DE60008040T2

DE60008040T2 - Kodezuteilung in einem drahtlosen CDMA System

Info

Publication number: DE60008040T2
Application number: DE60008040T
Authority: DE
Inventors: Jiunn-Tsair Chen; Gerard Joseph Foschini; Constantinos Basil Papadias
Original assignee: Lucent Technologies Inc
Current assignee: Nokia of America Corp
Priority date: 1999-06-04
Filing date: 2000-05-23
Publication date: 2004-08-26
Anticipated expiration: 2020-05-24
Also published as: AU3783800A; CN1276657A; JP2001016185A; EP1058401A3; KR20010007208A; BR0002525A; EP1058401A2; JP3756383B2; US7035238B1; KR100711527B1; CA2310175A1; DE60008040D1; EP1058401B1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Verfahren zum Zuweisen von Codes in einem CDMA-Funkkommunikationssystem (Code Division Multiple Access), und eine Vorrichtung zum Kommunizieren mit einer Mehrzahl von schnurlosen Endgeräten über eine Mehrzahl von Kanälen.
Funkkommunikationssysteme, bei denen schnurlose (z. B. feste oder mobile) Endgeräte mit festen Basisstationen über einen Funkkanal kommunizieren, sind in der Technik wohlbekannt. Da die Funkspektrumbandbreite begrenzt ist, sind verschiedene Verfahren entwickelt worden, um mehreren schnurlosen Endgeräten zu erlauben, sich die begrenzte Bandbreite zu teilen. Ein Verfahren ist Vielfachzugriff im Zeitmultiplex (TDMA – Time Division Multiple Access), bei dem schnurlose Endgeräte eine einzige Frequenz teilen, aber im Zeitbereich getrennt sind, wobei jedem schnurlosen Endgerät ein Zeitschlitz zugewiesen wird. Ein weiteres Verfahren ist Vielfachzugriff im Frequenzmultiplex (FDMA – Frequency Division Multiple Access), bei dem schnurlose Endgeräte im Frequenzbereich getrennt sind und jedem schnurlosen Endgerät eine bestimmte Frequenz zugewiesen wird.
Die vorliegende Erfindung befaßt sich mit einem weiteren Verfahren zum Teilen eines begrenzten Spektrums, nämlich Vielfachzugriff im Codemultiplex (CDMA – Code Division Multiple Access). Bei einem CDMA-System teilen sich die Signale aller schnurlosen Endgeräte ein Frequenzband und werden zeitlich zusammen gesendet. Unter den Signalen von verschiedenen schnurlosen Endgeräten wird unter Verwendung von Codes unterschieden. Jedem schnurlosen Endgerät wird ein (auch als Spreizcode oder Signatur bekannter) einmaliger Code (S) zugewiesen. Das von einem bestimmten schnurlosen Endgerät zur Basisstation übertragene Signal (d) wird mit dem einmaligen Code S des schnurlosen Endgeräts kombiniert, um ein codiertes Signal über ein breites Band von Frequenzen zu erzeugen. Wenn es K schnurlose Endgeräte gibt (1, 2, ..., K), wird das Signal des k^ten schnurlosen Endgeräts als {dk(.)} dargestellt und der Code das k^ten schnurlosen Endgerätes als S_k dargestellt. Das übertragene Signal für das k^te schnurlose Endgerät zum i-ten Zeitpunkt wird als d_k(i)S_k dargestellt. So ist das kombinierte Signal für alle an der Basisstation empfangenen schnurlosen Endgeräte d₁(i)S₁ + ... + d_K(i)S_K. Die Codes sind im Idealfall orthogonal ausgelegt, so daß das Signal des k-ten schnurlosen Endgeräts durch Multiplizieren des Empfangssignals mit dem einmaligen Code S_k des schnurlosen Endgeräts an der Basisstation abgeleitet werden kann. Signale, die ihren Ursprung an der Basisstation haben, werden vor ihrer Übertragung zu jedem schnurlosen Endgerät ebenfalls mit einem Code kombiniert. Bei Empfang der Signale leitet das schnurlose Endgerät die Signale von der Basisstation durch Multiplizieren seines Empfangssignals mit entsprechenden Codes ab. CDMA-Technik ist in der Funkkommunikationstechnik wohlbekannt und wird hier nicht ausführlicher beschrieben werden.
Ein Problem bei CDMA-Systemen ist die (auch als Vielfachzugriffsinterferenz – MAI, Multiple Access Interference bekannte) Störung zwischen Benutzern, die sich aus der Einstreuung von Signalen eines schnurlosen Endgeräts in das Signal eines anderen schnurlosen Endgeräts ergibt. Diese Einstreuung beruht auf verschiedenen Faktoren. Als erstes gibt es Mehrwegeausbreitung, die bewirkt, daß dasselbe Signal über mehrere Wege mit unterschiedlichen Laufzeiten ausgebreitet wird. Darüber hinaus sind die Codes gewöhnlich nicht vollständig orthogonal, damit eine große Anzahl von Endgeräten aufgenommen werden kann. Diese unvollkommene Orthogonalität selbst trägt auch zur Störung zwischen Benutzern bei. Auch sind alle Empfangssignale unter Umständen nicht vollständig zeitlich synchronisiert, was ebenfalls zur Störung zwischen Benutzern beiträgt.
Zur Bewältigung des Störungsproblems führen gegenwärtige Systeme im allgemeinen komplizierte Operationen am Empfänger durch, um zu versuchen, diese unerwünschte Störung zu beseitigen. Ein Ansatz der Behandlung von Störungen ist Einzelbenutzerverarbeitung, bei der ein Empfänger nur die Kenntnis eines einzigen Signals benutzt (z. B. des mit einem einzigen schnurlosen Endgerät verbundenen Signals), um das ankommende Signal zu verarbeiten. Ein ausgeklügelterer Ansatz ist die Mehrbenutzerverarbeitung, wobei der Empfänger Kenntnis aller Signale dazu benutzt, sie alle auf gemeinsame Weise zu demodulieren. Dieses Mehrbenutzerverfahren wird aufgrund des erforderlichen bedeutsamen Verarbeitungsaufwands im allgemeinen nur an Basisstationen durchgeführt.
In EP-A-0 586 159 ist ein Verfahren zum Verringern von durch Empfänger von Übertragungen von einem Sender in einem Direktsequenz-CDMA-Kommunikationssystem erfahrener Vielfachzugriffsinterferenz offenbart. Gemäß dem offenbarten Verfahren werden Signaturfolgen (d. h. Codes) zur Verwendung beim Spreizen von Nutzsignalen an der Basisstation von einem Vorcodierprozessor vorcodiert. Die an Nutzsignale angelegten Signaturfolgesignale basieren auf einer Fehlerfunktion, die Korrelationen zwischen den Signaturfolgesignalen und von Empfängern zum Empfangen von Nutzsignalen benutzten Signaturfolgesignalen reflektiert. Durch die Signaturfolgesignale zum Anlegen an Nutzsignale wird ein Fehlerkriterium wie beispielsweise die wesentliche Minimierung der Fehlerfunktion realisiert.
In WO 98 17077 A ist die Zuteilung von Luftschnittstellenressourcen auf Grundlage von Verbindungseigenschaften von schnurlosen Endgeräten offenbart. Die zugeteilten Ressourcen sind die Zeitschlitzgruppie rungen in einem TDMA-System. Die Verbindungseigenschaften, nach denen diese Zeitschlitzgruppierungen zugeteilt werden, können folgende sein: ob das Endgerät Leitungs- oder Paketvermittlung benutzt; ob die Endgeräte fest oder mobil sind; Übertragungsleistungspegel der Endgeräte; und ob die Endgeräte Dauerübertragung oder nicht-kontinuierliche Übertragung benutzen.
Nach einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren nach Anspruch 1 bereitgestellt.
Nach einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Vorrichtung nach Anspruch 11 bereitgestellt.
Kurze Beschreibung der Erfindung
Es ist erkannt worden, daß die von einem schnurlosen Endgerät in einem CDMA-Funkkommunikationssystem erfahrene Störung das Ergebnis einer Zusammenwirkung zwischen dem dem schnurlosen Endgerät zugewiesenen Code und dem bestimmten Funkkanal ist, den die Signale des schnurlosen Endgeräts durchlaufen. So wird ein sich über einen bestimmten Funkkanal ausbreitendes Signal eines schnurlosen Endgeräts mit unterschiedlichen Codes unterschiedliche Störung erfahren.
Gemäß der Erfindung werden Codes in einem CDMA-Funkkommunikationssystem auf der Grundlage von Eigenschaften der Funkkanäle zugewiesen. Durch Koordinieren der Zuweisung von Codes unter den schnurlosen Endgeräten auf Grundlage der Funkkanäle wird die Gesamtstörung zwischen den schnurlosen Endgeräten verringert und die Leistung des Gesamt-Funkkommunikationssystems verbessert.
Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung unterhält ein iterativer Codeoptimierungsalgorithmus eine Verarbeitungsmenge von schnurlosen Endgeräten. Gemäß dem Algorithmus werden, wenn die Codes für die schnurlosen Endgeräte in der Verarbeitungsmenge optimiert sind, zusätzliche schnurlose Endgeräte der Verarbeitungsmenge hinzugefügt und die Codes für die neue Verarbeitungsmenge optimiert. Dies wird solange fortgeführt, bis die Verarbeitungsmenge aus allen schnurlosen Endgeräten im Funksystem besteht. Dieses sequentielle Verpackung genannte Verfahren ist vorteilhaft, da die Wahrscheinlichkeit der Konvergenz der Codezuweisungen in der optimalen Lösung größer ist, wenn die Anzahl schnurloser Endgeräte gering ist und die optimale Codezuweisung eines Systems mit K schnurlosen Endgeräten wahrscheinlich der eines Systems mit (K – 1) schnurlosen Endgeräten ähnlich ist.
Nach einer weiteren Ausführungsform der Erfindung wird während der Verarbeitung jeder Verarbeitungsmenge ein mit Absonderung des schnurlosen Zielendgeräts bezeichnetes Verfahren benutzt. Statt Aktualisierung aller Codes für alle schnurlosen Endgeräte in der Verarbeitungsmenge wird ein schnurloses Zielendgerät gewählt und sein Code optimiert, ehe zur Optimierung der Codes der anderen schnurlosen Endgeräte in der Verarbeitungsmenge fortgeschritten wird. Durch dieses Verfahren wird auch die Konvergenz beschleunigt, da vor der Konvergenz der Codeoptimierung die meisten Codes bereits eine gute orthogonale Verteilung erreicht haben können. Durch Stören aller Codes würde die Konvergenzgeschwindigkeit voraussichtlich verlangsamt werden.
Nach einer Ausführungsform des Optimierungsalgorithmus wird der Code eines schnurlosen Zielendgeräts wie folgt zugewiesen. Als erstes wird eine zufallsmäßige Durchsuchung von Codes durchgeführt, um einen Code zu finden, der eine Verbesserung gegenüber dem gegenwärtig zugewiesenen Code darstellt. Bei einer Ausführungsform wird die zufallsmäßige Suche durch Durchsuchen aller verfügbaren Codes durchgeführt, bis ein verbesserter Code gefunden wird. Bei einer alternativen Ausführungsform wird die zufallsmäßige Suche durch Durchsuchen einer Teilmenge aller verfügbaren Codes nach dem besten Code in der Teilmenge durchgeführt. Eine Leistungsanalyse dieser zufallsmäßigen Suchverfahren ist in der ausführlichen Beschreibung enthalten. Der durch die zufallsmäßige Suche gefundene neue Code wird dann durch Durchführung einer Gradientensuche von Codes verbessert. Nach diesem Verfahren wird der den neuen Code umgebende Signalraum durchsucht, um den Code weiter für dieses schnurlose Endgerät zu optimieren. Diese Gradientensuche von Codes kann durch Durchsuchen der Codes durchgeführt werden, die sich aus der Durchführung einer geringen Änderung an dem durch die zufallsmäßige Suche gefundenen Code ergeben. Der durch die zufallsmäßige Suche gefundene neue Code kann auch durch Durchführung einer Gradientensuche von Übertragungslaufzeiten verbessert werden. Nach diesen Verfahren wird die Übertragungslaufzeit des neuen Codes um einen geringen Betrag verstellt, um die optimale Laufzeit des Codes zu bestimmen.
Die Erfindung bietet Vorteile gegenüber den Systemen des Standes der Technik. Störung wird von Beginn an durch Zuweisung von Codes auf Grundlage von Kanaleigenschaften verringert, anstatt Codes zu Beginn zufallsmäßig zuzuweisen und zu versuchen, die Störung am Empfänger zu beseitigen. Dadurch wird die Empfängerverarbeitung wesentlich vereinfacht.
Diese und sonstige Vorteile der Erfindung werden dem gewöhnlichen Fachmann unter Bezugnahme auf die nachfolgende ausführliche Beschreibung und die beiliegenden Zeichnungen offenbar werden.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 zeigt ein System nach einer Ausführungsform der Erfindung;
2 ist ein Flußdiagramm der zur Zuweisung von Codes zu schnurlosen Endgeräten nach einer Ausführungsform der Erfindung durchgeführten Schritte;
3 ist eine graphische Darstellung der Mindest-SINR-Verteilung in einem beispielhaften System;
4 ist eine graphische Darstellung der oberen 2 Prozent der Leistung von 3;
5 ist eine graphische Darstellung der Verbesserung der Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion des Mindest-SINR unter Verwendung einer ersten Suchstrategie;
6 ist eine graphische Darstellung der Anzahl von zum Erreichen von gewissen Leistungshöhen erforderlichen Suchzyklen; und
7 ist eine graphische Darstellung der Verbesserung der Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion des Mindest-SINR unter Verwendung einer zweiten Suchstrategie.
Ausführliche Beschreibung
1 zeigt ein System nach einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Schnurlose Endgeräte 110₁ , 110₂ , ..., 110_K kommunizieren mit der Basisstation 102 entsprechend dem CDMA-Kommunikationsprotokoll. Die gestrichelte Linie 104 stellt eine logische Trennung zwischen Komponenten der Abwärtsstrecke (d. h. Basisstation zu schnurlosen Endgeräten) oberhalb der gestrichelten Linie 104 und Komponenten der Aufwärtsstrecke (d. h. schnurlose Endgeräte zur Basisstation) unterhalb der gestrichelten Linie 104 dar. Die Basisstation 102 umfaßt Antennen 106₁ , 106₂ , ..., 106_P zum Empfangen von Signalen von den schnurlosen Endgeräten 110. Ein Frequenz-Abwärtswandler 112 empfängt die Signale von den schnurlosen Endgeräten 110 und demoduliert die Signale zum Ableiten von Basisbandsignalen. So ist die Ausgabe des Frequenz-Abwärtswandlers 112 das kombinierte Basisbandsignal von allen schnurlosen Endgeräten K_p1d₁(i)S₁ + ... + K_pKd_K(i)S_K, wobei K_pk die kombinierte Wirkung des Funkkanals des k-ten Endgeräts und des p-ten Antennenelements ist. Man beachte, daß bei dem hier benutzten Signalmodell keine Intersymbol-Interferenz (ISI) angenommen wird, aber ein Fachmann könnte das Modell leicht erweitern, um ISI einzuschließen. Das kombinierte Signal wird einem gemeinsamen Kanalschätzer 114 und einem Raum-Zeitangepaßten Filter 116 zugeführt. Der gemeinsame Kanalschätzer 114 empfängt das Basisbandsignal und bestimmt die Eigenschaften der Funkkanäle K_pk, über die die Signale empfangen worden sind.
Der Funkkanal wird durch ein Mehrwegeausbreitungsmodell beschrieben. Nunmehr wird eine mathematische Beschreibung des Modells gegeben, die eine Grundlage für eine weitere Beschreibung der Elemente der 1 bietet. Bei großen Zellen mit hohen Basisstations-Antennenplattformen umfaßt der Ausbreitungskanal einige vorherrschende Reflexionswege. In einem derartigen Fall kann das von der Basisstation 102 empfangene Basisbandsignal wie folgt ausgedrückt werden:
wobei x(t) das empfangene Basisbandsignal als Funktion der Zeit t, n(t) das additive Rauschen, K die Anzahl von für Basisstation 102 sichtbaren schnurlosen Endgeräten, L die maximale Anzahl von im System für jedes schnurlose Endgerät vorhandenen Ausbreitungswegen, a(θ_k,l) der Steuervektor des schnurlosen Endgeräts k für einen aus der Richtung θ_k,l ankommendes Signal, β_k,l die komplexe zeitlich veränderliche Amplitude des l^ten Weges des k^ten schnurlosen Endgeräts, wobei die Wegamplitude ein komplexes Gaußsches Zufallsverfahren einschließlich sowohl des Ausbreitungsverlustes als auch des durch die Dopplerausbreitung verursachten Signalschwundes ist, s ~ _k das übertragene komplexe Basisbandsignal vom k^ten schnurlosen Endgerät und τ_k,l die Ausbreitungslaufzeit des l^ten Weges des k^ten schnurlosen Endgeräts ist.
Bei einem CDMA-System mit einer Länge des Spreizcodes N gleich der Anzahl von Chips in einer Symbolperiode kann das übertragene Signal s ~ als die Faltung der Datenbits, der Codes und der Impulsformungsfunktion dargestellt werden. Bei der Annahme von bandbegrenzten Signalen im System können, wenn jedes kontinuierliche Signal mit einer Rate abgetastet wird, die höher als die doppelte Nyquistrate ist, werden die Faltungs-, Korrelations- und Integrationsoperation durch Multiplikation von Matrizen mit entsprechenden Anordnungen von Matrixelementen aus den abgetasteten Daten ersetzt. Bei der vorliegenden Ausführungsform werden P Antennen angenommen und die Signale mit einem Faktor ρ überabgetastet (d. h. das Signal wird ρ-mal in jedem Chip abgetastet). Zusätzlich gibt es N Chips in jedem Datensymbol und M Datensymbole werden in Betracht gezogen. Auch wird angenommen, daß die maximale Wegverzögerung zusätzlich der Länge der Impulsformungsfunktion nicht größer als QT_c ist und daß Q < N ist, wobei T_c die Chipperiode ist (wenn Q viel kleiner als N ist, dann ist das System quasi-synchron). Nach Abtastung kann das Empfangssignal X als
ausgedrückt werden, wobei X: P × MNρ und N: P × MNρ das Empfangssignal bzw. das additive Gaußsche Rauschen sind; A_k: P × L ist gegeben durch
A_k = [a(θ_k,1)a(θ_k,2) ... a(θ_k,L)]; B_k: L × L ist gegeben durch B_k = diag{β_k} mit β_k = β_k,1, β_k,2, ..., β_k,L]^T und das i, j^t Element von G_k: L × Qρ kann als
geschrieben werden, wobei g(.) die normalisierte Impulsformungsfunktion ist. Die Codematrix S_k: Qp × (N + Q – 1)ρ ist eine Toeplitz-Matrix mit [s_k,1 O_1×(Qp–1)]^T als ihre erste Spalte und [s_k,1 O_p1×(ρ–1), s_k,2, O_1×(ρ–1), ... S_k,N, O_1×(Qp–1)] als ihre erste Zeile, wobei s_k,1, s_k,2, ... s_k,N der normalisierte Code des k^ten schnurlosen Endgeräts ist. Die Datenmatrix D_k: (N + Q – 1)ρ × MNρ ist ebenfalls eine Toeplitz-Matrix mit [d_k,m–1, O_1×(Nρ–1), d_k,m–1 O_{1×((Q–1)ρ–1)}]^T als ihre erste Spalte und [d_ki, O_1×(Nρ–1), d_k,m+1, O_1×(Nρ–1), ..., d_k,m+M–l, O_1×(Nρ–1)] als ihre erste Zeile, wobei {d_k,m} die BPSK-Datenbit (Binary Phase Shift Keying – Binäre Phasenumtastung) des k^ten schnurlosen Endgeräts sind.
Zusätzlich wird die Zeitsignaturmatrix S ~ _k: L × (N + Q – 1)ρ als S ~ _k = G_kS_k definiert. Die l^te Zeile von S ~ _k bezeichnet die Zeitsignatur des am Empfänger gesehenen l^ten Weges des k^ten schnurlosen Endgeräts. Auf ähnliche Weise bezeichnet die l^te Spalte von A_k die Raumsignatur des l^ten Weges des k^ten schnurlosen Endgeräts. Bei Betrachtung der Impulsantwort des Funkkanals und Annahme, daß nur ein Symbol für jedes schnurlose Endgerät übertragen wird, dann ist D_k gleich d_k,1 mal einer Identitätsmatrix. Nach Ausstapeln der Spalten von X kann die Gleichung (2) wie folgt geschrieben werden:
wobei durch den "vec" Spalten einer Matrix untereinander gestapelt werden, ⊗ das Kronecker-Produkt bezeichnet, º das Khatri-Rao-Produkt (spaltenweise Kronecker-Produkt) bezeichnet und S ~ _k,l die l^te Zeile von S ~ _k ist. So ist S ~ _k,l⊗a(θ_k,l) die Raum-Zeitsignatur des l^ten Weges des k^ten schnurlosen Endgeräts. Wenn für jedes schnurlose Endgerät mehr als ein Symbol übertragen wird, ergibt sich Intersymbol-Interferenz in zeitlich überlappenden Raum-Zeitsignaturen im Empfangssignal X.
Nunmehr zu 1 zurückkehrend empfängt der gemeinsame Kanalschätzer 114 das Basisbandsignal und bestimmt unter Verwendung des oben beschriebenen Modells Eigenschaften der Kanäle der schnurlosen Endgeräte 110. Kanalinformationen einschließlich der Weg-Eintreffrichtungen DOA (Direction of Arrival) {θ_k,l}, der Ausbreitungslaufzeiten {τ_k,l} und der komplexen Wegschwundamplituden {β_k,l} sind im Raum-Zeit angepaßten Filter 116, dem Signaldetektor 120 und dem Codeoptimierer 118 erforderlich. Vom gemeinsamen Kanalschätzer 114 werden diese Kanaleigenschaften wie folgt bestimmt.
Vom gemeinsamen Kanalschätzer 114 werden die Weg-DOA (θ_k,l) und die Ausbreitungslaufzeiten (τ_k,l) durch Verwendung bekannter Teilraum basierender Algorithmen geschätzt. Entsprechende Teilraum basierende Logarithmen, die vom gemeinsamen Kanalschätzer 114 benutzt werden können, sind in M. C. Vanderveen, C. B. Papadias und A. Paulraj, Joint Angle and Delay Estimation (JADE) for Multi-Path Signals Arriving at an Antenna Array (Gemeinsame Winkel- und Laufzeitschätzung für an einer Antennengruppe eintreffende Mehrwegsignale), IEEE Communications Letters, Band 1, Nr. 1, Seiten 12–14, Januar 1997 beschrieben. Da sowohl die Weg-DOA als auch die Ausbreitungslaufzeiten gewöhnlich über eine lange Zeitdauer hinweg unverändert bleiben, können die oben angeführten Teilraum basierenden Algorithmen dazu benutzt werden, genaue Kanalschätzungen zu erhalten. Für die Zwecke der vorliegenden Beschreibung wird angenommen, daß als Ergebnis eines der oben angeführten Algorithmen perfekte Informationen über die Weg-DOA und die Ausbreitungslaufzeiten vorliegen. Mit den verfügbaren Weg-DOA und Ausbreitungslaufzeiten kann {Ak} unter Verwendung der Anordnungsmannigfaltigkeit a(.) rekonstruiert werden und {G_k} kann unter Verwendung der Zeitmannigfaltigkeit g(.) rekonstruiert werden. Man beachte, daß {S_k} die Codes des schnurlosen Endgeräts bezeichnet, die der Basisstation 102 bekannt sind. Die einzigen verbleibenden Unbekannten in Gleichung (2) sind {B_k} und {D_k}, die die komplexen Wegschwundamplituden bzw. die übertragene Datensymbolmatrix sind. Die Datensymbolmatrix kann unter Verwendung bekannter Trainingsfolgen oder auf entscheidungsgeführte Weise erhalten werden, d. h. die demodulierten Datensymbole können leicht als Trainingsdaten benutzt werden. Zum Schätzen von {B_k} kann die Gleichung (2) als
umgeschrieben werden, wobei A = [A₁, A₂, ..., A_K]; B = diag(B₁, B₂, ..., B_K); G = diag(G₁, G₂, ..., G_K); S = diag((S₁, S₂, ..., S_K) und D = [D T / 1l, D T / 2, ..., D T / K]^T. Das Kriterium der geringsten Quadrate wird zum Schätzen der Schwundamplituden hat β als
benutzt, wobei ^ = [ ^ T / 1 ^ T / 2, ..., ^ T / K]^T ist, wobei ^ _k die Schätzung der geringsten Quadrate von β_k ist und (.)⁺ die Pseudoinverse bezeichnet.
Die vom gemeinsamen Kanalschätzer 114 berechneten Kanalschätzungen werden dem Raum-Zeit angepaßten Filter 116, Codeoptimierer 118 und Signaldetektor 120 zugeführt.
Das Raum-Zeit angepaßte Filter 116 wird dazu benutzt, genügend Statistiken zum Demodulieren der digital modulierten Signale zu erhalten. Die Ausgabe des Raum-Zeit angepaßten Filters 116 kann geschrieben werden als X k,m = Re{tr[H.k A.k Xm S ~ .k }}. (8)wobei „tr" die Spur einer Matrix bezeichnet und X^m: P × (N + Q – 1)ρ aus den ((m – 1)nρ + 1)^te bis (mNρ + Qρ)^te Spalten von x kopiert wird. Die Matrixmultiplikation von A . / k und X^m bezeichnet die wegweise Strahlbildung. Es sei X _k,m = A . / kX^m. Die Spur der Matrixmultiplikation tr{B . / k X ~ _k,m S ~ . / k} bezeichnet das angepaßte Filter für die Zeitsignatur und die Wegekombination nach dem maximalen Verhältnis des k^ten schnurlosen Endgeräts. Zum Erweitern von X _k,m kann die Gleichung (8) als
umgeschrieben werden, wobei N^m und D m / i die Teilmatrizen von N bzw. D_i sind, so daß X^m aus X konstruiert wird. Man beachte, daß D m / i eine Toeplitz-Quadratmatrix mit [d_i,m, O_1×(Nρ–1), d_i,m–1, O_{1×((Q–1)ρ–1)}]^T als erste Spalte und [d_i,m, O_1×(Nρ–1), d_i,m–1, O_{1×((Q–1)ρ–1)}] als erste Zeile ist. Das erste Glied auf der rechten Seite der Gleichung (9) kann daher geschrieben werden als
wobei ⊙ das Hadamard-Produkt bzw. das eingangsweise _Produkt bezeichnet, S ~ _k(+1) und S ~ _k(–1) beide Teilmatrizen von S ~ _k sind. Die (Q – 1)ρ Spalten S ~ _k am weitesten rechts und am weitesten links sind mit S ~ _k(+1) bzw. S ~ _k(–1) bezeichnet. Zusätzliche Informationen über das Hadamard-Produkt/eingangsweise Produkt sind bei Roger A. Hurn und Charles R. Johnson, Topics in Matrix Analysis (Themen der Matrixanalyse), Cambridge University, Press 1991 ersichtlich.
Die Matrizen können gestapelt werden und das Empfangssignal am Ausgang des Raum-Zeit angepaßten Filters 116 kann geschrieben werden als X = χd + N, (11)wobei X = [X _1,1, X _2,1, ..., X _K,1, X _1,2, ..., X _K,M]^T
d = [d_1,1, D_2,1, ..., d_K,1, d_1,2, ..., d_K,M]^T und
N = [N _1,1, N _2,1, ..., N _K,1, N _1,2, ..., N _K,M]^T mit
N_k,m = Re{tr{B . / kA . / kN^m S ~ . / k}}. Wenn H(0):
K × K, H(+1): K × K und H(–1): K × K als H(0) = B.( (A.A)⊙(S ~S ~ .)T)B (12) H(+1) = B.((A.A)⊙(S ~(+1)S ~ .(–1))T)B (13) H(–1) = B.((A.A)⊙(S ~(–1)S ~ .(+1))T)B (14)definiert werden,
mit
A = [A₁, A₂, ..., A_K], S ~ = [S ~ T / 1, S ~ T / 2, ..., S ~ T / K]^T,
S ~(+1) = [S ~ T / 1(+1), S ~ T / 2(+1), ..., S ~ T / K(+1)]^T,
S ~(–1) = [S ~ T / 1(–1), S ~ T / 2(–1), ..., S ~ T / K)(–1)]^T,
und die Schwundamplitudenmatrix B: K L × K als B = diag((β₁, β₂, ..., β_K), dann kann x ausgedrückt werden als
Die Ausgabe des Raum-Zeit angepaßten Filters 116 wird dem Signaldetektor 120 zugeführt. Der Signaldetektor 120 empfängt auch die Kanalschätzungen vom gemeinsamen Kanalschätzer 114 und die vom Codeoptimierer 118 ausgegebenen Codes. Es wird angenommen, daß nur K₀ schnurlose Endgeräte in der Zelle an der Basisstation 102 demoduliert werden müssen. Daher werden nur die auf diese K₀ schnurlosen Endgeräte bezogenen Ausgaben des Raum-Zeit angepaßten Filters 116 im Signaldetektor 120 verarbeitet. Nunmehr werden drei mögliche Ausführungsformen des Signaldetektors 120 beschrieben.
Als erstes kann der Signaldetektor 120 als Detektor eines einzigen schnurlosen Endgeräts ausgeführt sein. Bei dieser Ausführungsform werden an jedem Ausgang des Raum-Zeit angepaßten Filters 116 K₀ Slicer benutzt. Entscheidungen werden ohne Verzögerung sofort getroffen. Die Datenschätzung ist gegeben durch dd ^k,m = sgn(X k,m), (16)wobei X _k,m die Ausgabe des Raum-Zeit angepaßten Filters 116 in der Gleichung (8) ist.
Bei einer zweiten Ausführungsform kann der Signaldetektor 120 als Dekorrelator ausgeführt sein. Bei dieser Ausführungsform wird zur Lösung der Gleichung (11) eine Nullerzwingungslösung angewandt. Die Datenschätzung kann dann geschrieben werden als d ^ = χX. (17)
Bei einer dritten Ausführungsform kann der Signaldetektor 120 als MMSE-Detektor (minimum mean sgare error) ausgeführt sein. Diese Ausführungsform arbeitet im allgemeinen besser als die Nullerzwingungslösung des Dekorrelators in der zweiten Ausführungsform, wenn man die Wirkung des korrelierten Rauschens berücksichtigt. Die Färbungsmatrix des Rauschens N in der Gleichung (11) am Ausgang des Raum-Zeit angepaßten Filters 116 wird gegeben durch
Die Datenschätzung für den MMSE-Detektor läßt sich dann als
ausdrücken, wobei σ 2 / n die Rauschvarianz bezeichnet, die zur Anpassung an das gewünschte E_b/N₀ gewählt wurde, wobei E_b die Bitenergie und N₀ die Durchschnitts-Rauschvarianz ist und σ 2 / b = 1 für das BPSK-Modulationsschema. Es ist zu bemerken, daß bei beiden Ausführungsformen, dem Dekorrelator und dem MMSE-Detektor, die maximal mögliche Laufzeit aufgrund der Blockverarbeitung der asynchronen Signale bis zu M Symbole betragen könnte. Die Aufwärtsstrecken-Datenausgaben des Signaldetektors 120 können beispielsweise einem Fernsprechnetzknoten wie beispielsweise einer Vermittlung zugeführt werden.
Die Basisstation 102 enthält einen Codeoptimierer 118 zum Zuweisen von Codes zu schnurlosen Endgeräten. Die vom Codeoptimierer 118 durchgeführten Schritte werden in Verbindung mit dem Flußdiagramm der 2 beschrieben. Bei einer Ausführungsform ist der Codeoptimierer 118 unter Verwendung eines Computerprozessors ausgeführt, der gespeicherten Computerprogrammcode ausführt. So arbeitet der Codeoptimierer unter Steuerung des gespeicherten Computerprogrammcode ausführenden Prozessors. Der Computerprogrammcode definiert die hier in Verbindung mit dem Flußdiagramm der 2 beschriebenen Schritte. Mit der hier enthaltenen Beschreibung könnte ein Fachmann den Codeoptimierer 118 leicht auf andere Weisen realisieren. Beispielsweise könnte der Codeoptimierer 118 auch unter Verwendung von Hardware oder irgendeiner Kombination von Hardware und Software realisiert werden.
Die im Flußdiagramm der 2 gezeigten Schritte werden vom Codeoptimierer 118 zur Optimierung der den mit der Basisstation 102 kommunizierenden schnurlosen Endgeräten zugewiesenen Codes durchgeführt. Im Schritt 202 wird eine Verarbeitungsmenge mit einem der schnurlosen Endgeräte initialisiert. Im Schritt 204 wird aus der Verarbeitungsmenge ein schnurloses Zielendgerät gewählt. Wenn der Schritt 204 sofort nach dem Schritt 202 ausgeführt wird, wird es nur ein schnurloses Endgerät in der Verarbeitungsmenge geben und dieses schnurlose Endgerät wird als das schnurlose Zielendgerät gewählt. Im Schritt 206 wird für das im Schritt 204 als Ziel gewählte schnurlose Endgerät eine zufallsmäßige Codesuche durchgeführt. Die zufallsmäßige Codesuche wird durchgeführt, um zu versuchen, den dem schnurlosen Zielendgerät zugewiesenen gegenwärtigen Code durch Versuchen, die vom schnurlosen Zielendgerät erfahrene Störung zu verringern, zu verbessern.
Eine Weise der Unterdrückung der gegenseitigen Störung unter den schnurlosen Endgeräten besteht in der Maximierung des Mindest-SINR (signal to interference-plus-noise ratio – Signal-Interferenz-Verhältnis einschließlich Rauschen) ξ_min unter zelleninternen schnurlosen Endgeräten, wobei
Das SINR des k^ten schnurlosen Endgeräts ξ_k kann als das Leistungsverhältnis des Signals und der Interferenz einschließlich Rauschen geschrieben werden:
Die Signalleistung ξ_S: K × 1 kann geschrieben werden als ξS = diag(H(0))⊙conj(diag(H(0)), (22)wobei H(0) in Gleichung (12) gegeben wird, "conj" die komplexe konjugierte Operation ist und die Ausgabe von diag(.) ein Spaltenvektor ist, der aus den Diagonalelementen der Argumentmatrix besteht. Die Interferenzleistung ξ₁: K × 1 kann geschrieben werden als ξ1 = diag(HH.) – ξS, (23)wobei H = [H(–1), H(0), H(+1)] und H(0), H(+1) und H(–1) in Gleichungen (12), (13) und (14) gegeben sind. Die Rauschleistung ξ_N: K × 1 kann geschrieben werden als
Man beachte, daß bei Verwendung des Mindest-SINR als das Kriterium für die Codeoptimierung zwei Faktoren berücksichtigt werden: 1) die Empfangsleistung jedes schnurlosen Endgeräts an der Basisstation und 2) die Orthogonalität zwischen Codes.
Obwohl einige schnurlose Endgeräte außerhalb der Zelle Interferenz in bezug auf zelleninterne schnurlose Endgeräte erzeugen können, wird angenommen, daß die einzigen sichtbaren schnurlosen Endgeräte zelleninterne schnurlose Endgeräte sind, so daß K = K₀. Bei Systemen mit einem hohen Frequenzwiederholfaktor ist dies eine sinnvolle Annahme.
Nunmehr wird zum Schritt 206 der 2 zurückgekehrt, in dem der Codeoptimierer 118 eine zufallsmäßige Codesuche durchführt. Die nicht so dichten Gebiete des Signalraums müssen erforscht werden, um die Abstände zwischen den Codes des schnurlosen Endgeräts zu maximieren. Insbesondere müssen einige der unbenutzten Codes durch zufallsmäßige Suche angenommen werden, um den gesamten Signalraum zu überspannen. Auch wird bemerkt, daß ein guter Code für ein schnurloses Endgerät nicht unbedingt ein guter Code für ein anderes schnurloses Endgerät ist, da der Funkkanal für jedes schnurlose Endgerät anders ist. Daher ist für jedes schnurlose Endgerät ein zufallsmäßiges Suchverfahren erforderlich, um diese nicht so dichten Bereiche im Signalraum abzudecken. Wenn die Anzahl schnurloser Endgeräte im Vergleich zur Abmessung des Signalraums klein ist, ist es leichter, einen weniger dichten Bereich durch zufallsmäßige Suche zu finden. Sonst könnte eine längere Suche erforderlich sein. Es werden nunmehr zwei alternative Verfahren zur Durchführung des zufallsmäßigen Codesuchschritts 206 beschrieben. Das erste Verfahren besteht darin, alle möglichen Codes so lange zu durchsuchen, bis ein besserer Code erhalten wird. Wenn die Anzahl von schnurlosen Endgeräten im Vergleich mit der Abmessung des Signalraums groß ist, kann es eine lange Zeit erfordern, einen besseren Code zu finden. Das zweite Verfahren besteht darin, nur eine Teilmenge von zufallsmäßig ausgewählten Codes zu durchsuchen und den besten Code in der Teilmenge zu wählen, wenn er besser als der Ursprungscode vor der zufallsmäßigen Suche ist. Wenn die Anzahl schnurloser Endgeräte im Vergleich zur Abmessung des Signalraums klein ist, könnte der zweite Ansatz eine große Menge unnötiger Suche erfordern. Wenn jedoch die Anzahl schnurloser Endgeräte im Vergleich zur Abmessung des Signalraums groß ist, könnte dieses zweite Verfahren bei einem weniger als optimalen Wert haltmachen. Ein Fachmann würde erkennen, daß zur Implementierung der zufallsmäßigen Codesuche andere Verfahren benutzt werden könnten.
Obwohl es unwahrscheinlich ist, daß durch den Schritt 206 der zufallsmäßigen Suche der beste Code gefunden wird, wird der beste verfügbare Code wahrscheinlich in der Nähe des weniger dichten Bereichs des Signalraums liegen, der den im Schritt 206 gefundenen Code umgibt. So kann der Code für das schnurlose Zielendgerät durch Gradientensuche in diesem weniger dichten Bereich im Signalraum weiter optimiert werden.
Im Schritt 208 wird bestimmt, ob die zufallsmäßige Codesuche des Schritts 206 eine Verbesserung des SINR für das schnurlose Zielendgerät ergab. Wenn eine Verbesserung eingetreten ist, dann werden in Schritten 210 und 220 zwei Arten von Gradientensuchen durchgeführt, um den besten Code für dieses schnurlose Endgerät zu finden.
Im Schritt 210 wird eine Gradientensuche von Codes wie folgt durchgeführt. Am Code des schnurlosen Zielendgerätes wird eine kleine Änderung durchgeführt, um zu bestimmen, ob es eine Verbesserung in bezug auf das Mindest-SINR gibt. Angenommen, die Länge des Codes ist N Chips. Es werden N verschiedene Codes durch einzelnes Ändern des Vorzeichens jedes Chips im Code erzeugt. Diese N verschiedenen Codes werden dann mit dem Ursprungscode verglichen. Wenn keiner der neuen N Codes besser als der Ursprungscode funktioniert, dann wird die Gradientensuche von Codes als konvergiert erachtet. Ansonsten wird der Ursprungscode durch den besten Code unter den N neuen Codes ersetzt und derselbe Vorgang wiederholt. Man beachte, daß die Vorzeichenänderung von nur einem Chip im Code nur eine minimale Codeänderung auf der Sendeseite ergibt. Es wird erwartet, daß eine derartige Mindeständerung in der Richtung auch nur eine geringe Änderung des Codes, so wie er am Empfänger gesehen wird, ergibt.
Im Schritt 220 wird eine Gradientensuche von Übertragungslaufzeiten wie folgt durchgeführt. Die Übertragungslaufzeit des Codes des schnurlosen Endgeräts wird um einen kleinen Schritt ΔT verstellt, um die optimale Laufzeit eines bestimmten Codes festzustellen. Bei Annahme von bandbegrenzten Signalen sollte die Schrittgröße ΔT im umgekehrten Verhältnis zur Signalbandbreite stehen.
Nach der Darstellung des Schritts 222 wird die Gradientensuche von Codes (Schritt 210) und die Gradientensuche von Laufzeiten (Schritt 220) solange fortgesetzt, bis keine weitere Verbesserung des SINR für das schnurlose Zielendgerät erreicht wird. Im Schritt 224 wird bestimmt, ob die Codesuchschritte (Schritte 204–222) konvergiert sind. Konvergenz der Codesuche wird als der Zustand definiert, wenn es ungeachtet des ausgewählten schnurlosen Zielendgeräts der Verarbeitungs-Teilmenge keinen Raum für weitere Verbesserung gibt. Konvergenz kann dadurch bestimmt werden, daß man Schritte 204 bis 208 solange wiederholt, bis es keine Verbesserung mehr gibt. Eine schließliche Konvergenz ist garantiert, da es nur eine endliche Anzahl möglicher Codezuweisungen gibt, obwohl diese endliche Zahl 2^KNG^K sehr groß sein könnte, wobei G als die Anzahl möglicher Übertragungslaufzeiten definiert ist. Es gibt eine endliche Anzahl möglicher Übertragungslaufzeiten wegen der endlichen zeitlichen Auflösung für die angenommenen bandbegrenzten Signale im System. Wenn eine erschöpfende Suche möglich ist, ist die optimale Zuweisung garantiert. Ansonsten kann der vorgeschlagene Algorithmus zumindest auf einer örtlichen optimalen Lösung konvergieren, da fortlaufend nach einem besseren Mindest-SINR gesucht wird.
Zurückkehrend zu 2, wenn das Prüfungsergebnis im Schritt 224 nein ist, kehrt die Steuerung zum Schritt 204 zurück und ein neues schnurloses Endgerät aus der Verarbeitungsmenge wird als das schnurlose Zielendgerät gewählt und die Codesuche der Schritte 206–222 wiederholt. Man beachte, daß das neue Ziel ein bereits während der gegenwärtigen Verarbeitungsschleife gewähltes schnurloses Endgerät sein kann. Wenn das Prüfungsergebnis im Schritt 224 ja ist, dann wird im Schritt 226 bestimmt, ob die Anzahl von schnurlosen Endgeräten in der Verarbeitungsmenge der Gesamtzahl schnurloser Endgeräte gleich ist, die mit der Basisstation 102 kommunizieren. Wenn nicht, dann wird im Schritt 228 ein weiteres schnurloses Endgerät zur Verarbeitungsmenge hinzugefügt und die Schritte 204 bis 224 werden für die neue Verarbeitungsmenge wiederholt. Wenn im Schritt 226 bestimmt wird, daß die Anzahl schnurloser Endgeräte in der Verarbeitungsmenge der Gesamtzahl schnurloser Endgeräte gleich ist, die mit der Basisstation 102 kommunizieren, dann werden im Schritt 230 die gegenwärtig den schnurlosen Endgeräten zugewiesenen Codes vom Codeoptimierer 118 ausgegeben und die Verarbeitung wird beendet.
Nunmehr zurückkehrend zur 1 werden die optimierten Codes vom Codeoptimierer 118 dem Signaldetektor 120 und dem Abwärtsstreckenmodulator 122 zugeführt. Der Abwärtsstreckenmodulator 122 empfängt auch Abwärtsstrecken-Dateneingaben, die beispielsweise Fernsprechsignale von einem Fernsprechnetz sein können. Vom Abwärtsstreckenmodulator 122 werden die Abwärtsstreckendaten und die vom Codeoptimierer 118 empfangenen Codes moduliert und das modulierte Signal wird dem Frequenz-Aufwärtsumsetzer 124 bereitgestellt. Vom Frequenz-Aufwärtsumsetzer 124 wird das Signal über die Antenne 126 zu den schnurlosen Endgeräten 110 übertragen. Auf diese Weise werden die neu zugewiesenen Codes zu den schnurlosen Endgeräten 110 übertragen. Die schnurlosen Endgeräte benutzen dann die neu zugewiesenen Codes für die nachfolgende Kommunikation auf der Aufwärtsstrecke. Wie oben beschrieben empfängt der Signaldetektor 120 auch die neuen Codes vom Codeoptimierer 118, so daß der Signaldetektor 120 die nachfolgende Kommunikation auf der Aufwärtsstrecke codieren kann.
So ergibt die Verwendung einer Verarbeitungsmenge wie oben in Verbindung mit einer vorteilhaften Ausführungsform beschrieben einen iterativen Algorithmus, bei dem schnurlose Endgeräte nacheinander und nur nach Konvergenz des Codeoptimierungsverfahrens für die vorhergehende Verarbeitungsmenge der Verarbeitungs-Teilmenge hinzugefügt werden. Dieses sequentielle Verpackung genannte Verfahren ist deshalb vorteilhaft, da die Wahrscheinlichkeit einer Konvergenz der Codezuweisungen auf der optimalen Lösung größer ist, wenn die Anzahl schnurloser Endgeräte klein ist. Weiterhin ist die optimale Codezuweisung eines Systems mit K schnurlosen Endgeräten voraussichtlich der eines Systems mit (K – 1) schnurlosen Endgeräten ähnlich.
Weiterhin wird während der Verarbeitung jeder Verarbeitungsmenge das Verfahren der Absonderung des schnurlosen Zielendgeräts benutzt. Statt alle Codes für alle schnurlosen Endgeräte in der Verarbeitungsmenge zu aktualisieren, wird jedesmal ein schnurloses Zielendgerät abgesondert und sein Code optimiert, ehe zur Optimierung der Codes anderer schnurloser Endgeräte fortgeschritten wird. Dadurch wird auch die Konvergenz beschleunigt, da vor der Konvergenz der Codeoptimierung die meisten Codes bereits gute orthogonale Verteilung erreicht haben können. Alle Codes zu stören würde möglicherweise die Konvergenzgeschwindigkeit verlangsamen.
Im folgenden Teil der Beschreibung werden Leistungsfragen der oben beschriebenen Codezuweisungsverfahren angesprochen. Die Leistung des in Verbindung mit 2 beschriebenen Algorithmus ist von der Anzahl schnurloser Endgeräte, der Abmessung des Signalraums, dem Gesamtkanal jedes schnurlosen Endgeräts und dem für Codeoptimierung benutzten Anpassungsverfahren abhängig.
Im allgemeinen gibt es 2^KNG^K mögliche Codezuweisungen, wobei G als Anzahl möglicher Übertragungslaufzeiten definiert ist, K die Anzahl schnurloser Endgeräte und N die Länge eines Codes ist. Es gibt eine endliche Anzahl möglicher Übertragungslaufzeiten wegen der endlichen zeitlichen Auflösung für die angenommenen bandbegrenzten Signale im System. Für jede Codezuweisung kann das Mindest-SINR berechnet werden. Die Systemleistung wird entsprechend dem beschriebenen Verfahren des Ersetzens der ursprünglichen zufallsmäßigen Signaturzuweisung durch eine der besten Signaturzuweisungen wenn möglich und dadurch Verbesserung des Mindest-SINR verbessert. 3 zeigt ein Beispiel der Verteilung des Mindest-SINR in einem einfachen System, bei dem ein synchrones System mit nur einem Weg mit Einheitsverstärkung für jedes schnurlose Endgerät, d. h. G = 1, ein Code mit vier Chips Länge, bis zu vier schnurlose Endgeräte, eine einzelne Antenne und E_b/N₀ = ∞ angenommen wird. Jede Kurve in der 3 ist mit der Anzahl schnurloser Endgeräte im System etikettiert. J ist als die Gesamtzahl möglicher Codezuweisungen definiert und daher ist J = 256, 4096 und 65536 für zwei, drei bzw. vier schnurlose Endgeräte. In der 3 ist das Mindest-SINR über x aufgetragen, wobei das Mindest-SINR aufsteigend geordnet ist, x = j/J, und j die Codezuweisungszahl nach dem Sortieren ist. Die Horizontalachse der 3 stellt daher den Prozentsatz der unteren Leistungsfähigkeit unter allen möglichen Codezuweisungen dar. Man beachte, daß das Mindest-SINR ohne Codezuweisungsoptimierung die meiste Zeit sehr niedrig ist, ungeachtet der Anzahl schnurloser Endgeräte im System. Die durch Neuzuweisung der Codes der schnurlosen Endgeräte bewirkte Verbesserung des Mindest-SINR ist sehr bedeutend, wenn die Anzahl schnurloser Endgeräte in der Nähe der Abmessung des Signalraums liegt. Wenn die Anzahl schnurloser Endgeräte klein ist, ist die Verbesserung immer noch groß, aber nicht so bedeutend, da es relativ leicht ist, die Codevektoren im Signalraum auseinanderzutrennen. In der 4 sind die oberen 2 Prozent der Leistung der 3 erweitert. In diesem Beispiel können orthogonale Codes erhalten werden, wenn der Algorithmus der 2 bei 2, 3 und 4 schnurlosen Endgeräten im System auf dem Mindest-SINR unter den oberen 20 Prozent, oberen 1,5 Prozent bzw. oberen 0,05 Prozent konvergiert.
Nunmehr wird das Problem behandelt, wie viele Suchvorgänge erforderlich sind, um einen bestimmten Prozentsatz der oberen Mindest-SINR-Leistungen zu erreichen. Auch wird der Kompromiß zwischen der Komplexität des Suchalgorithmus und der Verbesserung der SINR-Leistung untersucht. Da die Anzahl möglicher Codezuweisungen J gewöhnlich eine sehr große Nummer ist, erweist sich die Wirksamkeit der Codesuche als wichtiges Thema. Als erstes wird die Wahrscheinlichkeit, daß jede Codezuweisung ausgewählt wird, unter Verwendung von zwei Grundstrategien analysiert: 1) blinde Durchsuchung aller möglichen Codezuweisungen, bis eine Signaturzuweisung mit besserem Mindest-SINR gefunden wird, und 2) blinde Durchsuchung von J₁ Codezuweisungen und Auswählen der besten.
Es wird die annähernde Anzahl von blinden Suchungen im Algorithmus geschätzt und diese Zahl mit der Anzahl blinder Suchungen verglichen, die dafür erforderlich sind, daß das Mindest-SINR eine gewisse Leistungshöhe erreicht. Als erstes wird die Codezuweisungssuchstrategie analysiert, bei der alle möglichen Codezuweisungen blind durchsucht werden, bis eine Zuweisung gefunden wird, die ein besseres Mindest-SINR als die gegenwärtige Zuweisung erreicht. p₀(j) wird als die Wahrscheinlichkeit des Auswählens der j^ten Signaturzuweisung definiert. Bei einem System mit Pseudozufallscodes wird die Wahrscheinlichkeitsverteilung als p₀(j) = 1/J, j = 1, 2, ..., J gegeben. Man erinnere sich, daß die Codezuweisungen aufsteigend geordnet sind. Wenn die Wahrscheinlichkeit, daß die Zuweisung j₁ – 1 als nächste ausgewählt wird, Null beträgt, dann beträgt die Wahrscheinlichkeit, daß irgendeine der letzten J – j₁ Zuweisungen als nächste ausgewählt wird,
Die Wahrscheinlichkeitsverteilung nach dem ersten Zyklus von Suchungen {p₁(j)} wird dann p1 = Mp0 (25)wobei p₀ = [p₀(J), p₀(J – 1), ..., p₀(1)]^T, p₁ = [p₁(J), p₁(J – 1), ..., p₁(1)]^T und die Übergangsmatrix M: J × J ist definiert als
Bei Betrachtung der Struktur von M ist ersichtlich, daß dieser Codezuweisungssuchalgorithmus die Verteilung des Mindest-SINR zur besseren Leistungsseite schiebt. Um das Mindest-SINR weiter zu verbessern, kann dieselbe Suchstrategie mehrere Male wiederholt werden. Wenn i Suchzyklen durchgeführt werden, kann eine Wahrscheinlichkeitsfunktion pi erhalten werden, die gegeben wird durch pi = Mip0 (27)
Man beachte, daß, wenn einmal ein gutes Mindest-SINR erhalten worden ist, die in jedem Suchzyklus erforderliche Anzahl von Suchungen mit Weiterführung der Suche steigt, da es schwieriger wird, selbst ein nur etwas besseres Mindest-SINR zu finden. Die Durchschnittsanzahl von im i^ten Zyklus erforderlichen blinden Suchungen kann geschrieben werden als
Die Anzahl möglicher Signaturzuweisungen J ist gewöhnlich eine große Zahl. Gleichungen (25), (27) und (28) sind daher schwierig zu bewerten. Diese Gleichungen müssen daher in fortlaufender Form umgeschrieben werden. Die j^te Zuweisung sei die unteren x(j) Prozent unter J Zuweisungen, nämlich x = j/J und p_i(x) sei die Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion von x nach dem i^ten Suchzyklus. Die Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion nach dem ersten Suchzyklus wird
wobei „ln" den natürlichen Logarithmus bezeichnet. Auf ähnliche Weise wird die Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion nach dem i^ten Suchzyklus
Durch Lösen der Gleichung (30) wird folgendes erhalten
wobei i! faktorielles i bezeichnet. Die Summenhäufigkeitsverteilungsfunktion (CDF – cumulative distribution function) des Mindest-SINR nach dem i^ten Suchzyklus kann dann geschrieben werden als
Zusätzlich kann die Durchschnittszahl von blinden Suchungen im i^ten Suchzyklus geschrieben werden als
5 zeigt die Verbesserung der Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion des Mindest-SINR unter Verwendung des Zufallssuchverfahrens der Suchung aller möglichen Codes, bis ein besserer Code als der gegenwärtige Code gefunden wird. Jede Kurve in der Figur ist mit der Anzahl der Suchzyklen etikettiert. Durch Vergleichen der 3 mit der 5 kann die Anzahl von Zyklen von blinden Suchungen, die zum Erreichen einer gewissen Mindest-SINR-Leistung erforderlich sind, bestimmt werden. 6 zeigt die Anzahl erforderlicher blinder Suchzyklen, um gewisse Leistungshöhen für die zwei zufallsmäßigen Suchverfahren zu erreichen. Abschnitt 602 der 6 zeigt die Anzahl von erforderlichen Suchzyklen für eine Chance von 50, 90 und 99 Prozent, daß die Suchergebnisse unter den oberen 10,1 bzw. 0,1 Prozent Leistung aller möglichen Codezuweisungen für das erste Zufallssuchverfahren liegen, bei dem solange gesucht wird, bis ein besserer Code gefunden wird. Um beispielsweise eine Chance von 90 Prozent zu haben, das obere 1 Prozent Leistung unter Verwendung des ersten Zufallssuchverfahrens zu erreichen, wird mindestens 7mal nach einer besseren Zuweisung gesucht werden müssen.
Wie oben beschrieben besteht die zweite Suchstrategie in der zufallsmäßigen Durchsuchung einer festen Anzahl von Codezuweisungen, um den Code mit dem besten Mindest-SINR zu finden. Wenn i mögliche Codezuweisungen durchsucht werden, ist die Wahrscheinlichkeit, die j^te Zuweisung p_i(j) auszuwählen, gegeben durch
Wenn jedoch i – 1 paarweise Vergleiche zur Durchsuchung von i möglichen Codezuweisungen benutzt werden und sich dieselben Codezuweisungen innerhalb von i Zuweisungen wiederholen dürfen, kann p_i(j) wie folgt abgeändert werden: Bei Erstverwendung der j ten / 1 Zuweisung besteht bei jedem paarweisen Vergleich eine Chance
, daß die j ten / 1 Zuweisung mit einer Zuweisung mit schlechterem Mindest-SINR verglichen wird, während eine Chance
besteht, daß die j ten / 1 Zuweisung mit einer Zuweisung mit besserem Mindest-SINR verglichen wird. Die Wahrscheinlichkeit, daß die ersten j₁ – 1 Zuweisungen ausgewählt werden, ist daher Null; die Wahrscheinlichkeit, daß dieselbe Zuweisung als nächste ausgewählt wird, ist
; und die Wahrscheinlichkeit, daß eine beliebige der besseren Zuweisungen als nächste ausgewählt wird, ist
. {p_i} kann daher geschrieben werden als pi = Mi–1p0, i = 2, 3, ... (35)wobei p₀ = [p₀(J), p₀(J – 1), ..., p₀(1)]^T, p_i = [p_i(J), p_i(J – 1), ..., p_i(1)]^T, und die Übergangsmatrix M: J × J wird definiert als
Die Struktur der Matrix M zeigt wieder, daß dieser Codezuweisungssuchalgorithmus die Verteilung des Mindest-SINR zur besseren Leistungsseite hin schiebt. Da J gewöhnlich eine große Zahl ist, ist die Gleichung (35) nicht leicht zu bewerten. Daher wird p₁ in einer kontinuierlichen Form ausgedrückt als p2(x) = ∫x0 p0(x)dx + p0(x)x = 2x (37)in der Annahme, daß po(x) = 1, x E[0,1], und auch pi(x) – ∫x0 pi–1(x)dx + pi–1(x)x, i = 3,4 (38)
Durch Lösen der Gleichung (38) wird folgendes erhalten pi(x) = ixi–1 (39)
Die CDF des Mindest-SINR nach Durchsuchung von i Signaturzuweisungen kann dann geschrieben werden als pi, CDF(x) = xi. (40)
7 zeigt die Verbesserung der Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion des Mindest-SINR unter Verwendung der zweiten Suchstrategie des Durchsuchens einer festen Anzahl von Codezuweisungen. Jede Kurve in der Figur ist mit der Anzahl von durchsuchten Zuweisungen etikettiert. Beim Vergleichen von 3 mit 7 kann bestimmt werden, wie viele Codezuweisungen durchsucht werden müssen, um eine gewisse Mindest-SINR-Leistung zu erreichen. Abschnitt 604 der 6 zeigt die Anzahl erforderlicher Suchungen, um eine Chance von 50, 90 und 99 Prozent zu haben, zu den oberen 10, 1 bzw. 0,1 Prozent Leistung aller möglichen Codezuweisungen unter Verwendung der zweiten Zufallssuchstrategie zu zählen.
Es gibt einen Kompromiß zwischen der Mindest-SINR-Leistung und der Konvergenzgeschwindigkeit. Bei dem beschriebenen Algorithmus kann das Konvergenzkriterium, die Schrittgröße der Gradientensuche und das Verfahren der Auswahl eines schnurlosen Zielendgeräts gesteuert werden, um die Komplexität des Algorithmus und die Konvergenzgeschwindigkeit einzustellen. Wenn die Komplexität des Zuweisungssuchverfahrens gesteigert wird, wird erwartet, daß sich die Mindest-SINR-Leistung verbessert, während längere Zeit zur Konvergenz des Algorithmus erforderlich sein könnte. Dieser Kompromiß wird untersucht, um zu bestimmen, welche Erhöhung der Komplexität des Algorithmus erforderlich ist, um eine gewisse Leistungsverbesserung zu erreichen. Es wird die Anzahl äquivalenter blinder Suchungen n ^ in dem vorgeschlagenen Algorithmus geschätzt. Auf Grundlage von n ^ und den 5–7 wird die Verbesserung gegenüber dem Mindest-SINR unter allen möglichen Codezuweisungen ausgewertet.
Wie oben beschrieben sind blinde Suchungen ungeachtet der benutzten Suchstrategie im allgemeinen unzulänglich. Angesichts der obigen Leistungsanalyse können Verbesserungen für die Suchverfahren wie folgt zusammengefaßt werden.
Die zufallsmäßigen Suchen und die Gradientensuchungen dienen den Zwecken der Gebietseinteilung bzw. örtlichen Gebietssuche im Signalraum. Bei der zufallsmäßigen Suchung wird zuerst nach den Gebieten gesucht, wo ein höheres Mindest-SINR mit größerer Wahrscheinlichkeit auftritt. Diese zufallsmäßige Suche kann als Einteilen des Signalraums in kleine Gebiete und dann Finden eines der besten Gebiete unter anderen nicht optimalen Gebieten angesehen werden. Bei der Gradientensuche wird dann nach dem besten Mindest-SINR rund um das durch die zufallsmäßige Suchung bestimmte beste örtliche Gebiet gesucht. Die Anzahl von zufallsmäßigen Suchungen nach dem Code des schnurlosen Endgeräts k ist als n ^ _g,k definiert. Wenn die beste Codezuweisung im besten Gebiet ein höheres Mindest-SINR als alle anderen Codezuweisungen in nicht optimalen Gebieten aufweist, dann kann die äquivalente Zahl blinder Suchungen nach dem schnurlosen Endgerät k geschrieben werden als n ^k = n ^ r,k n ^ g,k(N + 2) (41)
Es wird angenommen, daß äquivalente Gradientensuchungen für jedes der nicht optimalen Gebiete durchgeführt werden, obwohl diese Gradientensuchungen eigentlich unterlassen werden. Man beachte, daß der Faktor N + 2 in der Gleichung (41) die Anzahl von Suchungen in jedem Schritt der Gradientensuche darstellt; N Suchungen nach dem Code und zwei Suchungen nach der Übertragungslaufzeit.
Bezüglich der Absonderung des schnurlosen Zielendgeräts und der sequentiellen Verpackung kann angenommen werden, daß, wenn die Anzahl schnurloser Endgeräte im System viel geringer als die Abmessung des Signalraums ist, die Codesuche nach jedem schnurlosen Endgerät unabhängig ist. Anders gesagt wird angenommen, daß der beste Code, der während der Suche nach den besten Codes für das schnurlose Endgerät k ungeachtet der Codes anderer schnurloser Endgeräte gefunden wird, auch der beste Code für das schnurlose Endgerät k bei der Suche nach den besten Codezuweisungen für alle schnurlosen Endgeräte ist. Der Hauptzweck des oben beschriebenen sequentiellen Verpackungsverfahrens besteht in der Bestätigung dieser Annahme. Die gesamte äquivalente Anzahl blinder Suchungen n ^ im Algorithmus ist daher grob gegeben durch
Die Schätzung von n ^ in der Gleichung (42) ist überoptimistisch; sie bietet jedoch eine Einsicht in das Verhältnis zwischen der Systemleistung und der Komplexität des Algorithmus.
Es versteht sich, daß die obige ausführliche Beschreibung erläuternd und beispielhaft für die Erfindung ist und daß verschiedene Abänderungen vom Fachmann ausgeführt werden können, ohne aus dem Rahmen der Erfindung zu weichen, so wie sie durch die beiliegenden Ansprüche definiert ist.

Claims

Verfahren zum Zuweisen von Spreizcodes in einem CDMA-Funkkommunikationssystem, in dem eine Mehrzahl von schnurlosen Endgeräten (110) über eine Mehrzahl von Kanälen kommuniziert, gekennzeichnet durch folgendes: Bestimmen von Ausbreitungseigenschaften der Mehrzahl von Kanälen; und Suchen nach und Finden von Spreizcodes zum Zuweisen von Spreizcodes zu der Mehrzahl von schnurlosen Endgeräten (110) auf Grundlage der Ausbreitungseigenschaften der Kanäle, wobei ein einem schnurlosen Endgerät zugewiesener Spreizcode sowohl zum Codieren als auch Decodieren von vom schnurlosen Endgerät übertragenen Signalen benutzt wird.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt des Zuweisens von Spreizcodes die Schritte des Wählens eines schnurlosen Zielendgeräts und des Zuweisens eines Spreizcodes zum schnurlosen Zielendgerät umfaßt.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei der Schritt des Zuweisens eines Spreizcodes einem schnurlosen Zielendgerät den Schritt des Durchführens einer zufallsmäßigen Codesuche zum Erhalten eines verbesserten Spreizcodes für das schnurlose Zielendgeräts umfaßt, der eine Verbesserung bezüglich des SINR gegenüber einem gegenwärtigen Spreizcodes des schnurlosen Zielendgerät ist.
Verfahren nach Anspruch 3, wobei der Schritt des Durchführens einer zufallsmäßigen Codesuche den Schritt des zufallsmäßigen Suchens nach verfügbaren Spreizcodes umfaßt, bis ein verbesserter Spreizcode gefunden wird.
Verfahren nach Anspruch 3, wobei der Schritt des Durchführens einer zufallsmäßigen Codesuche den Schritt des zufallsmäßigen Durchsuchens einer Teilmenge verfügbarer Spreizcodes nach dem besten Spreizcode in dieser Teilmenge umfaßt.
Verfahren nach Anspruch 3, weiterhin mit dem Schritt des Durchführens einer Gradientensuche von Spreizcodes in dem den verbesserten Spreizcode umgebenden Signalraumbereich.
Verfahren nach Anspruch 3 mit dem Schritt des Durchführens einer Gradientensuche von Übertragungslaufzeiten für den verbesserten Spreizcode.
Verfahren nach Anspruch 3 mit den folgenden Schritten: Durchführen einer Gradientensuche von Spreizcodes in dem den verbesserten Spreizcode umgebenden Signalraumbereich; und Durchführen einer Gradientensuche von Übertragungslaufzeiten für den verbesserten Spreizcode.
Verfahren nach Anspruch 1 mit folgenden Schritten: Unterhalten einer Verarbeitungsmenge der Mehrzahl von schnurlosen Endgeräten; einzelnes Zuweisen von Spreizcodes zu den schnurlosen Endgeräten in der Verarbeitungsmenge; und Zufügen eines schnurlosen Endgeräts zur Verarbeitungsmenge, wenn der Schritt des einzelnen Zuweisens von Spreizcodes zu den schnurlosen Endgeräten in der Verarbeitungsmenge konvergiert ist und Wiederholen des Schritts des einzelnen Zuweisens von Spreizcodes.
Verfahren nach Anspruch 1, mit dem Schritt des Übertragens der Spreizcodes zu der Mehrzahl von schnurlosen Endgeräten (110).
Vorrichtung zum Kommunizieren mit einer Mehrzahl von schnurlosen Endgeräten (110) über eine Mehrzahl von Kanälen, gekennzeichnet durch folgendes: Mitteln (114) zum Bestimmen von Kanalausbreitungseigenschaften; und Mitteln (118) zum Suchen nach und Finden von Spreizcodes zum Zuweisen von Spreizcodes zu der Mehrzahl von schnurlosen Endgeräten (110) auf Grundlage der Kanalausbreitungseigenschaften, wobei ein einem schnurlosen Endgerät zugewiesener Spreizcode sowohl zum Codieren als auch zum Decodieren von vom schnurlosen Endgerät übertragenen Signalen benutzt wird.
Vorrichtung nach Anspruch 11, wobei das Mittel (118) zum Zuweisen von Spreizcodes folgendes umfaßt: Mittel zum Wählen eines schnurlosen Zielendgeräts; und Mittel zum Zuweisen eines Spreizcodes zum schnurlosen Zielendgerät.
Vorrichtung nach Anspruch 12, wobei das Mittel zum Zuweisen eines Spreizcodes zu einem schnurlosen Zielendgerät Mittel zum Durchführen einer zufallsmäßigen Codesuche zum Erhalten eines verbesserten Spreizcodes für das schnurlose Zielendgerät umfaßt, der eine Verbesserung bezüglich des SINR gegenüber einem gegenwärtigen Spreizcode des schnurlosen Zielendgeräts darstellt.
Vorrichtung nach Anspruch 13, wobei das Mittel zum Durchführen einer zufallsmäßigen Codesuche Mittel zum zufallsmäßigen Durchsuchen von verfügbaren Spreizcodes, bis ein verbesserter Spreizcode gefunden wird, umfaßt.
Vorrichtung nach Anspruch 13, wobei das Mittel zum Durchführen einer zufallsmäßigen Codesuche Mittel zum zufallsmäßigen Durchsuchen einer Teilmenge verfügbarer Spreizcodes nach dem besten Spreizcode in der Teilmenge umfaßt.
Vorrichtung nach Anspruch 13 mit Mitteln zum Durchführen einer Gradientensuche von Spreizcodes in dem den verbesserten Spreizcode umgebenden Signalraumbereich.
Vorrichtung nach Anspruch 13 mit Mitteln zum Durchführen einer Gradientensuche von Übertragungslaufzeiten für den verbesserten Spreizcode.
Vorrichtung nach Anspruch 13 mit folgendem: Mittel zum Durchführen einer Gradientensuche von Spreizcodes in dem den verbesserten Spreizcode umgebenden Signalraumbereich; und Mittel zum Durchführen einer Gradientensuche von Übertragungslaufzeiten für den verbesserten Spreizcode.
Vorrichtung nach Anspruch 11 mit Mitteln (122, 124) zum Übertragen der Spreizcodes zu der Mehrzahl von schnurlosen Endgeräten (110).