DE60033797T2

DE60033797T2 - Digitale phasenempfindliche gleichrichtung von wandlersignalen

Info

Publication number: DE60033797T2
Application number: DE60033797T
Authority: DE
Inventors: Jarl Sobel
Original assignee: ABB AB
Current assignee: ABB AB
Priority date: 1999-04-01
Filing date: 2000-03-24
Publication date: 2007-11-15
Anticipated expiration: 2020-03-25
Also published as: EP1173738A1; SE513954C2; WO2000060326A1; ES2282099T3; DE60033797D1; ATE356345T1; JP4454866B2; SE9901199L; AU3993300A; EP1173738B1; US6285719B1; SE9901199D0; JP2002541692A

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und ein System für eine verbesserte Verarbeitung von Messsignalen eines Abtast-Messwandlers, insbesondere zur Anwendung bei ein AC-Erregersignal verwendenden Abtast-Messwandlern, das durch den Sensor moduliert wird.
HINTERGRUND
Die Demodulation eines amplituden-modulierten Sensorsignals zum Beispiel eines Messwandlers wie einem Pressductor^© oder einem LVDT (Linear Variabler Differentialtransformator) wird normalerweise mittels analoger Techniken umgesetzt und durch phasensensitive Gleichrichtung implementiert, gefolgt von Herausfiltern der niedrigen Frequenzanteile. Das Herausfiltern niedriger Frequenzanteile ist nötig, um Frequenzkomponenten höherer Ordnung (bei der Erregerfrequenz und um deren Obertöne) zu entfernen, die über die phasensensitive Gleichrichtung eingeführt werden. Heute besteht bei den meisten Anwendungen ein Erfordernis, dass die Signalverarbeitung einen digitalen Signalausgang liefert und fähig ist, mit einem übergeordneten Prozessrechner zu kommunizieren. In vielen Fällen ist der Sensor Teil eines Regelungssystems.
Solch ein Regelungssystem wird normalerweise geschaffen, indem ein Mikroprozessor in den elektronischen Messwandlerschaltkreis einbezogen wird. Statt der Verwendung herkömmlicher analoger Demodulation entstehen viele Vorteile, indem auch digitale Techniken in diesem Verarbeitungsstadium einbezogen werden. Die elektronische Anordnung wird zum Beispiel weniger Komponenten beinhalten, einfacher zu miniaturisieren und daher günstiger in der Herstellung sein. Außerdem kann dieselbe Hardware für mehrere Erregerfrequenzen verwendet werden, da die notwendige Herausfilterung der niedrigen Frequenzanteile dann mittels Softwaresteuerung erfolgt.
Die triviale Ausführung der analogen Lösung mittels digitaler Techniken nach dem Stand der Technik besteht aus Abtasten des Messwandlersignals mit einer hohen Abtastfrequenz, Gleichrichtung des Signals in einer phasensensitiven Art und sodann Herausfiltern der niedrigen Frequenzanteile durch Verwendung eines digitalen Filters. Aufgrund der hohen Abtastfrequenz bedarf diese Methode zunächst einmal einer hohen Berechnungskapazität, die mit einem schnellen digitalen Signalprozessor (DSP) implementiert werden muss.
Eine phasensensitive Gleichrichtung der zu messenden periodischen Größe wird normalerweise realisiert, indem ein phasenstarres Abtasten der periodischen Größe verwendet wird. Ein Beispiel einer solchen Abtastlösung wird beispielsweise in US Patent Nr. 4,646,004 des Abtretungsempfängers der vorliegenden Erfindung offenbart.
Ein anderes US Patent Nr. 5,055,843 offenbart einen Sigma-Delta-Modulator mit verteilter Vorfilterung und Rückkopplung. Ein zusätzlich verwendeter Filter ermöglicht die Steuerung des Quantisierungsrauschen-Übertragungsfunktionsprofils unabhängig von der Vorwärtszeichentransferfunktion. Jedoch ist diese technische Lösung mit einem sehr komplizierten Schaltkreis zur Reduzierung des Quantisierungsrauschens verbunden und löst praktisch dennoch nicht die oben beschriebenen Probleme.
Folglich besteht immer noch ein Ruf nach Vereinfachung der Verarbeitung von Sensorsignalen von AC-betriebenen Messwandlern, um einen einfachen und kostengünstigen Aufbau sicherzustellen sowie eine verlässliche Funktion zu bieten, die eine hohe Messwertauflösung ermöglicht. Eine Technik, die ein verbessertes Verfahren berücksichtigt, wie dies unten beschrieben wird, bietet eine neue erfinderische Lösung des Problems.
ZUSAMMENFASSUNG
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung zur phasensensitiven Gleichrichtung des Sensorsignals unter Verwendung eines Verfahrens, das eine sehr moderate Berechnungskapazität erfordert, um dadurch die Anwendung von ordinären Mikroprozessoren zu vereinfachen. Zudem ermöglicht es das Verfahren, das Verhalten älterer analoger Signalverarbeitungssysteme zu emulieren, die somit ersetzt werden können, ohne dass es eines Ersetzens oder Neueinstellens des Sensors bedarf. Das vorliegende Verfahren und System verwertet die Tatsache, dass das Abtasten abgestimmt ist auf die Erregerfrequenz, f, des Sensors und die phasensensitive Gleichrichtung erhalten wird, indem das Sensorsignal zunächst bei einer hohen Abtastfrequenz, nf, abgetastet wird. Das Signal, das durch einen A/D-Umwandler abgetastet wird, der durch die Abtastfrequenz nf gesteuert wird, wird sodann über eine halbe Periodendauer der Erregersignalfrequenz ermittelt, wobei der Ausgangspunkt des Ermittelns durch ein Synchronisierungssignal entsprechend der Kommutierungszeit gewählt wird. Dies entspricht dem Filtern des abgetasteten Signals durch einen Dezimierungsfilter mit Kerbungen sogar bei vielfachen der Erregerfrequenz. Die Gleichrichtung kann sodann mit einer Nummernsequenz erfolgen, die durch eine optimale Abtastfrequenz 2·f (doppelte Erregerfrequenz) abgetastet wird, anstelle der Abtastfrequenz n·f, die verwendet wird, um eine hohe Auflösung zu erhalten. Sodann wird die Ausgabe mittels eines digitalen Filters weiter gefiltert, um eine gewünschte Ausgangsspannungs-Frequenzantwort zu erhalten. Der Signalausgang wird zur weiteren Verarbeitung leicht verfügbar sein. Jedoch bietet der Ausgang immer noch hochauflösende Messungen, obwohl es zur weiteren Bearbeitung nur mittelmäßig schneller Mikroprozessorkapazität sowie niedrigauflösender A/D-Umwandler bedarf.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung wird das Mittel des dezimierten Signals vor der phasensensitven Gleichrichtung durch ein geeignetes Mittelungsverfahren berechnet. Dieses Mittelungsverfahren kann eine Art von digitaler Herausfilterung der niedrigen Frequenzanteile beinhalten, mit einer Langzeitkonstanten entsprechend der Zeitkonstanten von Veränderungen in einer Offsetspannung. Das Mit tel ist das subtrahierte des dezimierten Signals, um die Einwirkung eines möglichen Offsets zu eliminieren.
Gemäß noch einer weiteren Ausführungsform verwendet das Verfahren einen digitalen Notch-Filter, der nach der Gleichrichtung auf das dezimierte Signal angewandt wird. Da das Brummen aufgrund von demodulierten DC-Offsets genau bei der Erregerfrequenz auftritt, eliminiert ein laufender Mittelwert von zwei Werten den Offset vollständig.
Das Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung ist in dem unabhängigen Anspruch 1 und den abhängigen Ansprüchen 2-10 dargelegt. Zudem wird ein System gemäß der vorliegenden Erfindung in dem unabhängigen Anspruch 11 dargelegt und weitere Ausführungsformen des Systems werden in den abhängigen Ansprüchen 12-20 dargelegt.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die Erfindung, zusammen mit weiteren Aufgaben und Vorteilen dieser, kann am besten durch Bezugnahme auf die folgende Beschreibung im Zusammenhang mit den begleitenden Zeichnungen nachvollzogen werden, worin:
1 eine Hauptausführungsform einer Signalbearbeitung einschließlich einer analogen phasensensitiven Gleichrichtung nach dem Stand der Technik veranschaulicht, zur Verwendung mit einem durch ein AC-Signal gesteuerten Messwandler;
2 eine Ausführungsform eines verbesserten Signalbearbeitungssystems für einen durch ein AC-Signal gesteuerten Messwandler darstellt;
3 das Prinzip einer weiteren Ausführungsform eines Systems gemäß der vorliegenden darstellt, das speziell derart aufgebaut ist, um das analoge System nach 1 zu emulieren.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
Die Vorteile der vorliegenden Erfindung lassen sich am besten erklären angesichts gewöhnlicher analoger Demodulation amplitudenmodulierter Messwandlersignale, welche es emuliert. Nach dem Stand der Technik erfolgt diese Demodulation durch phasensensitive Gleichrichtung gefolgt von einem Tiefpassfilter, der Frequenzkomponenten entfernt, die durch die Nichtlinearitäten in der Gleichrichtung erzeugt werden.
Bei gewöhnlicher (passiver) Gleichrichtung wird die Polarität des Eingangssignals an deren Nulldurchgängen verändert, d.h. normalerweise zweimal pro Zeitintervall. In der phasensensitiven Gleichrichtung wird die Polarität des Inputs zweimal pro Zeitintervall entsprechend irgendeines extern generierten Taktsignals geändert. Beispielsweise kann das Taktsignal von den Nulldurchgängen des Messwandlererregerstroms generiert werden. Somit entspricht eine phasensensitive Gleichrichtung einer Multiplikation des Sensorsignals mit einer Rechteckwelle, die dasselbe Zeitintervall wie das AC-Erregersignal des Messwandlers hat.
Wohlbekannt ist, dass eine Rechteckwelle der Normalwinkelfrequenz ω₀ in deren Frequenzkomponenten zerlegt werden kann gemäß
Misst ein Sensor mit einem amplitudenmodulierten Ausgangssignal konstante Bedingungen, wie feste Kraft, Drehmoment oder Abstand, weist das Ausgangssignal eine konstante Amplitude und Phase auf. Die Frequenz ist ebenfalls konstant und entspricht der Erregerfrequenz des Messwandlers.
Bei der Verwendung fundamentaler trigonometrischer Identitäten wie
und
zeigte sich, dass ein sinusförmiges Sensorsignal konstanter Frequenz, konstanter Amplitude und mit gleicher Phase, wie die Rechteckwelle, durch die phasensensitive Gleichrichtung umgewandelt wird in eine demodulierte DC-Komponente mit einem Wert 2/π mal diese konstante Amplitude und nichtlinear generierter Obertöne mit Frequenzen bei sogar Mehrfachen der Erregerfrequenz.
Um einen hohen Störabstand zu erreichen, muss das Brummen in dem Ausgangssignal wegen der nichtlinear generierten Obertöne abgeschwächt werden. Dies erfolgt normalerweise durch Verwendung eines Tiefpassfilters mit einer Grenzfrequenz weit unterhalb der Erregerfrequenz.
Das Frequenzverhalten des Sensors ist verglichen mit der Erregerfrequenz gewöhnlich sehr schnell. Somit wird das Frequenzverhalten des demodulierten Ausgangssignals des Messsystems bestimmt durch das Frequenzverhalten des Filters, der verwendet wird, um die nichtlinear generierten Obertöne zu eliminieren.
Bei jeder Messanwendung sollte das Ausgangssignal des Messsystems die Zeitabhängigkeit der gemessenen Größe mit einem Minimum an Verzerrung und Laufzeit wiedergeben. Hierzu wird bekanntermaßen eine lineare Phase des Frequenzverhaltens und eine hohe Grenzfrequenz benötigt, was in Konflikt steht mit dem Wunsch nach einem hohen Rauschabstandsverhältnis.
Zur Lösung dieses Konflikts wird manchmal ein Notch-Filter anstelle eines Tiefpassfilters verwendet. Ein Filter mit Notches an gleichmäßigen Vielfachen der Erregerfrequenz eliminiert die nichtlinear generierten Obertöne, jedoch kann sich herausstellen, dass er ein schnelles Frequenzverhalten und lineare Phase für niedere Frequenzen zeigt. Solch ein analoger Notch-Filter benötigt viele Komponenten, die zusätzlich individuell getrimmt sein müssen, um Notches akkurat bei den korrekten Frequenzen zu generieren. Das macht die Verwendung analoger Notch-Filter sehr kostspielig.
Andererseits weisen digitale Filter Eigenschaften auf, die nur durch ihre mathematischen Algorithmen bestimmt werden. Es ist wohlbekannt, dass ein Filter, der die Berechnung eines laufenden Mittelwertes von bei einer Zeitdauer T_S abgetasteten m Werten einbezieht, Notches bei Frequenzen aufweist, die festgelegt sind durch
wobei n eine ganze Zahl ist wie n = 1, 2, ...
Ist die Abtastfrequenz
und die Zahl m ist derart gewählt, dass die Erregerfrequenz f0 entspricht
dann wird ein einfacher laufender Mittelwert von m Werten Notches genau zu den benötigten Frequenzen generieren. Des Weiteren hat solch ein Filter das kürzestmögliche Impulsansprechverhalten (nur eine halbe Periode). Dieser Filter, der in der Terminologie der digitalen Signalverarbeitung klassifiziert ist als ein symmetrischer FIR-Filter, ist dafür bekannt eine lineare Phasenabhängigkeit zu zeigen.
Die obige Formel kann leicht interpretiert werden. Sie bedeutet, dass ein Signal eine gleichmäßige Anzahl von Malen (2m) in jeder Periode abgetastet werden kann, und dass die Filterung aus Berechnung von zum Beispiel einem laufenden Mittelwert einer Anzahl von Abtastungen entsprechend einer halben Periode besteht.
Es ist auch wohlbekannt, dass ein amplitudenmoduliertes Ausgangssignal nicht benutzt werden kann, um ein Messsignal mit einer höheren Frequenz darzustellen, als die Erregerfrequenz. Es wird daher angenommen, dass der Frequenzinhalt des Messsignals über der Erregerfrequenz unbedeutend ist.
Solch ein Signal kann ohne den Informationsverlust in abgetasteter Form dargestellt werden, wenn die Abtastfrequenz das Doppelte der Erregerfrequenz beträgt, was als das Nyquist-Kriterium bezeichnet wird. Folglich ist eine Abtastung pro halbes Zeitintervall des amplitudenmodulierten Ausgangssignals des Messwandlers alles, was benötigt wird.
Der oben erwähnte digitale Notch-Filter kann daher kombiniert werden mit einer Dezimierung der Abtastrate durch einen Faktor m ohne Informationsverlust. Dies ist in einem digitalen System höchst vorteilhaft. Alles, was nötig ist, ist eine nichtüberlappende Summation der Abtastungen entsprechend jeder Halbperiode.
Schließlich wird erkannt, dass, wenn der Ausgangspunkt der Summation gewählt wird als die erste Abtastung nach dem Nulldurchgang der Rechteckwelle impliziert durch die phasensensitive Gleichrichtung, die Abfolge der Gleichrichtung und Summation umgekehrt sein kann. Das ist ein wichtiger Unterschied zu aktuellen analogen Systemen. Somit kann die phasensensitive Gleichrichtung bei der dezimierten Abtastrate durchgeführt werden und besteht einfach darin, das Zeichen jedes zweiten Werts zu ändern. Es kann dargelegt werden, dass dieses Verfahren eine analoge phasensensitive Gleichrichtung emuliert, wobei die Polaritätsumkehr exakt in der Mitte zwischen den letzten und ersten Abtastungen zweier benachbarter Halbperioden erfolgt.
Eine Komplikation, die bei jeder praktischen Anwendung dieses Systems berücksichtigt werden muss, ist, dass die digitalen Werte, die von dem Ausgangssignal abgetastet wurden, ausnahmslos einen DC-Offset beinhalten werden. Dies kann aufgrund von Offset-Spannungen in analogen Signalkonditionierungsschaltungen erfolgen oder einfach aufgrund der Tatsache, dass das Signal abgetastet wird unter der Verwendung eines A/D-Wandlers mit einpoligem Input.
Wird ein DC-Signal in einer phasensensitiven Weise gleichgerichtet, führt dies zu nichtlinear generierten Obertönen bei ungeradzahligen Vielfachen der Erregerfrequenz. Bei Verwendung von analoger phasensensitiver Gleichrichtung wird das Brummen gewöhnlich von dem demodulierten Output durch eine sogar noch geringere Grenzfrequenz des Tiefpassfilters eliminiert oder, wenn Notch-Filterung benutzt wird, durch einen zusätzlichen Notch bei der Erregerfrequenz.
In dem digitalen System kann das Brummen wegen des DC-Offsets einfach auf zwei Arten eliminiert werden. Es muss erkannt werden, dass die Messwertverschiebung jede Abtastung im selben Umfang betrifft. Daher können wir ebenso gut an dem dezimierten Signal arbeiten, d.h., nach dem Summieren über Halbperioden. Die erste Art besteht aus Herausfiltern der hohen Frequenzanteile der summierten Halbperioden vor Gleichrichtung, die zweite Art beinhaltet Notch-Filterung des gleichgerichteten Signals.
1 stellt elementare Funktionsblöcke eines dedizierten elektronischen Schaltschemas für eine analoge phasensensitive Gleichrichtung von Messwandlersignalen dar, wenn ein Messwandler 1 benutzt wird, der durch ein AC-Stromerregersignal nach dem Stand der Technik gesteuert wird. Solch ein Messwandler, zum Beispiel ein Pressductor^©, wird benutzt zur Umwandlung einer zeitabhängigen Kraft F(t) in eine zeitabhängige Spannung V(t) beispielsweise zur Benutzung in einem Steuersystem. Der Messwandler arbeitet als ein nichtlinearer Transformator mit einem kraftabhängigen Kopplungsfaktor. Ein magnetisches Feld in dem Messwandler wird generiert durch einen von der Erregereinheit 2 zur Verfügung gestellten zeitvariablen Strom. Die Ausgangsspannung von dem Messwandler ist proportional zu der Zeitableitung des magnetischen Induktionsflusses in einer zweiten Windung. Die Amplitude dieses zweiten Flusses ist proportional zu der zu messenden Kraft. Somit multipliziert der Messwandler die Kraft mit dem Erregerstrom zusätzlich zu einer Phasenverschiebung und nichtlinearerer Effekte.
Die Demodulation des amplitudenmodulierten Messwandleroutput erfolgt durch die Signalverarbeitungsschaltungen. Der Messwandleroutput wird durch einen Input-Filter 10 mit einer Übertragungsfunktion A(jω) gefiltert und wird dann durch eine phasensensitive Gleichrichtung demoduliert. Die phasensensitive Gleichrichtung in einem Detektor 9 kann als eine Multiplizierung des Messwandleroutputs mit einer Rechteckwelle gesehen werden, die in gut abgegrenzten Phasenbeziehung zu der Erregung steht.
Diese Rechteckwelle wird von einer Gleichrichtungskontrolleinheit 5 abgeleitet, von einem mit Bezugszeichen 4 bezeichnetem Signal mit derselben Frequenz, wie der tatsächliche Erregerstrom, der durch die Erregereinheit 2 geliefert wird und mit dem Bezugszeichen 3 versehen ist. Üblicherweise ist das Stromsignal 4 verzögert und gefiltert und die Nulldurchgänge des gefilterten Stromsignals werden sodann durch einen Vergleicher entdeckt, um das Rechteckwellensignal zu bilden, das mit dem Bezugszeichen 8 versehen ist.
Niederfrequenzkomponenten der gleichgerichteten Ausgangsspannung entsprechen den Niederfrequenzkomponenten der als der Messwandler 1 agierenden Kraft. Zusätzlich zu der Durchführung der notwendigen Demodulation produziert die Gleichrichtung ein Brummen mit einer fundamentalen Grundschwingungsfrequzenz, die zweimal der Erregerfrequenz entspricht. Daher wird das Signal durch einen Filter 20 tiefpassgefiltert, um dieses Hochfrequenzbrummen von der Ausgangsspannung zu entfernen. Der Ausgangsfilter ist als ein idealer Tiefpassfilter geformt, der alle Frequenzkomponenten entfernt, die höher als die Erregerfrequenz ω₀ sind, gefolgt von einem Ausgangsfilter 30 mit einer Übertragungsfunktion B(jω), der die charakteristische Frequenzabhängigkeit des Ausgangssignals liefert.
Die vorliegende Erfindung stellt eine vollständig digitale Lösung dar, wobei die ideale Ausführung der üblichen Schaltung nach 1 emuliert wird. 2 stellt ein einfaches Blockdiagramm dar, das solch ein digitales Verarbeitungssystem illustriert. Die phasensensitive Gleichrichtung erfolgt digital auf abgetasteten Werten des Messwandlersignals. Dabei werden digitale Ausgangswerte direkt eingeholt. Wird dennoch ein analoges Ausgangssignal gewünscht, kann dieses mittels eines D/A-Wandlers erzielt werden.
Gemäß 2 wird das Messwandlerausgangssignal durch einen A/D-Wandler 15 abgetastet, der durch einen Taktgeber 13 gesteuert wird, der ein Taktsignal bei einer Frequenz nf produziert. Nach dem A/D-Wandler wird ein dezimierender FIR-Filter 17 positioniert, der über die Einheit 6 synchronisiert wird. Der Taktgeber 13 liefert über eine Teilerschaltung auch ein Synchronisationssignal bei Frequenz f gekennzeichnet durch Bezugszeichen 16. Das Synchronisationssignal 16 steuert die Erregereinheit 2, die sodann einen Erregerstrom zu dem Messwandler der Frequenz f liefert. Die Erregereinheit 2 kann ebenfalls direkt durch den Taktgeber gesteuert werden. Die phasensensitive Gleichrichtung wird erzielt, indem einfach Werte über eine halbe Periode summiert werden und dann das Zeichen jeder zweiten Summe geändert wird. Das Verfahren erzielt dann eine Ausgangsfrequenz entsprechend 2f. Dadurch wird auch das Erfordernis nach einem dem Messwandler folgenden Tiefpassfilter eliminiert, es erfolgt eine erforderliche Dezimierung der Datenrate und der rechenbetonte Aufwand wird durch mehrere Größenordnungen reduziert.
Die digitale phasensensitive Gleichrichtung erhöht die Auflösung und Genauigkeit des digitalisierten Messwandlersignals, da der resultierende Wert für eine halbe Periode die Summe mehrerer A/D-gewandelten Abtastungen ist. Dies ist zu vergleichen mit einer einzigen A/D-Umwandlung eines gleichgerichteten und tiefpassgefilterten analogen Signals gemäß dem vorherigen System.
Des Weiteren hat die Gleichrichtung aufgrund der Synchronisationsdurchführung eine feste Phasenbeziehung zu dem Steuerwert des Erregerstroms Die Phase des Signals 8 für die phasensensitive Gleichrichtung wird sodann durch eine feste Verzögerung 6 mit Bezug auf das gemeinsame Synchronisationssignal 16 bestimmt. Dies eliminiert Schaltungsanordnung für Phasenverzögerung und Nulldurchgangsempfangsgleich richtung der Erregerspannung, die verwendet wird, um die Gleichrichtungsteuerspannung, die in einem analogen Gleichrichter erforderlich ist, zu erhalten. Es eliminiert somit ebenfalls Niederfrequenzvariationen der Ausgangsspannung aufgrund von Geräusch in der Gleichrichtersteuerschaltanordnung.
Eine zusätzliche Verzögerung in dem System passiert durch den A/D-Wandler und geschieht u.a. aufgrund einer in dem A/D-Wandler erfolgten digitalen Filterung und beinhaltet zum Beispiel in einer dargestellten Ausführungsform einen geeigneten käuflichen 20 Bit A/D-Wandler. Solch ein geeigneter A/D-Wandler verwendet delta-sigma-Modulation und kann in einem typischen Fall eine Verzögerung entsprechend 32 Abtastungen darstellen, was nicht unerheblich ist, wenn die Erregerfrequenz hoch ist, und kann dann einer ganzen Periode der Erregerfrequenz entsprechen. Dies wird jedoch dann durch die Verzögerung 6 kompensiert.
Die Minimumreaktion auf eine Disktontinuität, die durch digitale Gleichrichtung erhalten wurde, ist sehr kurz. Im Prinzip wird sie nur benötigt, um die Werte für eine halbe Periode zu berechnen, um einen neuen Wert zu erhalten, obwohl in den meisten Fällen ein laufender Mittelwert der letzten beiden Halbperioden als die schnellste Ausgabegeschwindigkeit benutzt werden kann. Dies eliminiert Offset-Fehler und erhöht die Auflösung weiter und unterdrückt Rauschen. Die schnellste Ausgabegeschwindigkeit des Messwandlersignals, dass nach einer Ausführungsform nach 2 arbeitet, entspricht zweimal der Erregerfrequenz, d.h. 2f. Die Grenzfrequenz wird der halben Erregerfrequenz entsprechen, d.h. f/2.
Da ein System, dass das vorliegende Verfahren verwendet, es ermöglicht, das Verhalten älterer analoger Signalverarbeitungssystem zu emulieren, können diese daher ersetzt werden, ohne dass die Sensoren ersetzt oder neu eingestellt werden müssen.
Da Messwandler wie ein Pressductor ^© oder ein LVDT nichtlineare Geräte sind, ist es erforderlich zu emulieren, wie die verschiedenen Obertöne der gefilterten Messwandlersignale in dem Gleichrichter kombiniert werden und zu dem Ergebnis beitragen. Eine zusätzliche Komplikation entsteht, wenn Amplitude und Phasen der Obertöne in dem Messwandlersignal durch einen linearen Eingangsfilter vor der phasensensitiven Gleichrichtung geändert werden. Ein Beispiel solcher Filterung muss manchmal einbezogen werden in netzabhängigen 50 oder 60 Hz-Systemen, um für die Variationen in der Abhängigkeit des Messwandlers mit der Frequenz des Netzes Ausgleich bieten zu können.
Ein einfacher Weg, einen analogen Eingangsfilter zu emulieren ist es, einen digitalen Filter in die digitale Signalverarbeitung zu implementieren. Anstatt jedoch das Messwandlersignal mit dem Eingangsfilter 10 (1) mit einer Übertragungsfunktion A(jω) zu filtern, kann die konjugierte komplexe Zahl A·(jω) der Filterübertragungsfunktion auf das Rechteckwellensignal 8 angewandt werden. Dies wird einfach erreicht, indem man sich auf digital implementierte Filterung stützt. Die Verwendung konjugierter komplexer Zahlen spiegelt die Tatsache wider, dass, wenn die Phase des Messwandlersignals durch den Filter verzögert wird, die entsprechende Filterung der Rechteckwelle die Phase beschleunigen muss, um dasselbe Ergebnis zu erlangen.
Die Werte der gefilterten Rechteckwellen für eine halbe Periode werden ein für allemal im Voraus berechnet und im System gespeichert. Um die digitale phasenabhängige Gleichrichtung durchzuführen, werden jetzt Abtastungen von jeder halben Periode des ungefilterten Messwandlersignals multipliziert mit den Werten solch eines gespeicherten Vektors und anschließend addiert.
3 zeigt das Prinzip einer weiteren Ausführungsform des vorliegenden Messwandlersignaldemodulators. In diesem gegenwärtigen Aufbau geht dem A/D-Wandler ein Filter 11 mit einer Übertragungsfunktion C(jω) voran, um Geräusch und Störungen zu unterdrücken und um Anti-Aliasing zu bieten. Um die Wirkung dieses Filters auszugleichen, wird die Rechteckwelle durch die geteilten konjugierten komplexen Zahlen der Übertragungsfunktionen A(jω) bzw. C(jω) zusätzlich digital gefiltert, wie dies durch den Filterblock 7 in 3 angezeigt ist.
Anstatt die von dem Messwandlersignal während einer halben Periode genommenen gefilterten Abtastungen zu summieren, umfasst dies den weiteren Schritt, unge filterte Abtastungen mit einer Gewichtsfunktion zu multiplizieren, die eine Form hat, die durch die zu emulierenden Eingangsfilter bestimmt wird. Diese Gewichtsfunktion wird ermittelt werden, indem eine zugehörige Differenzialgleichung gelöst wird, deren Form und Grenzbedingungen durch die Filterkoeffizienten der entsprechenden Filter erfasst werden können.
Der allgemeingültige Fall mit einer Gewichtsfunktion kann zu anderen Zwecken verwendet werden, als zur Emulation der Wirkung auf einen Eingangsfilter in einem analogen Signalverarbeitungssystem. Zum Beispiel kann die Gewichtsfunktion derart gewählt werden, dass sie die Form einer Sinuskurve mit derselben Periode wie das Erregersignal hat, um die Geräuschimmunität des demodulierten Signals zu verbessern.
Angenommen, dass das Messwandlerausgangssignal f(t) mit Fourier-Spektrum F(jω) durch einen Eingangsfilter mit der Übertragungsfunktion A(jω) gefiltert wird. Eine gewöhnliche phasenabhängige Gleichrichtung kann dadurch beschrieben werden, dass das gefilterte Signal fA(t) multipliziert wird mit einer Rechteckwelle q(t) mit entsprechendem Spektrum Q(jω), so dass das Signal aus dem phasensensitiven Messwandler entspricht u(t) = q(t)fA(t)
Dieses Ausgangssignal wird dann derart tiefpassgefiltert, dass die das Kraftsignal beinhaltende DC-Komponente abgeleitet wird. Gemäß der Fourier-Analyse entspricht eine Multiplikation in einem Zeitbereich einer Faltung in dem Frequenzbereich. Die Fouriertransformation obigen Ausdrucks lautet dann:
Da A·(–jω) = A(jω), entspricht für ω = 0 der Wert dieses Ausdrucks dem Wert für ω = 0 des Ausdrucks
In dem Zeitbereich bedeutet dies, dass die Bildung möglich ist von θ(t) steht für die gefilterte Rechteckwelle und wird definiert werden durch ihre Fourier-Transformation
Die DC-Komponente v(t) ist genau dieselbe wie für u(t) als V(O) = U(0). Des Weiteren ist es sehr einfach, v(t) digital zu implementieren, da es nur eine Multiplikation des Messwandlersignals f(t) mit einer bekannten Gewichtsfunktion impliziert.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform des vorliegenden Verfahrens zur Gewinnung der schnellstmöglichen Funktion wird mittels eines geeigneten Mittlungsverfahrens das Mittel des dezimierten Signals vor der phasensensitiven Gleichrichtung (d.h. dem Offset) berechnet. Dieses mittelwertbildende Verfahren beinhaltet eine Art von Tiefpassfilter mit einer sehr langen Zeitkonstanten entsprechend der Zeitkonstanten der Änderungen im Offset. Beispiele solcher Filter, die einfach implementiert werden und sehr geringe Systemressourcen benötigen, sind jedem Durchschnittsfachmann bekannt. Das Verfahren beinhaltet ein einfaches Flussmittel über viele halbe Perioden oder exponentielle Mittelwertbildung (einpolige IIR-Filter). Der so berechnete Mittelwert wird sodann von jedem Wert subtrahiert, bevor das Ergebnis an die phasensensitive Gleichrichtung weitergegeben wird. Das eliminiert das Brummen ohne das Impulsansprechverhalten der Elektronik zu berühren. Beachtung sollte finden, dass dieses Verfahren nur möglich ist, wenn die Filterungsfolge und phasensensitive Gleichrichtung umgekehrt wird mit Bezug auf analoge phasensensitive Gleichrichtung wie oben beschrieben.
Eine alternative Entwicklung des vorliegenden Verfahrens beinhaltet die Verwendung eines digitalen Notch-Filters, der auf das dezimierte Signal nach der Gleichrichtung angewandt wird. Der Aufbau dieses Typs digitaler Filter ist ebenfalls jedem Durchschnittsfachmann wohlbekannt. Da das Brummen aufgrund des DC-Offsets genau bei der Erregerfrequenz auftritt, eliminiert ein Flussmittel zwei aufeinander folgender Werte dieses Offset vollständig. Das vorliegende Verfahren kann kombiniert werden mit anderen digitalen Filterungen des Ausgangssignals und ist besonders geeignet bei Anwendungen, wo ein hoher Geräuschabstand wichtiger ist, als ein schneller Frequenzgang.
Ein weiterer Vorteil des vorliegenden offenbarten Aufbaus für eine vollständig digitale Signalverarbeitung eines amplitudenmodulierten Messwandlersignals zur weiteren Bearbeitung besteht darin, dass das vollständig digital arbeitende Gerät zum einfachen Aufbau in eine einzige Schaltanordnung geeignet ist.
Einem Durchschnittsfachmann wird klar sein, dass die vorliegende Erfindung zahlreichen Modifikationen und Änderungen unterliegen kann, ohne deren Bereich zu verlassen, der durch die folgenden Ansprüche definiert wird.

Claims

Verfahren zur Verarbeitung von Signalen aus einem mit einem AC-Erregersignal gespeisten Messwandler, wobei der Messwandler als Ausgang ein die zu messende Größe enthaltendes amplitudenmoduliertes Signal erzeugt, gekennzeichnet durch die Schritte: Generieren eines ersten Taktsignals der Frequenz n·f zur Abtastung des Messwandlersignals und synchronisiert mit dem Erregersignal, Generieren eines zweiten mit dem Erregersignal synchronisierten Taktsignals der Frequenz f, Abtasten des Ausgangssignals des Messwandlers bei einer Frequenz n·f gesteuert durch das erste Taktsignal, Erzeugen von Halbperiodenmittelwerten mittels Berechnung eines gewichteten Mittelwerts von n/2 Abtastungen des AC-Ausgangssignals des Messwandlers, wobei der Startpunkt der Mittelwertberechnung mit dem zweiten Taktsignal synchron ist, wodurch eine Reduktion von Messwerten entsprechend einer optimalen Abtastung bei 2f erreicht wird, Gleichrichtung und Demodulation des abgetasteten Messwandlersignals in einer phasensensitiven Art durch abwechselnde Änderung des Vorzeichens der Halbperiodenmittelwerte gemäß dem logischen Wert des zweiten Taktsignals.
Verfahren nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch den Schritt, dass sämtlichen Abtastungen in den Halbperiodenmittelwerten ein gleiches Gewicht gegeben wird, wodurch der in der Signalverarbeitung involvierte Rechenaufwand minimiert wird.
Verfahren nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch den weiteren Schritt, dass die Abtastung des Messwandlersignals mittels eines A/D-Konverters (15) ausgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch den Schritt, dass eine Zeitverzögerung (6) in das zweite Taktsignal der Frequenz f eingefügt wird, um Phasensprünge in den verarbeiteten Signalen zu kompensieren.
Verfahren nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch den zusätzlichen Schritt, dass das Erreger-AC-Signal und das zweite Taktsignals durch Teilung des ersten Taktsignals durch einen Faktor n generiert werden und anschließend die Erreger-AC-Wellenform mittels eines D/A-Konverters generiert wird.
Verfahren nach Anspruch 3 zur Emulierung des Verhaltens einer analogen Verarbeitungseinheit mit einem zu emulierenden Eingangsfilter und mit einer Übertragungsfunktion A(jω), in einem einen tatsächlichen Eingangsfilter aufweisenden digitalen Signalverarbeitungssystem mit einer Übertragungsfunktion C(jω), gekennzeichnet durch einen Schritt, dass die Halbperiodenmittelwerte erzeugt werden unter Verwendung einer Gewichtsfunktion resultierend aus einer mathematischen Filterung einer Rechteckwelle mit einem konjugiert komplexen Quotienten A·(jω)/C·(jω) (7) zwischen den Übertragungsfunktionen des zu emulierenden Eingangsfilters und des tatsächlichen Eingangsfilters, wobei die Rechteckwelle dieselbe Frequenz wie das zweite Taktsignal hat.
Verfahren nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch den Schritt, dass die Halbperiodenmittelwerte erzeugt werden unter Verwendung einer Gewichtsfunktion, die die Form einer Sinuswelle mit derselben Frequenz hat, wie das zweite Taktsignal.
Verfahren nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch den zusätzlichen Schritt, dass über viele Halbperiodenmittelwerte eine digitale Hochpassfilterung vor der Gleichrichtung erfolgt, wobei die digitale Hochpassfilterung verglichen mit der Periode des Erregersignals eine sehr lange Zeitkonstante hat, wodurch aufgrund eines DC-Offsets in den Halbperiodenmittelwerten Welligkeit in dem gleichgerichteten Ausgang vollständig eliminiert wird.
Verfahren nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch den zusätzlichen Schritt, dass nachfolgend der Gleichrichtung der Halbperiodenmittelwerte eine digitale Notch-Filterung erfolgt, wobei die digitale Notch-Filterung Notches bei Frequenzen aufzeigt, die mit ungeradzahlig Mehrfachen der Erregerfrequenz übereinstimmen.
Verfahren nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch den Schritt, dass die digitale Notch-Filterung durch Berechnung eines laufenden Mittelwerts von zwei aufeinander folgenden Werten erfolgt.
System zur Verarbeitung von Signalen aus einem mit einem AC-Erregersignal gespeisten Messwandler, wobei das Gerät einen amplitudenmodulierten Signalausgang erzeugt, dadurch gekennzeichnet, dass das System des Weiteren umfasst: einen Generator (2) zur Generierung eines Erregersignals der Frequenz f für die AC-Erregung des Messwandlers, einen Taktgenerator (13) zur Generierung eines ersten Taktsignals der Frequenz n·f zur Abtastung des Messwandlersignals synchronisiert mit der Erregerfrequenz, ein Frequenzteiler-Mittel (14) zur Generierung eines zweiten Taktsignals der Frequenz f aus dem ersten Taktsignal, ein Abtastmittel zur Abtastung des Messwandlerausgangssignals bei einer durch das erste Taktsignal gesteuerten Frequenz n·f, ein Mittelwert-Mittel zur Erzeugung von Halbperiodenmittelwerten mittels Berechnung eines gewichteten Mittelwerts von n/2 Abtastungen des AC-Ausgangssignals des Messwandlers, wobei der Startpunkt der Mittelwertberechnung mit dem zweiten Taktsignal synchron ist, wodurch eine Reduktion von Messwerten entsprechend einer optimalen Abtastung bei 2f erreicht wird, ein Gleichrichtmittel (9) zur Gleichrichtung und Demodulation des abgetasteten Messwandlersignals in einer phasensensitiven Art durch abwechselnde Änderung des Vorzeichens der Halbperiodenmittelwerte gemäß einem logischen Wert des zweiten Taktsignals.
System nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass alle Abtastungen in den Halbperiodenmittelwerten gleiches Gewicht haben, wodurch der in der Signalverarbeitung involvierte Rechenaufwand minimiert wird.
System nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Abtastung des Messsignalwandlersignals mittels eines A/D-Konverters (15) erfolgt.
System nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass zur Kompensation von Phasensprüngen in den verarbeiteten Signalen eine Zeitverzögerung in das zweite Taktsignal der Frequenz f eingefügt wird.
System nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass das Erreger-AC-Signal und das zweite Taktsignal generiert werden durch Teilung des ersten Taktsignals durch einen Faktor n und anschließend die Erreger-AC-Wellenform mittels eines D/A-Konverters generiert wird.
System nach Anspruch 13 zur Emulierung des Verhaltens einer analogen Verarbeitungseinheit mit einem zu emulierenden Eingangsfilter und mit einer Übertragungsfunktion A(jω), dadurch gekennzeichnet, dass ein digitales Signalverarbeitungssystem mit einem tatsächlichen Eingangsfilter mit einer Übertragungsfunktion C(jω) eingesetzt wird und das die Halbperiodenmittelwerte erzeugt werden unter Verwendung einer Gewichtsfunktion resultierend aus der mathematischen Filterung einer Rechteckwelle mit einem konjugiert komplexen Quotienten A·(jω)/C·(jω) zwischen den Übertragungsfunktionen des zu emulierenden Eingangsfilters und des tatsächlichen Eingangsfilters, wobei die Rechteckwelle dieselbe Frequenz wie das zweite Taktsignal hat.
System nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Halbperiodenmittelwerte unter Verwendung einer Gewichtsfunktion mit der Gestalt einer Sinuswelle mit derselben Frequenz wie das zweite Taktsignal erzeugt werden
System nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass über viele Halbperiodenmittelwerte eine digitale Hochpassfilterung vor der Gleichrichtung erfolgt, wobei die digitale Hochpassfilterung verglichen mit der Periode des Erregersignals eine sehr lange Zeitkonstante hat, wodurch aufgrund eines DC-Offsets in den Halbperiodenmittelwerten Welligkeit in dem gleichgerichteten Ausgang vollständig eliminiert wird.
System nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass nachfolgend der Gleichrichtung der Halbperiodenmittelwerte eine digitale Notch-Filterung erfolgt, wobei die digitale Notch-Filterung Notches bei Frequenzen aufzeigt, die mit ungeradzahlig Mehrfachen der Erregerfrequenz übereinstimmen.
System nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dass die digitale Notch-Filterung durch Berechnung eines laufenden Mittelwerts von zwei aufeinander folgenden Werten erfolgt.