CN1188962C - 用于无线通信系统多普勒校正的装置 - Google Patents

Abstract

用于无线通信系统中多普勒校正的装置(100)，包括第一频率综合器(402A)，用于产生载波信号(201)，该载波信号以响应于第一级输入的速率振荡；计数器(404)，耦合到第一输入(424)，用于产生多普勒补偿信号(426)；计数器(404)，有一个时钟输入；以及第二频率综合器(401B)，耦合到时钟输入，用于产生时钟信号(420)，该时钟信号以响应于速率输入(422)的速率振荡。按照某一预定顺序随时间调节速率输入(422)，因此，多普勒补偿信号(426)补偿例如在卫星通信系统中地对星通信所经受的多普勒效应。

Description

用于无线通信系统多普勒校正的装置

技术领域

本发明通常涉及无线通信，尤其是涉及在相互作相对运动的发送和接收站之间进行传送的通信信号的校正，以补偿多普勒效应。

背景技术

现在，无线通信系统用于各种目的，稍加列举，包括本地的和全球的电话通信、电视广播，地面定位。所有这些通信系统的一个组成部分是发送站和接收站间的关系，具体地说，是两个站之间的相对速度。其中的一个实例是在地对星通信领域中。依靠该特殊系统，卫星可以与各种陆基站通信，从设计成能处理大业务量的固定地面站，到由个人用户携带的无线电话。卫星也可与不同轨道面的和/或不同方向的运动的其他卫星通信。已发现另一类型的其他实例可包括与高速飞行器或高速火车的通信，以及高速飞行器之间或高速火画之间的通信，例如在欧洲和日本就有此实例。

这种通信系统的设计者们，必须经常对与通信中的接收站作相对运动的发送站的多普勒效应进行补偿。多普勒效应是由基督教徒Johann Doppler多普勒发现，并于1842年首次陈述了原理。当波源移向或移离观察者时，多普勒效应是发射波频率的视在变化。仅为运动的径向(接近或后退)分量产生这种现象。如果波源接近观察者，视在频率增加，而视在波长缩短。如果波源远离观察者，则视在频率减小，而视在波长增长。如果有几个观测者，每个以相对于EM场源的不同速度作径向运动，每个观测者都会察觉到由EM场源产生的唯一波长和频率。

由观测者察觉到的频率按下述测定。将电磁场(EM)传播速度用c表示，单位是米每秒(m/s)，而相对源(例如陆基站)的观察者(例如卫星)的(径向)速度分量以v表示，单位也是米每秒(m/s)，此外，将EM波的视在(观测的)频率以f_app表示，单位是赫芝(Hz)，以及，实际频率以f表示，单位也是赫芝(Hz)。那么：

f_app＝f(1±v/c)

在自由空间中，c值约为300000000m/s。如果发送器和接收器相互作相向运动(相对地)，相对的间距在减小，而公式中的速度分量是负的。相反地，如果发送器和接收器相互作相离运动(相对地)，相对的间距在增加，而公式中的速度分量是正的。

对于直到约10％光速的速度，上述公式是相当有效的。对于更高速度，会发生相对论性的时间膨胀，独立地减小多普勒效应的频率，并增长多普勒效应的波长。

在速度和频率乘积足够大以致明显地影响到带宽的应用中，多普勒效应是很重要的。在两颗低地球轨道(LEO)卫星系统的情况中，对上行链路信号(即信号从基站发送到卫星)，其频率范围是在1-2GHz内，而对于下行链路信号(即信号从卫星发送到基站)，其频率范围在5-6GHz内。LEO卫星通常互相和对地球表面点作相对的均速运动。这将使收到信号的频率和波长产生变化。在通信卫星系统，多普勒效应不是一个因素，除非终端用户(移动收发器)以高速运动，例如在高速火车或高速飞行器上时。

多普勒效应能对卫星通信有各种影响，部分地取决于系统中所使用的信号类型。例如，对应用载波的那些地对星的通信信号，多普勒将引起载波频率的明显漂移。这种效应称为“频率多普勒”。对于应用扩展编码的那些信号，例如码分多址(CDMA)信号，多普勒效应也引起扩展编码周期的明显漂移。这种效应称为“编码多普勒”。虽然频率多普勒和编码多普勒是相同的多普勒效应的两种表现，但在CDMA基的卫星通信系统中的影响方面，其含义是十分不同的。

因此，需要改进装置，以补偿无线通信系统间的多普勒效应。尤其在卫星通信系统中，这种需要是强烈的。

发明内容

简述之，本发明涉及用于无线通信系统中多普勒校正的一种装置，它包括：第一频率综合器产生载波信号，该信号以响应于第一输入的速率振荡；一个计数器，耦合到第一输入，用于产生多普勒补偿信号，该计数器有一时钟输入；及第二频率综合器，耦合到时钟输入，用于产生时钟信号，该时钟信号以响应于速率输入的速率振荡；其中按照某一预定顺序随时间调节该速率输入，因此，多普勒补偿信号补偿例如，在卫星通信系统中地对星通信经受的多普勒效应。

本发明还涉及一种用于无线通信系统中第一和第二收发器间的频率校正传输系统，以将多普勒频率效应减少到最少，该系统包括：第一收发器中的载波发生装置，用于产生载波信号，该信号以响应于第一输入的速率振荡；多普勒补偿装置，耦合到所述载波发生装置，用于产生多普勒补偿信号；及时钟发生装置，耦合到所述多普勒补偿装置的时钟输入端，用于产生时钟信号，该时钟信号以响应于某一预定速率的速率振荡；及速率输入装置，耦合到所述时钟发生装置，并按照某一预定顺序随时间调节，因此，所述多普勒补偿信号补偿所述多普勒效应。

本发明还涉及一种用于无线通信系统中多普勒效应的频率校正方法，包括：产生载波信号，该信号以响应于多普勒补偿信号的速率振荡；产生多普勒补偿信号，该信号响应于时钟信号和第一输入；产生时钟信号，该信号以响应于速率输入的速率振荡；及按照某一预定顺序随时间调节所述速率输入，因此，所述多普勒补偿信号补偿所述多普勒效应。

本发明的一个优点是校正地对星(或星对地)，及其他类型的传输，以补偿多普勒效应。因此，例如在CDMA系统中，所接收信号的载波视在频率和编码率是系统所希望的正确频率。

本发明的另一优点是，在较佳实施例中用简单而经济的装置实现多普勒校正。速率输入控制多普勒补偿信号，当直接与更新多普勒补偿信号比较时，偶尔需要更新。

附图说明

在下面参考附图，详细描述本发明更多的特征和优点，以及本发明各种实施例的结构和工作原理。在附图中，相同的参考数字一般表示相同的，功能相似的，和/或结构相似的元件。用相应参考数字最左位表示该元件首次出现的附图。

图1描述本发明使用于其中的卫星通信环境；

图2描述按照本发明的发射器，包含耦合到调制器和天线的预校正模块；

图3A描述移动卫星接收的地对星信号发射的多普勒频率偏差，和补偿多普勒效应的理想多普勒补偿信号；

图3B描述一个按照本发明一个较佳实施例产生的多普勒补偿信号的例子；

图4较详细地描述预校正模块和调制器；

图5描述含有单个信号振荡器和两个频率倍增器的预校正模块的一个实施例；

图6示出多普勒频移对正在上方通过的卫星以传输时间的载波传输频率为5.125GHz的信号影响对飞行时间的关系；

图7示出用于多普勒频率预校正的频率和相位累加器；以及

图8示出定时预校范围累加器；

具体实施方式

环境概述

简而言之，本发明涉及用于无线通信系统中多普勒校正的装置。本发明包括第一频率综合器，用于产生一个载波信号，以响应于第一输入速率振荡；一个计数器，耦合到第一输入，用于产生多普勒补偿信号，该计数器有一个时钟输入；以及第二频率综合器，耦合到时钟输入，用于产生一个时钟信号，该信号按响应于速率输入的速率振荡。按照某一预定顺序随时调节速率输入，所以，多普勒补偿信号能补偿当发射和接收站相互运动时所受的多普勒影响。

一种受多普勒影响的无线通信系统的示例是卫星通信系统。下面将按地对星对地通信系统来描述。然而，很显然，对于熟悉相关技术的人员来说，本发明同样地可应用于陆基通信系统，或星对星的通信系统，在这些系统中，多普勒可能影响到无线信号的接收。特别在卫星通信系统中，信号是从陆基网关(基站)发送到卫星，和从卫星发送到用户终端。通常，用户终端(或UTs)有三种类型：便携式(手提式)，流动式(车载式)，或固定式。发送到或到达每种类型UT的信号易受多普勒影响。在示例系统中，卫星基本上起转播作用(或“弯管)，以转播由网关发送到UT或从UT发送到网关的信号。通常为了将UT的费用和复杂性减少到最低，在UT没有校正功能。从网关经卫星发送到UT的上行链路信号是在网关进行预校正，并在卫星进行后校正。具体而言，网关调制器(GMOD)预校正上行链路信号，以致在卫星上呈现的从网关发送的载波频率不受由于卫星和网关的相对移动引起的多普勒频移的影响。熟悉相关技术的人员将明白，本发明可应用于信号的预校正和后校正的两种或其中一种中。为了方便起见，下面将按预校正描述。

图1描述本发明使用的卫星通信环境100，陆基站104将地对星信号106发送给地球轨道上的卫星102。卫星按轨道速度v’和相对于陆基站104的径向速度v(t)运动。由于卫星102和陆基站104间的相对运动，信号106经受多普勒效应。多普勒效应表现为由卫星102收到信号的视在漂移，包括，但不限于，频率多普勒效应和编码多普勒效应。

卫星102表示用于发送通信或信息信号的任何卫星。例如，卫星102可发送和接收电视信号，移动电话信号，或地球定位(geo-location)信号。技术熟练人员将认识到卫星的应用领域很广阔。通常只有那些不在地球静止轨道上的卫星(例如LEO卫星)经受相对于地球表面上各点的多普勒效应。

相似地，陆基站104可表示任何具有地对星通信能力的装置。例如，陆基站104可以是设计成能处理大量地对星信号业务量的网关(或基站)，可以是地球定位装置，例如GPS接收机，或移动的或便携的无线卫星电话。

地对星信号106表示适合于系统中特殊卫星102和陆基站104的信号传输。信号106经受由卫星102和陆基站104间的相对运动引起的多普勒效应。例如信号106可以是电视广播，GPS信号，或移动电话呼叫。

发明概述

图2描述按照本发明的发送器200，包括预校正模块202，调制器204和天线206。发送器206最好由陆基站104实现，用于预校正地对星的发送。然而，技术熟练人员将认识到，发送器200也能由卫星102实现，用于预校正星对地的发送。

预校正模块202产生预校正载波信号210。调制器204用预校正载波信号210和数据信号212产生预校正发送信号214，然后经天线206发送该信号。下面将详细描述预校正模块202和调制器204。

地对星传输的多普勒效应

图3A描述一个地对星传输上由多普勒效应引起的频率偏移302的例子。X轴表示时间，而Y轴表示由多普勒效应引起的频率偏移，Y轴上的0频率偏移表示由陆基站104发送的频率存在一个信号。技术熟练人员将认识到这种频率偏移不同于特殊信号106。例如，CDMA信号将受频率多普勒和编码多普勒效应两者的影响。

在该例子中，卫星102在t₀时刻接近陆基站104。由于卫星102朝陆基站104运动，卫星102收到信号的视在频率高于发送频率。由一正频率偏移表示。当卫星102移动更接近陆基站104时，相对的径向运动将减少，如同由运动引起的多普勒效应一样。当卫星102在时刻t₁移到陆基站104正上方时，信号106的径向分量为0。因此，信号106在时刻t₁如未受多普勒效应，如同0频率偏移所指。当卫星102通过陆基站上空，并开始远离陆基站104时，信号106开始经受负的多普勒频移，如在时刻t₂由一个负频率偏移所指。显然，在该多普勒效应随时间产生非线性的频率偏移。

图3A还描述一个理想的多普勒补偿信号304，如果在陆基站104发送之前，将该补偿信号施加到信号106，将补偿由频率偏移302表示的多普勒频移。这儿称作为多普勒预校正。例如，在时刻t₀时，通过理想补偿信号304给出的频率下漂移预先校正信号106。这种预校正消除了由多普勒效应引起的正频率偏移。所以，卫星102上呈现的信号106具有标称的频率。相似地，在时刻t₂，通过理想补偿信号304给出的频率上漂移校正信号106，消除了负的多普勒频率偏移。

带有多普勒预校正的发送器

按照本发明的较佳实施，图4较详细地描述发送器200。预校正模块202包括第一频率综合器402A，第二频率综合器402B，和计数器404。调制器204包括分频器406，数据编码器408，和混频器410。

频率综合器402A产生预校正载波信号210，该载波信号210的频率由多普勒补偿信号426确定。预校正载波信号210的频率居中于通信系统的标称载波频率，并由多普勒补偿信号426确定的量进行偏置。例如，标称载波频率应当为5GHz，带有多普勒补偿信号，其变化范围在-1KHz和+1KHz之间，结果预校正载波信号210具有5GHz±1KHz的载波频率。那些技术熟练人员将认识到，可用任何一种可调的频率综合器按已知的相关技术实现频率综合器402A。特殊频率综合器的选择部分地取决于感兴趣的特殊频率范围和其他约束，例如可用空间和经费等的。

计数器404较佳地表示一个已知相关技术的数字计数器。计数器404产生N比特的输出(多普勒补偿信号426)，该输出从初始值424开始，并以时钟信号420确定的速率进行计数。此外，该特殊数字计数器的选择将部分地取决于计数器的工作频率和其他约束，例如可用空间和费用等。

计数器的时钟信号由第二频率综合器402B提供，该综合器的工作情况多少类似于频率综合器402A。时钟信号420的频率由速率输入422设置。速率输入422随时间变化，并较好地通过某一预定序列值进行表征，如下所述。

图3B描述一个由计数器404和频率综合器402B协同工作产生多普勒补偿信号426的例子。多普勒补偿信号426理论上接近理想的补偿信号304。然而，将要求相对复杂的硬件，以产生与理想信号完全相匹配的多普勒补偿信号。例如，将理想补偿信号304的值储存在存储器中，并随时间提供给频率综合器402A，而不是用计数器404。这种处理过程要求存储器具有高速传递数据的能力，以达到高分辨率。

在本发明一个较佳实施例中，计数器404的时钟频率随速度输入422变化，以产生多普勒补偿信号426。时钟信号420的频率确定计数器404的速率，计数器404以该速率增加它的N比特输出(多普勒补偿信号426)。假定计数器的增量按该值保持不变，计数器增量的速率变化影响多普勒补偿信号426斜率的变化，在图3B中如斜率306所描述。时钟信号420频率的增加引起多普勒补偿信号426斜率的增加，反之亦然，降低时钟频率，引起多普勒补偿信号426斜率的减小。当速率输入值422改变时，斜率也改变。这说明多普勒补偿信号426的分段特征如图3B所示。曲线上所示的每点相应于给频率综合器402B提供一个新速率输入值422的时刻。

对于图3B所示的例子，通过将初始值424设置成等于该信号满足Y轴的点值，以较佳地产生多普勒补偿信号426，并将速率输入422设置成能产生所需的斜率。若干时间后，更新速率输入422，以产生图3B所示第二段的斜率。用这种方式，能够控制多普勒信号426的斜率以尽可能地匹配特殊系统的需要或所希望的理想补偿信号304的形状。

那些技术熟练人员将认识到，可改变各种参数以达到一个接近理想的较佳或较差(better or worse)值。例如，增加更新速率输入值422的频率将增加多普勒补偿信号的颗粒数(granularity)，并允许更匹配于理想值。增加时钟增量的速率(具有相同的比例因子，以保证维持合适的形状)也提供更多颗粒的近似。虽然，图3B描述了速率输入值422的某一周期性更新速率，这并不是所需的。在一个替代实施例中，速率输入422是非周期性的，在多普勒补偿信号426的快速变化期间，速率输入更新更快，而在补偿信号变化缓慢时，速率输入更新就较慢。那些技术熟练人员将认识到，通过改变速率输入422的更新速率和时钟信号420的频率，能够获得其他改善。

图5描述预校正模块202和频率综合器402A和402B的一种较佳实施。这儿，单个频率综合器502和频率倍增器504A和504B代替了频率综合器402A和402B。该实施参考图4按上述的相同方式工作。综合器502输出一个信号510，提供作为每个频率倍增器的输入。然后，频率倍增器提供合适的信号210和420。存储器506用于提供速率输入422所希望的序列值和初始值424。

返回到图4，调制器204的示范实施例也描述了CDMA调制配置。如上所述，施加于CDMA信号的多普勒效应既导致频率多普勒效应，又导致编码多普勒效应。为了提供合适的预校正，由于均受多普勒效应的影响，必须补偿载波频率和编码速率。图4描述的实施例假设编码速率是载波频率的倍数，在实际上经常是这种情况。如所述的，将预校正载波信号210输入到分频器406，由该分频器执行从载波频率到编码速率的必要转换，形成编码时钟信号428。数据编码器408用编码时钟信号428调制数据信号212，产生编码数据信号430。混频器410通过预校正载波信号210将编码数据信号430调制形成预校正发送信号214。注意，对于载波频率不是编码速率的倍数情况，能够用第二预校正调制独立产生一个预校正编码时钟信号。

那些技术熟练的人员将认识到，依靠特殊调制配置，调制解调器204能采用多种格式。此外，不同的调制类型将从多普勒效应中显示出各种影响，频率多普勒和编码多普勒效应是最普遍的。

本说明的下面部分描述用于提供网关调制器(GMOD)电路或元件的方法或算法，通常按专用集成电路(ASICs)的形式实现，具有由网关调制器(GMOD)所需的定期更新多普勒信息，以预校正频率和编码多普勒效应的上行链路传输。所说明的也是网关调制器的数字电路，该数字电路处理多普勒信息的定期更新和这种数字处理的定点效应。

本介绍中的一种基本考虑是，多普勒效应变化得太快以致网关控制器(GC)不能与每个调制器卡(MC)进行实时通信，在调制器卡上有一串调制器(GMOD)(在本例中有八个)。是网关控制器(GC)而不是调制卡(MC)提供多普勒信息的定期更新。调制器卡(MC)将这种信息转播给每个网关控制器(GMOD)。然后，网关控制器计算两个定期更新间所需的多普勒信息。

GMOD预校正上行链路信号，以致在卫星上显现的从网关发送的载波频率并未受到由卫星和网关的相对运动引起的多普勒频移的影响。该预校正是由数字领域中I和Q的采样流的复杂旋转形起的。作为时间函数的多普勒频移如图6所示。该图示出卫星通过正上空和网关发送5.125GHz载波频率的结果。

当卫星通过正上空时发生多普勒频移的最大变化速率，而且该变化速率约为载波频率的0.1ppm/s(0.1×10^-6/s)，或者当载波频率为5.125GHz时，该变化速率约为512.5Hz/s。由GC计算多普勒频移，并将该信息实时发送到每个MC是不实际的。是GC而不是MC按周期原则提供多普勒信息(例如，每秒一次，或其他所需的周期)。MC将这种信息转播给GMOD。由GMOD用硬件执行实时的多普勒计算。

由GC给MC提供的多普勒信息是按周期间隔的旋转频率和旋转频率变化的时间速率。然而实际上，在初始频率于第一时间间隔的起始点提供给每个GMOD后，在后来的间隔的起始点将只用频率的变化率。该复合旋转频率f_r，是频率和补偿多普勒频移所需频率的和，见下列关系式：

$f_r=f_{\mathrm{chan}}-f_c\left(\frac{v\left(t\right)/c}{1-v\left(t\right)/c}\right),$

其中，f_chan＝微小信道化频率，

      f_c＝所希望的载波频率，

      v(t)＝卫星对网关的相对速度，及

      c＝光速。

因为v(t)/c值很小，上述公式中第二项的分母可以近似为1(但在实际计算中不能近似)。这样，多普勒校正几乎等于多普勒频移。如果不是发生在紧随着GMOD的模拟上变频器中频谱翻转的话，就应当几乎等于负的多普勒频移。

图7示出用于多普勒频率预校正的频率和相位累加器。所示的比特长度是有代表性的。将根据频率差选择实际值。该频率差是由定点效应引进的。频率累加是在电路的下半部分实现。在第一个1秒(1-s)间隔的起始点初始化频率装入相位增量寄存器(PIR_o)702。为了增加该频率值的分辨率，初始频率的小数比特位装入Δ_PIR寄存器704。初始的频率变化率装入δ_PIR寄存器706。用求和元件或加法器712将寄存器702的值和寄存器704值(在第一时间步骤，整数位都是0)的最高有效整数位(MSBs)相加以形成相位增量寄存器(PIR)708中的频率值。在每个相位累加时钟周期，用求和元件或加法器714通过加上寄存器708中的相位增量确定相位累加寄存器(PAR)710中的值。然后，寄存器710值的最高有效位(MSBs)变成由CORDIC(未示出)能用的相位值，以旋转输入I和Q通道。CORDIC是一台坐标旋转数字计算机。它基本上是一种用于计算正弦和余弦的算法。该算法基于数字硬件能执行的简单和有效的一种方法。只有寄存器710的最高有效位用于减少CORDIC中所需的硬件数量。最高有效位数确定CORDIC输出的相位调制器(PM)的级别。

在每个频率累加时钟周期，第1个1秒(1-s)间隔期间，用求和元件或加法器716，通过加上装入寄存器706的值来增加或减少寄存器704的值。相位累加的时钟速率(图7中的9.8304MHz)和频率累加(1.2288MHz)不必相等。以频率累加时钟速率，通过寄存器702值和寄存器704的最高有效位(加法器712的输出)的相加确定寄存器708的新值。

在第一间隔δt末，寄存器708的值储存在寄存器702中，寄存器704的整数位(MSBs)设成0，而寄存器704中的小数值为扩展的符号。换句话说，留下的小数值应具有与移去整数值前的数值相同的符号。从MC中装入寄存器706的新值。因此，只有紧随第一间隔的频率和相位累加器通常所需的附加信息是要装入寄存器706的值，该值与卫星的加速度成正比。

按照定点效应的考虑选择寄存器的大小和频率和相位累加时钟速率。如果相位累加器的时钟速率表示为f_{p_clk}，而假设为N比特的相位累加器寄存器，复合旋转的频率分辨率Δf给出为：

$\mathrm{\Δf}=\frac{f_{p\_\mathrm{clk}}}{2^N}$

例如f_{p_clk}＝9.8304MHz和N＝24时，获得Δf＝0.5859Hz的频率分辨率。虽然亚赫芝(sub-Hz)的频率分辨率相当小，但假定所希望的频率在1秒间隔内是恒定的，并且精确地定位在两个量化频率值之间。在Δt间隔后，由于所希望的和量化频率差别引起总积分相位误差Φ_err，以弧度为单位，由下列关系式给出：

${\mathrm{\φ}}_{\mathrm{err}}=2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{\Δf}}{2}\mathrm{\Δt}$

使用上述假定值，用Δt＝2秒得出Φ_err＝211°。对于多普勒计数技术，这种相位误差的级别(level)是难以接受的(由于卫星上的定点效应，从频率误差引起的总积分相位差应当约低于10°)，该相位差估计无线装置振荡器(例如电话发送器中晶体振荡器(TCXO))的偏差和线性漂移。卫星的上行链路载波频率的偏差和性线漂移将与为电话TCXO频率误差得到的值结合在一起。然而，如果网关经多通道发送给相同的电话，在逐通道间(on channel-by-channel basis)由定点效应产生的频率误差(例如频率量化)是不同的。

GMOD预校正上行链路信号，以致在卫星呈现的从网关传输的编码时序好象不受卫星和网关相对运动的影响。该运动导致途径延迟的改变，该延迟导致编码定时时间速率的变化，简称为编码多普勒。

在整个时间间隔δt(为了方便，选择和频率更新间隔具有相同的周期)内通过求相对的卫星对网关速度的积分来预校正时间，并且超前或迟后GMOD电路处理元件，逻辑，或ASICs的定时为PN芯片周期的八分之一(在上述例子中为101.73ns)，无论何时，卫星相对于网关范围增加或减少等于八分之一PN芯片(对于所用的芯片速率)时间乘以光速的数量，即，(101.73ns)(0.29979m/sn)＝30.496m。(该卫星位置误差是由地面操作命令中心或其他中央命令或信息源提供的轨道天文历表误差引起的。该卫星位置误差及时缓慢变化，并在卫星速度计算上将有小量的影响)。

尽管编码多普勒导致20ppm编码时间变化的时间速率，而频率多普勒也导致20ppm的频率漂移，时间的预校正比频率预校正更加粗劣离散。时间预校正的量化可导致1/16PN芯片的最大时间误差(这儿为50.86ns)。这种误差影响到依靠来回延迟(RTD)测量的移动位置测定。这些方法不要求用与频率预校正同样精细的相对步长来预校正定时。这儿基于多普勒计数的移动位置测定(MPD)的机械误差是精密度要求的初级驱动器。

距离累加器比上述的频率和相位累加器简单些。该累加器在整个时间间隔δt内对速度常数值求积分，以获得模为30.496m的距离，或1/8PN芯片周期，以时间为单位表示。这类似于相位累加寄存器，其积分频率的模为2π弧度。距离累加器的逻辑检测距离寄存器中的一次翻转。当速度符号决定GMOD是否应当超前或迟后时，一次翻转表示需要1次时间校正。

大小为P的距离寄存器802初次装入终端值2^P-1的二分之一。当积分的距离的变化(以时间单位测量)大于1/16PN芯片时(由翻转检测逻辑804检测)，寄存器发生翻转。在第一次时间校正后，在导至定时错前检测到一次翻转之前，其距离必须改变1/8PN芯片。累加器806在整个时间间隔δt内求速度恒定值的积分，以获得模为1/8PN周期的距离。用求和元件或加法器808将该值加到该距离上。无线装置中的分离多径接收机指状元件的时间跟踪环路不能跟踪时间上瞬时跳变。这将导致定时误差，减少“准时”采样的能量并增加内部芯片干扰。

距离的分辨率Δr由下列关系式给出：

$\mathrm{\Δr}=\frac{c\·(1/8\mathrm{PNchip})}{2^P}\≅\frac{30.496m}{2^p}$

例如，距离寄存器(RR)802大小P＝18，就能获得0.1mm的距离分辨率。尽管它影响到精度，这种分辨率级别似乎是过分的，用该分辨率，逐个时间间隔地跟踪该距离。如果距离累加器以f_{r_clk}速率运行，那末在整个间隔内，范围中最小的非零变化为：

                       δt·f_{r_clk}·Δr

用δt＝1秒和f_{r_clk}＝1.2288/32MHz导致相当于15ns途径延迟变化的最小距离变化4.5m。即使对于小的(几毫米)距离分辨率Δr，该最小距离变化可以变成相当大变化。

结论

上面描述本发明的各种实施例时，应当懂得，仅通过举例的方法描述了实施例，不应当限止于此。因而，本发明的广度和范围不应当受上述示范实施例的限止，而仅应当按照下列的权利要求和他们等效的要求定义。

Claims (5)

1.一种无线通信系统中频率校正的装置，其特征在于，该系统间的传输经受多普勒效应，所述装置包括：

第一频率综合器，用于产生载波信号，该信号以响应于第一输入的速率振荡；

一个计数器，耦合到所述第一输入，用于产生多普勒补偿信号，所述计数器有一时钟输入；及

第二频率综合器，耦合到所述时钟输入，用于产生时钟信号，该信号以响应于速率输入的速率振荡；

其中按照某一预定顺序随着时间调节所述速率输入，因此，所述多普勒补偿信号补偿所述多普勒效应。

2.按照权利要求1的装置，其特征在于，无线通信系统包括一种卫星通信系统，该卫星通信系统含有地基网关，一颗卫星，和一个用户终端；并且所述频率校正装置位于所述的地基网关。

3.一种用于无线通信系统中第一和第二收发器间的频率校正传输系统，以将多普勒频率效应减少到最少，其特征在于，该系统包括：

第一收发器中的载波发生装置，用于产生载波信号，该信号以响应于第一输入的速率振荡；

多普勒补偿装置，耦合到所述载波发生装置，用于产生多普勒补偿信号；及

时钟发生装置，耦合到所述多普勒补偿装置的时钟输入端，用于产生时钟信号，该时钟信号以响应于某一预定速率的速率振荡；及

速率输入装置，耦合到所述时钟发生装置，并按照某一预定顺序随时间调节，因此，所述多普勒补偿信号补偿所述多普勒效应。

4.按照权利要求3的系统，其特征在于，该无线通信系统包括一种卫星通信系统，包含一台并有第一收发器的地基网关，一颗并有第二收发器的卫星，和一个用户终端。

5.一种用于无线通信系统中多普勒效应的频率校正方法，其特征在于，包括：

产生载波信号，该信号以响应于多普勒补偿信号的速率振荡；

产生多普勒补偿信号，该信号响应于时钟信号；

产生时钟信号，该信号以响应于速率输入的速率振荡；及

按照某一预定顺序随时间调节所述速率输入，因此，所述多普勒补偿信号补偿所述多普勒效应。

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