überblick über die
Erfindung
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2 zeigt
einen Sender 200 gemäß der vorliegenden
Erfindung, einschließ lich
ein Vorkorrektur-Modul 202, einen Modulator 204 und
eine Antenne 206. Der Sender 200 wird vorzugsweise
durch die terrestrische Station 104 eingesetzt für vorkorrigierte Erde-zu-Satelliten-Übertragungen.
Jedoch ist für Fachleute
offensichtlich, dass der Sender 200 von dem Satelliten 102 auch
für vorkorrigierte
Satellit-zu-Erde-Übertragungen
eingesetzt werden kann.
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Das
Vorkorrektur-Modul 202 erzeugt ein vorkorrigiertes Trägersignal 210.
Der Modulator 204 verwendet das vorkorrigierte Trägersignal 210 und
ein Datensignal 212, um ein vorkorrigiertes Übertragungssignal 214 zu
erzeugen, das dann über
die Antenne 206 gesendet wird. Das Vorkorrektur-Modul 202 und
der Modulator 204 werden im Detail unten beschrieben.
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III. Doppler-Effekte auf Erde-zu-Satelliten-Übertragungen
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3A zeigt
eine beispielhafte Frequenz-Verschiebung bzw. -Offset 302,
die durch den Doppler-Effekt auf einer Erde-zu-Satelliten-Übertragung
verursacht wird. Die X-Achse stellt die Zeit dar und die Y-Achse
stellt den Frequenz-Offset dar, der durch den Doppler-Effekt verursacht
wird, wobei null Frequenz-Offset die Anwesenheit eines Signals an der
Frequenz darstellt, die durch die terrestrische Station 104 gesendet
wird. Für
Fachleute ist offensichtlich, dass dieses Frequenz-Offset unterschiedlich
erscheint abhängig
von dem bestimmten Signal 106. Zum Beispiel erfahren CDMA-Signale
sowohl Frequenz-Doppler als auch Code-Doppler-Effekte.
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In
diesem Beispiel nähert
sich der Satellit 102 der terrestrischen Station 104 an
einer Zeit t0. Da sich der Satellit 102 in
Richtung der terrestrischen Station 104 bewegt, ist die
scheinbare Frequenz des Signals 106, das an dem Satelliten 102 empfangen wird,
höher als
die gesendete Frequenz, angezeigt durch ein positives Frequenz-Offset.
Wenn der Satellit 102 näher
an die terrestrische Station 104 kommt, verringert sich
die relative Radialbewegung sowie der Doppler-Effekt, der durch
die Bewegung verursacht wird. Die Radialkomponente des Signals 106 ist
null, wenn sich der Satellit 102 zur Zeit t1 direkt darüber befindet.
Das Signal 106 erfährt
folglich keinen Doppler-Effekt an der Zeit t1,
wie durch null Frequenz-Offset angezeigt wird. Wenn der Satellit 102 oben
passiert und beginnt, sich von der terrestrischen Station 104 weg
zu bewegen, beginnt das Signal 106, eine negative Doppler-Verschiebung zu erfahren,
wie durch ein negatives Frequenz-Offset an der Zeit t2 angezeigt
wird. Offenkundig erzeugt der Doppler-Effekt ein nichtlineares Frequenz-Offset über die
Zeit.
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3A zeigt
ebenfalls ein ideales Doppler-Kompensationssignal 304,
das, wenn es auf das Signal 106 vor einer Übertragung
durch die terrestrische Station 104 angewendet wird, die
Doppler-Effekte kompensieren würde,
die das das Frequenz-Offset 302 dargestellt werden. Dies
wird hier als eine Doppler-Vorkorrektur bezeichnet. Zum Beispiel
wird zu der Zeit t0 das Signal 106 vorkorrigiert durch
eine Frequenz-Verringerung bzw. Frequenz-Downshift, die durch ein ideales Kompensationssignal 304 gegeben
wird. Diese Vorkorrektur hebt die positive Frequenzverschiebung
auf, die durch den Doppler-Effekt verursacht wird, so dass das Signal 106 für den Satelliten 102 erscheint,
als habe es die nominale Frequenz. Ähnlich wird zu der Zeit t2 das Signal 106 vorkorrigiert durch
eine Frequenz-Erhöhung
bzw. Frequenz-Upshift,
die durch ein ideales Kompensationssignal 304 gegeben wird,
das die negative Doppler-Frequenzverschiebung aufhebt.
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IV. Sender mit Doppler-Vorkorrektur
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4 zeigt
den Sender 200 detaillierter gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel
der Erfindung. Das Vorkorrektur-Modul 202 umfasst einen ersten
Frequenzsynthesizer 402A, einen zweiten Frequenzsynthesizer 402B und
einen Zähler 404. Der
Modulator 204 umfasst einen Frequenzteiler 406,
einen Datencodierer 408 und einen Mischer 410.
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Der
Frequenzsynthesizer 402A erzeugt ein vorkorrigiertes Trägersignal 210 mit
einer Frequenz, die durch ein Doppler-Kompensationssignal 426 bestimmt
wird. Die Frequenz des vorkorrigierten Trägersignals 210 ist
zentriert an der nominalen Trägerfrequenz
des Kommunikationssystems und um eine Größe verschoben (offset), die
durch das Doppler-Kompensationssignal 426 bestimmt wird.
Zum Beispiel kann die nominale Trägerfrequenz 5 GHz sein, wobei
das Doppler-Kompensationssignal zwischen –1 kHz und +1 KHz Variiert,
was dazu führt, dass
das vorkorrigierte Trägersignal 210 eine
Trägerfrequenz
von 5 GHz ± 1
KHz hat. Fachleute werden erkennen, dass der Frequenzsynthesizer 402A unter Verwendung
eines aus einer Vielzahl von einstellbaren Frequenzsynthesizern
implementiert werden kann, die in der relevanten Technik bekannt
sind. Die Wahl eines bestimmten Frequenzsynthesizers hängt zum
Teil von den bestimmten Frequenzbereichen von Interesse und anderen
Beschränkungen
ab, wie verfügbarer
Raum und Kosten.
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Der
Zähler 404 stellt
vorzugsweise einen digitalen Zähler
dar, der in der relevanten Technik weithin bekannt ist. Der Zähler 404 erzeugt
eine N-Bit-Ausgabe
(Doppler-Kompensationssignal 426), das mit einem Anfangswert 424 anfängt und
mit einer Rate zählt,
die durch ein Taktsignal 420 bestimmt wird. Wieder hängt die
Wahl eines bestimmten digitalen Zählers zum Teil von den Frequenzen
ab, an denen der Zähler
arbeiten muss, und anderen Beschränkungen, wie verfügbarer Raum
und Kosten.
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Das
Taktsignal des Zählers
wird von einem zweiten Frequenzsynthesizer 402B geliefert,
der auf ähnliche
Art arbeitet wie der Frequenzsynthesizer 402A. Die Frequenz
des Taktsignals 420 wird durch einen Rateneingang 422 eingestellt.
Der Rateneingang 422 variiert mit der Zeit und wird vorzugsweise charakterisiert
durch eine vorgegebene Sequenz von Werten, wie unten beschrieben.
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3B zeigt
ein beispielhaftes Doppler-Kompensationssignal 426, das
durch den kombinierten Betrieb des Zählers 404 und des
Frequenzsynthesizers 402B erzeugt wird. Das Doppler-Kompensationssignal 426 nähert sich
Idealerweise dem ideale Kompensationssignal 304. Jedoch
wäre eine relativ
weit entwickelte Hardware erforderlich, um ein Doppler-Kompensationssignal
zu erzeugen, das genau dem Ideal entspricht. Zum Beispiel können die Werte
des idealen Kompensationssignals 304 in einem Speicher
gespeichert wer den und an den Frequenzsynthesizer 402A mit
der Zeit geliefert werden, anstatt den Zähler 404 zu verwenden.
Diese Implementierung würde
einen Speicher erfordern, der fähig
ist, Daten mit einer sehr hohen Rate zu liefern, um eine hohe Auflösung zu
erzielen.
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In
einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der
Erfindung wird die Taktrate des Zählers 404 gemäß dem Rateneingang 422 variiert,
um das Doppler-Kompensationssignal 426 zu
erzeugen. Die Frequenz des Taktsignals 420 bestimmt die
Rate, mit welcher der Zähler 404 seine
N-Bit-Ausgabe inkrementiert (Doppler-Kompensationssignal 426).
Unter der Annahme, dass der Wert, an dem der Zähler 404 inkrementiert,
konstant bleibt, hat ein Variieren der Rate, mit welcher der Zähler inkrementiert,
den Effekt eines Variierens der Steigung des Doppler-Kompensationssignals 426,
in 3B als Steigung 306 dargestellt. Ein
Erhöhen
der Frequenz des Taktsignals 420 vergrößert die Steigung des Doppler-Kompensationssignals 426,
und umgekehrt mit einem Verringern der Taktfrequenz. Wenn sich der
Wert des Rateneingangs 422 ändert, ändert sich die Steigung. Dies
erklärt
die segmentierte Erscheinung des Doppler-Kompensationssignals 426,
wie in 3B gezeigt. Jeder Punkt, der
auf der Kurve gezeigt wird, entspricht einer Zeit, zu der ein neuer
Rateneingangswert 422 an den Frequenzsynthesizer 402B geliefert
wird.
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Für das in 3B gezeigte
Beispiel wird das Doppler-Kompensationssignal 426 erzeugt
vorzugsweise durch Setzen des Anfangswerts 424 gleich zu dem
Punkt, an dem das Signal die Y-Achse trifft, und der Rateneingang 422 wird
gesetzt, um die gewünschte
Steigung zu erzeugen. Einige Zeit später wird der Rateneingang 422 aktualisiert,
um die Steigung des zweiten Segments zu erzeugen, das in 3B gezeigt
wird. Auf diese Weise kann die Form des Doppler-Kompensationssignals 426 gesteuert werden,
mit der Form des idealen Kompensationssignals 304 so gut
wie möglich
oder gewünscht
für das bestimmte
System übereinzustimmen.
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Für Fachleute
ist offensichtlich, dass die verschiedenen Parameter verändert werden
können, um
eine bessere oder schlechtere Näherung
an das Ideal zu erreichen. Zum Beispiel erhöht eine Erhöhung der Frequenz, mit welcher
der Rateneingang 422 aktualisiert wird, die Granularität des Doppler-Kompensationssignals 426,
und ermöglicht
eine bessere Übereinstimmung
mit dem Ideal. Ein Erhöhen
der Rate, an welcher der Takt inkrementiert (mit einem entsprechenden
Skalierungsfaktor, zum sicherzustellen, dass die richtige Steigung
beibehalten wird), liefert ebenfalls eine granularere bzw. körnigere
Näherung.
Obwohl die 3B eine periodische Aktualisierungsrate
für den
Wert des Rateneingangs 422 zeigt, ist dies nicht erforderlich.
In einem alternativen Ausführungsbeispiel
ist der Rateneingang 422 aperiodisch, mit einer schnelleren
Aktualisierung während
Perioden eines schnelleren Wechsels des Doppler-Kompensationssignals 426 und
einer langsameren Aktualisierung während Perioden eines langsamen
Wechsels. Für
Fachleute ist offensichtlich, dass andere derartige Verbesserungen
erreicht werden können
durch Ändern
der Aktualisierungsrate des Rateneingangs 422 und der Frequenz
des Taktsignals 420.
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5 zeigt
eine bevorzugte Implementierung des Vorkorrektur-Moduls 202 und
der Frequenzsynthesizer 402A und 402B. Hier ersetzen
ein einzelner Frequenzsynthesizer 502 und die Frequenz-Multiplizierer 504A und 504B die
Frequenzsynthesizer 402A und 402B. Diese Implementierung
funktioniert auf die gleiche Weise, wie oben hinsichtlich der 4 beschrieben
wurde. Der Synthesizer 502 gibt ein Signal 510 aus,
das als eine Eingabe an jeden der Frequenz-Multiplizierer geliefert
wird, die dann die geeigneten Signale 210 und 420 liefern.
Ebenso wird ein Speicher 506 verwendet, um die gewünschte Sequenz
von Werten für
den Rateneingang 422 und den Anfangswert 424 zu
liefern.
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Zurück zu 4 wird
ein beispielhaftes Ausführungsbeispiel
für den
Modulator 204 auch für
ein CDMA-Modulationsschema dargestellt. Wie oben diskutiert, führt der
Doppler-Effekt, wenn auf ein CDMA-Signal angewendet, sowohl zu Frequenz-Doppler-Effekten
als auch zu Code-Doppler-Effekten. Um eine korrekte Vorkorrektur
vorzusehen, müssen
sowohl die Trägerfrequenz
als auch die Coderate kompensiert werden, da beide dem Doppler-Effekt
unterliegen. Das Ausführungsbeispiel,
das in der 4 dargestellt wird, nimmt an,
dass die Coderate ein Mehrfaches der Trägerfrequenz ist, was in der
Praxis häufig
der Fall ist. Wie gezeigt, wird ein vorkorrigiertes Trägersignal 210 in
einen Frequenzteiler 406 eingegeben, der die notwendige
Umwandlung von der Trägerfrequenz
zu der Coderate durchführt
und ein Codiertaktsignal 428 bildet. Ein Datencodierer 408 moduliert
ein Datensignal 212 unter Verwendung des Codiertaktsignals 428,
was zu einem codierten Datensignal 430 führt. Ein
Mischer 410 moduliert das codierte Datensignal. 430 mit
dem vorkorrigierten Trägersignal 210,
um ein vorkorrigiertes Übertragungssignal 214 zu
bilden. Es ist anzumerken, dass für den Fall, in dem die Trägerfrequenz
kein Mehrfaches der Coderate ist, eine zweite Vorkorrektur-Modulation
verwendet werden kann, um unabhängig
ein vorkorrigiertes Codiertaktsignal zu erzeugen.
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Fachleute
werden erkennen, dass der Modulator 204 viele Formen annehmen
kann, abhängig von
dem bestimmten Modulationsschema. Ferner zeigen unterschiedliche
Modulationstypen verschiedene Effekte von dem Doppler-Effekt, wobei
Frequenz-Doppler- und Code-Doppler-Effekte die gebräuchlichsten
sind.
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Der
folgende Teil dieser Offenbarung beschreibt das Verfahren oder die
Algorithmen, die verwendet werden, um die Gateway-Modulator(GMOD)-Schaltungen oder
-Elemente vorzusehen, im Allgemeinen implementiert in der Form von ASICs,
wobei periodische Aktualisierungen der Doppler-Information von den GMODs erfordert
werden, um die Vorwärtsverbindungsübertragung
für Frequenz-
und Code-Doppler-Effekte vorzukorrigieren. Ebenfalls offenbart werden
die digitalen Schaltungen auf den GMODs, welche die periodischen
Aktualisierungen der Doppler-Information verarbeiten, und die Festpunkt-Effekte
dieser digitalen Verarbeitung.
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Eine
grundlegende Betrachtung in dieser Diskussion ist, dass Doppler-Effekte sich für die Gateway-Steuervorrichtung
(GC – gateway
controller) zu schnell ändern,
um in Echtzeit mit jeder Modulator-Karte (MC – modulator card) zu kommunizieren, auf
der eine Serie von GMODs (in diesem Beispiel gibt es acht) platziert
ist. Die GC liefert stattdessen jeder MC periodische Aktualisierungen
der Doppler-Information. Die MCs leiten diese Information an jeden GMOD
weiter, der dann die erforderliche Doppler-Information zwischen
periodischen Aktualisierungen berechnet.
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Die
GMODs vorkorrigieren das Vorwärtsverbindungssignal
derart, dass die Trägerfrequenz
der Übertragung
von dem Gateway an dem Satelliten erscheint, als wäre sie nicht
betroffen von der Doppler-Verschiebung aufgrund der relativen Bewegung des
Satelliten und des Gateways. Die Vorkorrektur wird bewirkt durch
eine komplexe Rotation des I- und Q-Abtaststroms in der digitalen
Domain. Die Doppler-Verschiebung als Funktion der Zeit wird in der 6 gezeigt,
die das Resultat für
einen Satelliten anzeigt, der direkt oben darüber passiert, und für eine Gateway-Sende-Trägerfrequenz
von 5,125 GHz.
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Die
maximale Rate der Änderung
der Doppler-Verschiebung findet statt, wenn ein Satellit direkt oben
darüber
passiert und ist ungefähr
0,1 ppm/s mal die Trägerfrequenz,
oder ungefähr
512,5 Hz/s mit einem Träger
von 5,125 GHz. Es ist für
die GC nicht praktikabel, die Doppler-Verschiebung zu berechnen und
diese Information an jede MC in Echtzeit zu senden. Die GC liefert
stattdessen an jede MC eine Doppler-Information auf einer periodischen
Basis (z.B. einmal pro Sekunde oder eine andere gewünschte Periode).
Die MCs leiten diese Information an die GMODs weiter, die Doppler-Berechnungen in Echtzeit
in der Hardware durchführen.
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Die
Doppler-Information, die von der GC an die MCs geliefert wird, ist
die Rotationsfrequenz und die Zeitrate der Änderung eines Wechsels der
Rotationsfrequenz in periodischen Intervallen. Tatsächlich jedoch
wird, nachdem eine Anfangsfrequenz an jeden GMOD am Beginn des ersten
Zeitintervalls geliefert wird, nur die Rate der Änderung der Frequenz am Beginn
von nachfolgenden Intervallen verwendet. Die Frequenz der komplexen
Rotation f
r ist die Summe einer Feinkanalisierungsfrequenz
und der Frequenz, die erforderlich ist, um Doppler-Verschiebung zu
kompensieren, wie zu sehen ist durch das Verhältnis:
wobei
- fchan
- = Feinkanalisierungsfrequenz,
- fc
- = gewünschte Trägerfrequenz,
- v(t)
- = relative Satellit-zu-Gateway-Geschwindigkeit,
und
- c
- = Lichtgeschwindigkeit.
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Für ein kleines
v(t)/c kann der Nenner des zweiten Terms in der obigen Gleichung
durch Eins approximiert werden (sollte aber NICHT in den tatsächlichen
Berechnungen approximiert werden). Die Doppler-Korrektur ist somit
fast gleich zu der Doppler-Verschiebung. Sie würde fast gleich sein zu dem Negativen
der Doppler-Verschiebung, gäbe
es keine spektrale Inversion, die in den analogen Aufwärtswandlern
stattfindet, nachfolgend auf die GMODs.
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Die
Frequenz- und Phasen-Akkumulatoren für eine Doppler-Frequenz-Vorkorrektur werden
in 7 gezeigt. Die gezeigten Bit-Breiten sind repräsentativ.
Die tatsächlichen
Werte werden gewählt
basierend auf den Frequenzfehlern, die durch Festpunkt-Effekte eingeführt werden.
Die Frequenzakkumulation wird in dem unteren Teil der Schaltung
bewirkt. Am Anfang des ersten 1 – s Intervalls wird die Anfangsfrequenz
in ein Phase-Inkrement-Register (PIRo – phase
increment register) 702 geladen. Um die Auflösung dieses
Frequenzwerts zu erhöhen, werden
zusätzliche
Teil-Bits der Anfangsfrequenz in ein ΔPIR-Register 704 geladen.
Die Anfangsrate der Änderung
der Frequenz wird in ein δPIR-Register 706 geladen. Der Wert
in dem Register 702 und die signifikantesten Ganzzahl-Bits
(MSBs – most
significant integer bits) des Werts in dem Register 704 (an
dem ersten Zeitschritt sind alle ganzzahligen Bits null) werden
zusammengezählt
unter Verwendung eines Summierungselements oder einer Additionsmaschine 712,
um den Frequenzwert in einem Phasen-Inkrement-Register (PIR – phase
increment register) 708 zu bilden. Der Wert in einem Phasen-Akkumulations-Register
(PAR – phase
accumulation register) 710 wird bestimmt durch Hinzufügen an jedem
Zyklus des Phasen-Akkumulations-Takts des Phasen-Inkrements in dem
Register 708 unter Verwendung eines Summierungselements
oder einer Additionsmaschine 714. Die MSBs des Werts in
dem Register 710 werden dann der Phasenwert, der von einem
CORDIC (nicht gezeigt) verwendet wird, um die Eingangs-I- und Q-Kanäle zu rotieren.
Der CORDIC ist ein digitaler Koordinaten-Rotations-Computer (COordinate
Rotation Digital Computer). Er ist im Wesentlichen ein Algorithmus
zu Berechnung von Sinus und Kosinus basierend auf einem Verfahren,
das für
eine digitale Hardware einfach und effizient zu implementieren ist.
Nur die MSBs von Register 710 werden verwendet, um die
Menge an Hardware zu reduzieren, die in dem CORDIC erforderlich
ist. Die Anzahl von MSBs bestimmt den Grad von Phasen-Modulations(PM – phase
modulation)-Spuren an dem Ausgang des CORDICs.
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Der
Wert in dem Register 704 erhöht oder verringert sich während des
ersten 1 – s
Intervalls durch Hinzufügen,
an jedem Zyklus des Frequenz-Akkumulations-Takts,
des Werts, der in das Register 706 geladen wird, unter
Verwendung eines Summierungselements oder einer Additionsmaschine 716.
Die Taktrate der Phasen-Akkumulation (9,8304 MHZ in der 7)
und die Frequenz-Akkumulation (1,2288 MHZ) ist nicht unbedingt gleich.
Ein neuer Wert für
das Register 708 wird bestimmt durch Addition des Werts
in dem Register 702 und der MSBs des Registers 704 (Ausgabe
der Additionsmaschine 712) an der Frequenz-Akkumulations-Taktrate.
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Am
Ende eines ersten Intervalls δt
wird der Wert des Registers 708 in dem Register 702 gespeichert,
die ganzzahligen Bits (MSBs) des Registers 704 werden auf
Null gesetzt und der Teil(fractional)wert in dem Register 704 wird
um das Vorzeichen erweitert (sign extended). In anderen Worten,
der ver bleibende Teilwert sollte dasselbe Vorzeichen haben wie der
Wert, bevor der ganzzahlige Wert entfernt wird. Ein neuer Wert des
Registers 706 wird von der MC geladen. Somit ist die einzige
zusätzliche
Information, die im Allgemeinen von den Frequenz- und Phasen-Akkumulatoren
nachfolgend auf das erste Intervall erforderlich ist, der Wert,
der in das Register 706 zu laden ist, der proportional
zu der Satellitenbeschleunigung ist.
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Die
Größen der
Register und die Frequenz- und Phasen-Akkumulations-Taktraten werden
entsprechend einer Berücksichtigung
von Festpunkt-Effekten
gewählt.
Wenn die Taktrate des Phasen-Akkumulators als fp_clk bezeichnet
wird und ein N-Bit-Phasen-Akkumulator-Register angenommen wird,
wird die Frequenzauflösung Δf der komplexen Rotation
gegeben als:
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Mit
f
p_clk = 9,8304 MHz und N = 24 wird zum Beispiel
eine Frequenzauflösung
von Δf =
0,5859 Hz erlangt. Während
eine Sub-Hz-Frequenzauflösung ziemlich
klein erscheint, wird angenommen, dass die erwünschte Frequenz über ein
1 – s
Intervall konstant ist und dass sie genau zwischen zwei quantisierten Frequenzwerten
positioniert ist. Nach einem Intervall Δt wird der gesamte integrierte
Phasenfehler Φ
err im Bogenmaß aufgrund der Differenz zwischen
den gewünschten
und quantisierten Frequenzen gegeben durch das Verhältnis:
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Eine
Verwendung der oben angenommenen Werte mit Δt = 2 s liefert Φerr = 211°.
Dieses Maß an Phasenfehler
ist unakzeptabel für
die Doppler-Zähltechnik
(der gesamte integrierte Phasenfehler, der aus einem Phasenfehler
entsteht aufgrund von Festpunkt-Effekten an dem Satelliten, sollte
unter ungefähr
10° liegen),
welche die Verschiebung bzw. den Offset und die lineare Abweichung
des Oszillators, zum Beispiel ein TCXO (phone transmitter crystal
oscillator), der drahtlosen Vorrichtung schätzt. Offset und lineare Abweichung
der Vorwärtsverbindungs-Trägerfrequenz
an dem Satelliten wird kombiniert mit den Werten, die für einen
Telefon-TCXO-Frequenzfehler erlangt werden. Wenn jedoch das Gateway über mehrere
Kanäle
an dasselbe Telefon sendet, unterscheidet sich der Frequenzfehler aufgrund
von Festpunkt-Effekten (z.B. Frequenz-Quantisierung) auf einer Kanal-zu-Kanal-Basis.
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Die
GMODs vorkorrigieren das Vorwärtsverbindungssignal
derart, dass das Code-Timing der Übertragung von dem Gateway
an dem Satelliten erscheint, als wäre es durch die relative Bewegung
des Satelliten und des Gateway nicht betroffen. Die Bewegung resultiert
in einer sich ändernden
Pfadverzögerung,
was zu einer Zeitrate der Änderung
des Code-Timings führt,
die einfach als Code-Doppler bekannt ist.
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Zeit
wird vorkorrigiert durch Integrieren der relativen Satellit-zu-Gateway-Geschwindigkeit über Zeitintervalle δt (zur Einfachheit
gewählt,
dass sie dieselbe Dauer haben wie die Frequenzaktualisierungsintervalle)
und Beschleunigen oder Verzögern des
Timings auf den GMOD-Schaltungs-Verarbeitungs-Elementen,
Logik oder ASICs um 1/8 der PN-Chip-Periode (die 101,73 ns in dem
obigen Beispiel ist), wenn der relative Satellit-zu-Gateway-Bereich um
eine Größe zunimmt
oder abnimmt, die gleich 1/8-PN-Chip
(für die
verwendete Chiprate) mal der Lichtgeschwindigkeit ist, d.h. (101,73
ns) (0,29979 m/ns) = 30,496 m. (Der Fehler auf der Satellitenposition
aufgrund des Fehlers in den orbitalen Ephemeriden, die von dem Bodenkontrollzentrum oder
einer anderen zentralen Kommando- oder Informations-Quelle geliefert
werden, variiert langsam in der Zeit und hat wenig Auswirkung auf
die Berechnungen der Satellitengeschwindigkeit).
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Eine
Zeit-Vorkorrektur ist gröber
diskretisiert als eine Frequenz-Vorkorrektur, obwohl ein Code-Doppler
zu einer Zeitrate der Änderung
des Code-Timings von 20 ppm führt
sowie ein Frequenz-Doppler zu Frequenzverschiebungen von 20 ppm
führt.
Die Quantisierung der Zeit-Vorkorrektur kann zu einem maximalen
Timing-Fehler von 1/16-PN-Chip (hier 50,86 ns) führen. Dieser Fehler betrifft
eine mobile Positions-Bestimmung (MPD – mobile position determination),
die auf Vorwärts-Rückwärts(roundtrip)-Verzögerungen
(RTD – round-trip
delay) beruht. Diese Verfahren erfordern nicht, dass das Timing
vorkorrigiert wird unter Verwendung einer relativen Schrittgröße so fein
wie die Frequenz-Vorkorrektur, wenn der Fehlermechanismus von MPD
basierend auf einer Doppler-Zählung der
primäre
Antrieb der Genauigkeitsanforderungen ist.
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Der
Bereichs-Akkumulator ist weniger komplex als die Frequenz- und Phasen-Akkumulatoren, die
oben beschrieben werden. Der Akkumulator integriert konstante Werte
von Geschwindigkeit über Zeitabstände δt, um den
Bereichs-Modulo 30,496 m oder 1/8-PN-Chip-Periode zu erlangen, wenn
in Zeiteinheiten ausgedrückt.
Dies ist ähnlich
zu dem Phasen-Akkumulations-Register,
das den Frequenz-Modulo 2π im
Bogenmaß integriert.
Die Logik, die auf den Bereichs-Akkumulator folgt, erfasst einen Roll-over
in dem Bereichs-Register. Ein Rollover zeigt an, dass eine Timing-Korrektur
erforderlich ist, während
das Zeichen der Geschwindigkeit feststellt, ob das GMOD-Timing vorgerückt oder
verzögert
werden soll.
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Ein
Bereichs-Register 802 der Größe P wird anfangs auf die Hälfte seines
Terminalwerts von 2P-1 geladen. Das Register
läuft über (rolls
over), wenn der integrierte Bereich, gemessen in Zeiteinheiten, sich
um mehr als 1/16 PN-Chip ändert,
was durch die Rollover-Erfassungslogik 804 erfasst wird.
Nach der ersten Zeitkorrektur muss sich der Bereich um 1/8 PN-Chip ändern, bevor
ein Rollover erfasst wird, was zu einem Timing-Fehler führt. Ein
Akkumulator 806 integriert konstante Werte von Geschwindigkeit über Zeitintervalle δt, um die
Bereichs-Modulo-1/8-PN-Chip-Periode zu erlangen. Dieser Wert wird
zu dem Bereich hinzugefügt
unter Verwendung eines Summierungselements oder einer Additionsmaschine 808.
Die Zeit-verfolgenden Schleifen in den Fingern eines Rake-Empfängers in
einer drahtlosen Vorrichtung können
nicht die augenblicklichen Sprünge
im Timing verfolgen. Dies führt
zu einem Timing-Offset, der die Energie der „on-time"-Abtastwerte verringert und die Chip-Interferenz
erhöht.
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Die
Auflösung
des Bereichs Δr
wird durch die Beziehung gegeben:
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Mit
einem Bereichs-Register (RR – range
register) 802 der Größe P = 18
zum Beispiel erhält
man eine Bereichsauflösung
von 0,1 mm. Dieser Grad an Auflösung
kann übertrieben
erscheinen, obwohl sie die Genauigkeit beeinflusst, mit welcher
der Bereich verfolgt werden kann von Intervall zu Intervall. Wenn der
Bereichs-Akkumulator mit einer Rate von fr_clk läuft, dann
ist die kleinste nicht-null Variation in dem Bereich über ein
Intervall: δt·fr_clk·Δr
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Eine
Verwendung von δt
= 1 s und fr_clk = 1,2288/32 MHz führt zu einer
Minimum-Bereichs-Variation von 4,5 m äquivalent zu einer 15 ns Pfadverzögerungsvariation.
Die Minimum-Bereichs-Variation kann ziemlich groß werden auch für eine kleine
(mehrere mm) Bereichsauflösung Δr.
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V. Schlussfolgerung
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Während verschiedene
Ausführungsbeispiele
der vorliegenden Erfindung oben beschrieben wurden, sollte offensichtlich
sein, dass sie nur auf beispielhafte Weise dargestellt wurden und
nicht auf einschränkende
Weise. Somit sollen der Umfang und der Bereich der vorliegenden
Erfindung nicht durch eines der oben beschriebenen beispielhaften
Ausführungsbeispiele
beschränkt
werden, sondern sollen nur gemäß den folgenden
Ansprüchen
definiert werden.
