DE4321207A1

DE4321207A1 - Schaltungsanordnung zur Impulslaufzeitmessung

Info

Publication number: DE4321207A1
Application number: DE19934321207
Authority: DE
Inventors: Otto Juenemann
Original assignee: Jenoptik Jena GmbH; Jenoptik AG
Current assignee: Jenoptik AG
Priority date: 1993-06-25
Filing date: 1993-06-25
Publication date: 1995-01-05
Anticipated expiration: 2013-06-26
Also published as: DE4321207C2

Description

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ist in Entfernungs- und Geschwindigkeitsmeßgeräten, die nach dem Prinzip der Impulsreflexlaufzeitmessung arbeiten, anwendbar, wo es zur Bestimmung der Laufzeit bzw. Laufzeitdifferenz von Direkt- und/oder Reflexsignal auf eine eindeutige Zeitpunktbestimmung der detek tierten Signale ankommt.

Bei den aus dem Stand der Technik bekannten Anordnungen zur Impulsreflexlauf zeitmessung wird grundsätzlich der empfangene Strahlungsimpuls in einen elek trischen Empfangsimpuls gewandelt, dann verstärkt und komparativ verglichen, so daß bei Schwellwertüberschreitung ein digitaler Impuls erzeugt wird, aus dessen erster Flanke der Zeitpunkt der Detektion des Strahlungsimpulses gewonnen wird.

Eine eindeutige Zeitpunktbestimmung der detektierten Strahlungsimpulse wird einerseits durch die unterschiedliche Spitzenleistung und die Impulsform, abhängig von der Distanz, der Reflexivität und der Schiefstellung der reflektierenden Fläche und andererseits durch Schaltstörungen, die mit zunehmender Integration von elek tronischen, optischen und mechanischen Komponenten zunehmen, erschwert.

Besonders ungünstig wirken sich digitale Schaltstörungen (korreliertes Rauschen), die z. B. durch den komparativen Vergleich entstehen oder von der digitalen Aus gangsstufe rückgekoppelt werden, aus. Diese überlagern sich additiv dem elek trischen Empfangsimpuls und verzerren dessen zeitsignifikante Flanke so, daß kein relevanter Zeitpunkt ableitbar ist. Besonders bei kleinen optischen Impulsleistungen mit damit verringertem Anstieg erweist sich das als ein Problem.

Um eine große Genauigkeit bei der Impulslaufzeitmessung zu erreichen ist es eine permanente Zielstellung, den Einfluß dieser Größen zu minimieren bzw. auszu schließen.

Im Stand der Technik wird das korrelierte Rauschen durch zwei Methoden versucht zu unterdrücken. Die erste Methode ist die konstruktive Abschirmung, die aber einer zunehmenden technologischen Integration Grenzen setzt. Die zweite Methode ist die zeitliche Auswertung von nur Stücken der zeitsignifikanten Flanke mit der größten Steilheit, so daß Rauschamplituden, die sich in derselben Richtung bewegen, unter drückt werden, weil sich das Jittern mit größer werdender Steilheit verringert.

In der OE-PS 307 762 ist eine Anordnung beschrieben, bei welcher das Verstärker ausgangssignal durch optische Blenden auf einen vorgegebenen Wert geregelt wird. Damit wird erreicht, daß der komparative Vergleich an der gleichen Stelle der zeit signifikanten Flanke des Direktsignals als auch des Reflexsignals passiert, an der auch ein Rauschen durch den steilen Anstieg unterdrückt werden kann. Das Regeln auf eine gleiche Amplitude kann natürlich nur durch eine Abwärtsregelung gesche hen, was den Nachteil hat, daß kleine Reflexsignalstärken, die außerhalb des Abwärtsregelbereiches liegen, entweder gar nicht mit dem Direktsignal in Überein stimmung geregelt werden können, oder sich der zeitsignifikante Punkt nicht auf dem steilen Teil der Flanke befindet. Obwohl ein Refleximpuls detektiert wurde, muß dieser im Interesse der angestrebten Genauigkeit verworfen werden. Die Ge nauigkeit wird somit auf Kosten der Reichweite erzielt.

In dem Artikel "A Time-of-Flight Laser Reseiver for Moving Objects" (Raimo Ahola, Risto Myllylä, IEEE Transaction, VOL. IM-35, Juni 1986, S. 216-221) wird ein Empfänger beschrieben, dem ein Constant Fraction Discriminator (CFD) nachge schaltet ist. Dieser hat die Aufgabe, innerhalb der Anstiegsflanke den zeitsignifi kanten Punkt zu definieren. Das geschieht durch den komparativen Vergleich der unverzögerten gedämpften zeitsignifikanten Flanke mit der verzögerten unge dämpften zeitsignifikanten Flanke gleicher Quelle, wobei die Amplitude des Empfangsimpulses im linearen Ansteuerbereich des Empfangsverstärkers bei linearer Steilheit der zeitsignifikanten Flanke liegen muß. Das kann durch Regelung erreicht werden.

Bei dieser Lösung findet der komparative Vergleich von kleinen Reflexsignalen bei einem schlechten Signal-/Rauschverhältnis statt, bei dem außerdem das korrelierte Rauschen an Einfluß zunimmt, da der untere Teil der zeitsignifikanten Flanke im Wesentlichen durch das Tiefpaßverhalten des Empfangsverstärkers langsamer an steigt. Zu Gunsten der angestrebten hohen Genauigkeit, die nur bei einem hohen Signal-/Rauschverhältnis erreichbar ist, muß auch bei dieser Lösung auf die Aus nutzung der Empfängerempfindlichkeit verzichtet werden, was eine Einschränkung der Reichweite bedeutet.

In der Patentanmeldung G04F 313 226.2 sind ein Verfahren und eine Schaltungs anordnung beschrieben, bei dem die Triggerzeitpunkte der aus einem Direkt- und einem Reflexsignal gewonnenen Komparatorsignale gemessen und dann rechen technisch der Abstand und die Breite der Komparatorsignale ermittelt werden. Ver knüpft mit Korrekturwerten ergibt sich die reale Laufzeit des Reflexsignals, die ein sehr genaues Maß für die Entfernung des Meßobjektes ist.

Diese Lösung zeichnet sich gegenüber den vorgenannten, bei gleicher Empfänger empfindlichkeit, durch eine größere Reichweite aus, da selbst die schwächsten noch detektierbaren Signale genaue Meßergebnisse liefern. Das setzt jedoch voraus, daß elektrisch-konstruktive Abschirmmaßnahmen getroffen werden, wodurch einer wei teren technologischen Integration und Volumenreduktion Grenzen gesetzt werden.

Es ist die Aufgabe der Erfindung eine neue Schaltungsanordnung zur Impulslaufzeitmessung zu schaffen, die eine hohe technologische Integration ermög licht und für alle detektierbaren Impulsleistungen eine eindeutige Zeitpunkt bestimmung zuläßt. Es soll damit eine Volumenreduktion von Entfernungs- und Geschwindigkeitsmeßgeräten, bei hoher Genauigkeit der Messungen und unver minderter Reichweite möglich werden.

Diese Aufgabe wird dadurch gelöst, daß die Bildung des digitalen Ausgangssignals zeitlich getrennt vom Empfang des optischen Impulses und dessen Vorverstärkung erfolgt, so daß eine Rückkopplung von Schaltstörungen ohne Einfluß auf die Zeit punktbestimmung ist.

Die zeitliche Trennung wird durch ein Verzögerungsglied bestimmter Verzöge rungszeit erreicht, das zwischen Vorverstärker und digitaler Ausgangsstufe ange ordnet ist und eine konstante Verzögerungszeit ΔTv besitzt. Das Verzögerungsglied kann eine Verzögerungsstufe im Signalweg hinter dem Komparator (Fig. 1) und/oder eine Verzögerungsstufe vor dem Komparator angeordnet sein. Der Unter schied besteht darin, daß das Verzögerungsglied ein digitales oder ein analoges Signal bzw. beide Signale verzögert. Ein digitales Verzögerungsglied läßt sich ein facher verwirklichen. Die jeweils konkrete Anordnung des Verzögerungsgliedes ist abhängig davon zu wählen, inwieweit die Schaltstörungen im wesentlichen nur durch den komparativen Vergleich oder die Rückkopplung der Auswerteelektronik oder durch beides verursacht werden.

Nachfolgend wird ein Ausführungsbeispiel an Hand von Zeichnungen näher beschrieben.

Dazu zeigen:

Fig. 1 die Prinzipdarstellung einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung,

Fig. 2 den Verlauf des detektierten optischen Impulses Popt(t)

Fig. 3 den Verlauf des analogen Verstärkerausgangssignals (mit überlagerten Schaltstörungen bei einer Verzögerung ΔTv = 0) Ua(t),

Fig. 4 den Verlauf des digitalen Ausgangssignals Ud(t) bei einem analogen Signalverlauf gemäß Fig. 3,

Fig. 5 den Verlauf des analogen Verstärkerausgangssignals (mit überlagerten Schaltspannungen bei einer Verzögerung ΔTv < der Einschwingzeit Te) Uav(t),

Fig. 6 den Verlauf des digitalen Ausgangssignals Udv(t) bei einem analogen Signalverlauf gemäß Fig. 5 und

Fig. 7 ein konkretes Ausführungsbeispiel für eine Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1.

Die in Fig. 1 dargestellte Schaltungsanordnung zeigt die Fotodiode 1 mit einem nachgeordneten Vorverstärker 2, dessen Ausgang an einem Eingang des Kompa rators 3 anliegt und dessen Ausgang über die erfindungsgemäß eingefügte Verzöge rungsstufe 4 mit der digitalen Ausgangsstufe 5 verbunden ist. Die von der digitalen Ausgangsstufe 5 erzeugten Schaltstörungen sind als die parasitäre Kapazität 6 dargestellt.

Die Fotodiode 1 empfängt den optischen Impuls, dargestellt in Fig. 2. Der empfind liche, breitbandige Vorverstärker 2 verstärkt den Fotostrom und wandelt ihn in eine Spannung um, die vom Komparator 3 mit der angelegten Schwellspannung Us ver glichen wird. In den Triggermomenten Tp und Tn (Fig. 3, 4) werden über die digi tale Verzögerungsstufe 4 an die digitale Ausgangsstufe 5 Schaltflanken übertragen, wobei in Fall nach dem Stand der Technik die Verzögerungszeit ΔTv = 0 gesetzt wurde. Die parasitäre Kapazität 6 koppelt im Schaltmoment Störungen mit der Ein schwingzeit Te (Fig. 3, 4) von der digitalen Ausgangsstufe 5 auf die Fotodiode 1 und den Vorverstärker 2. Fig. 3 zeigt die Schaltstörungen, die dem Verstärkeraus gangssignal Ua(t) überlagert sind. Durch das Pendeln um die Schwellspannung Us wird die positive und die negative Flanke des digitalen Ausgangssignals Ud(t) (Fig. 4) so zerhackt, so daß die Triggerzeitpunkte nur in den Zeitspannen Tp + ΔTe bzw. Tn + ΔTe erkannt werden können und verworfen werden müssen.

Die Fig. 5 und 6 zeigen die mit den Verzögerungszeiten ΔTv + und ΔTv- beauf schlagten Signale Uav(t) bzw. Udv(t). Die auf das Verstärkerausgangssignal gekop pelten Störungen als auch das digitale Ausgangssignal erscheinen gegenüber den Triggerzeitpunkten Tp und Tn verzögert, aber trotz der Störungen sind die Flanken ohne Hazard und den Triggerzeitpunkten Tpv und Tnv eindeutig zuordenbar.

Tpv = Tp + ΔTv+
Tnv = Tn + ΔTv-.

Beide Verzögerungszeiten müssen nicht gleich sein, weil der Impulsbreite Tnv - Tpv durch das nachgeordnete Auswerteverfahren ein Korrekturwert zugeordnet wird, der die Verzögerungszeit ΔTv + kompensiert.

ΔTv + und ΔTv- müssen so gewählt werden, daß die Einschwingzeit der Störungen ΔTe überbrückt werden kann, also ΔTv < ΔTe (Fig. 4, 6).

Fig. 7 zeigt ein konkretes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schal tungsanordnung, bei welcher das Verzögerungsglied dem Komparator nachgeordnet ist.

Die gesamte Schaltung, hier vereinfacht dargestellt, ist auf einer Leiterplatte in Auf setztechnik aufgebaut und es werden Signale im mV-Bereich mit Zeitauflösungen im ns-Bereich verarbeitet.

Der Vorverstärker 2 ist mit dem Komparator 3 im Differenzbetrieb gekoppelt. Das hat den Vorteil, daß die Empfindlichkeit und die Störunterdrückung beider ausge nutzt wird. Die Schwellspannung Us wird im Wesentlichen vom Rauschen der Ver stärkerausgangsspannung Ua(t) bestimmt. Die Verzögerungsstufe 4 besteht aus vier schnellen C-MOS-Gattern, wobei sich durch die ausgangsseitige Parallelschaltung drei Gatterlaufzeiten addieren. Der Komparator 3 und die Verzögerungsstufe 4 sind so eng benachbart und die Gatter der Verzögerungsstufe auf einem Chip angeordnet, daß eine parasitäre Störkopplung zwischen 3, 4 und 1, 2 praktisch nicht existiert.

Die digitale Ausgangsstufe 5, bestehend aus der Parallelschaltung der Gatteraus gänge zum Zweck des Treibens hoher Ströme im ns-Bereich und angeschlossenen Leiterzügen sowie einer Koaxialleitung, ist die wesentliche Störquelle.

Die Verzögerungszeit ist nicht nur auf die Verzögerungsstufe 4 beschränkt, sondern ergibt sich aus der Summe der Verzögerungszeiten des Komparators 3 und der hintereinandergeschalteten Gatter. In diesem Fall beträgt sie einige Nanosekunden und ist größer als die zeitliche Länge ΔTe der Störung, so daß die zeitliche Lage beider Flanken des digitalen Ausgangssignals gegenüber einem Referenzzeitpunkt im Subnanosekundenbereich aufgelöst werden kann.

Claims

1. Schaltungsanordnung zur Impulsreflexlaufzeitmessung bestehend aus einem Strahlungsdetektor, welcher die empfangenen Direkt- und Reflexsignale in elek trische Signale wandelt, einem Vorverstärker, einem Komparator zur Bildung von digitalen Ausgangssignalen und einer digitalen Ausgangsstufe, welche aus den Triggerzeitpunkten der digitalen Ausgangssignale die Laufzeit der Reflex signale ermittelt, gekennzeichnet dadurch, daß im Signalweg zwischen dem Vor verstärker und der digitalen Ausgangsstufe ein Verzögerungsglied geschaltet ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 gekennzeichnet dadurch, daß das Verzögerungsglied eine zwischen Komparator und digitaler Ausgangs stufe geschaltete Verzögerungsstufe ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 gekennzeichnet dadurch, daß das Verzögerungsglied eine zwischen den Vorverstärker und den Kompa rator geschaltete Verzögerungsstufe ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 gekennzeichnet dadurch, daß das Verzögerungsglied aus einer zwischen den Vorverstärker und den Kom parator geschalteten und einer zwischen den Komparator und der digitalen Aus gangsstufe geschalteten Verzögerungsstufe besteht.