DE4316682A1 - Schaltungsanordnung zum alternativen Empfang mindestens zweier Rundfunksender - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Insbesondere beim mobilen Rundfunkempfang - etwa in einem Kraftfahrzeug - stellt es ein Problem dar, daß im Falle von Störungen des Empfangs eines eingestellten Senders, der ein gewünschtes Programm ausstrahlt, keine Information darüber vorliegt, ob dasselbe Programm - womöglich in bes­ serer Qualität - von einem anderen Sender ebenfalls emp­ fangbar ist. Damit besteht keine Entscheidungsgrundlage für eine Umschaltung auf einen solchen eventuell verfügba­ ren weiteren Sender.

Ein Durchstimmen der Senderskala auch mittels eines elek­ tronischen Sendersuchlaufes, das die benötigte Information erbringen könnte, ist mit einer unerwünschten Unterbre­ chung der Übermittlung der gewünschten Programminformation verbunden.

Es sind Anordnungen bekannt, bei denen zwei gesonderte Empfangsteile dazu dienen, einen am ersten Empfangsteil eingestellten Sender zu empfangen und das aus dessen Emp­ fangssignal gewonnene NF-Signal - ohne Unterbrechung - zur weiteren Audio-Verarbeitung bereitzustellen, während mit dem anderen Empfangsteil ein alternativer Sender empfangen wird, auf den ggf. audioseitig umgeschaltet werden kann, wenn etwa der zuerst eingestellte Sender gestört ist. Diese Anordnungen sind jedoch relativ aufwendig.

Es ist Aufgabe der Erfindung, eine unaufwendige Schaltung­ sanordnung zum Empfang mindestens zweier Rundfunksender anzugeben, mit deren Hilfe dem Hörer ohne spürbare Unter­ brechung der Wahrnehmung eines Rundfunkprogramm eine In­ formation darüber gegeben werden kann, ob mindestens ein weiterer Sender empfangswürdig ist.

Diese Aufgabe wird durch eine Schaltungsanordnung mit den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst.

Zweckmäßige Ausgestaltungen ergeben sich aus den Unteran­ sprüchen.

Die erfindungsgemäße Anordnung zeichnet sich durch gerin­ gen Kosten- und Bauaufwand aus.

Die Erzeugung zweier (oder mehrerer) unterschiedlicher Mischfrequenzen in ein und demselben Empfangsteil kann zum einen durch Vorsehen zweier (oder mehrerer) getrennter Oszillatoren bzw. Oszillatorkreise und zum anderen durch Umschaltung der Schwingungsfrequenz eines einzelnen Oszil­ lators geschehen.

Ein störungsfreier Betrieb mit zwei getrennten Oszillato­ ren (speziell die Ausschaltung von In-Band-Störungen) ist insbesondere möglich, wenn der zweite Oszillator außerhalb des Empfangs-Frequenzbandes schwingt und seine Schwin­ gungsfrequenz in dieses hinein umgesetzt wird, etwa durch einen 1 : 2-Frequenzteiler.

Wird ein einzelner Oszillator verwendet, ist das Empfangs­ teil insbesondere so ausgebildet, daß nach einem Umschal­ ten der Empfangsfrequenz das Einschwingen auf die Frequenz des neu eingestellten Senders sehr schnell, vorzugsweise innerhalb von 5 µs erfolgt, damit die zur Beurteilung der Empfangsqualität zu entnehmende Signalprobe in einem so kurzen Umschaltintervall entnommen werden kann, daß dieses praktisch nicht als Unterbrechung des Hörens des ursprüng­ lich eingestellten Senders wirkt.

Eine besonders kostengünstige und unter Einsatz herkömmli­ cher FM-Tuner leicht realisierbare Ausführungsform stellt es dar, daß das Empfangsteil nur einen spannungsgesteuerten HF-Oszillator (HF-VCO) aufweist, der über einen Schalter einem ersten oder einem zweiten PLL-Kreis zuschaltbar ist, deren frequenzbestimmendes Bauelement er bildet.

Die Abstimmbarkeit in den gewünschten Frequenzschritten wird dabei dadurch erreicht, daß ein Eingang des Phasen­ komparators des ersten PLL-Kreises mit dem Ausgang eines spannungsgesteuerten NF-Oszillators (NF-VCO) verbunden ist, der das frequenzbestimmende Bauelement eines dritten PLL-Kreises bildet.

Der Kostenvorteil dieser Lösung gegenüber dem Einsatz ge­ trennter HF-VCO′s resultiert aus dem wesentlich niedrige­ ren Preis eines NF-VCO.

Da die erfindungsgemäße Schaltung zur Prüfung der Emp­ fangswürdigkeit von zu einem eingestellten Sender alterna­ tiven Sendern dienen soll, ist das Vorsehen eines Fre­ quenzspeichers, in dem die Sendefrequenzen empfangswürdi­ ger Sender gespeichert werden, von Vorteil.

Zur Realisierung einer vorteilhaften Unterdrückung einer hörbaren Umschaltstörung bei der Umschaltung vom Wahl- auf den potentiellen Alternativsender ist ein über eine Schalteinrichtung mit dem Ausgang der NF-Stufe verbindbarer NF-Signalspeicher vorgesehen, in dem ein Ausschnitt der zeitlichen Signal folge des NF-Signals des Wahlsenders ge­ speichert werden kann, dessen Länge der "Umschaltpause" des Empfangsteiles auf die zweite Empfangsfrequenz entspricht.

Dieser Signalausschnitt wird danach anstelle des nach Durchschalten der zweiten Empfangsfrequenz auf die HF- Mischstufe am Ausgang der NF-Stufe anliegenden NF-Signals des potentiellen Alternativsenders zur weiteren Audio- Verarbeitung den entsprechenden Stufen zugeführt.

Weitere Merkmale und Zweckmäßigkeiten der Erfindung erge­ ben sich aus der Erläuterung von Ausführungsbeispielen an­ hand der Figuren.

Von den Figuren zeigt

Fig. 1a ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung zum Rundfunkempfang nach einer Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 1b ein Blockschaltbild einer zur ersten Ausfüh­ rungsform alternativen Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 2 eine schematische Prinzipdarstellung des Gesamt­ ablaufs eines unter Verwendung einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ausgeführten Verfahrens zum Rundfunk­ empfang,

Fig. 3 eine Diagramm-Darstellung des schrittweisen Auf­ baus einer zur Erkennung der Programmgleichheit gebildeten Verteilungskurve der Vergleichsergebnisse von Signalproben eines Vergleichs- und eines zu prüfenden Senders,

Fig. 4 (a) bis (c) Beispiele von nach Fig. 3 aufgebauten Verteilungskurven für Sender mit nicht übereinstimmendem Programm,
(d) bis (f) Beispiele für derartige Verteilungskurven für Sender mit übereinstimmendem Programm,

Fig. 5 eine Diagramm-Darstellung des Vergleichs und der Summation der Vergleichsergebnisse von Signalproben eines Vergleichs- und eines zu prüfenden Senders in einem ge­ genüber Fig. 3 abgewandelten Verfahren,

Fig. 6 (a) bis (c) Beispiele für nach Fig. 3 oder Fig. 5 aufgebaute Verteilungskurven für Sender mit nicht überein­ stimmendem Programm,
(d) bis (f) Beispiele für derartige Verteilungskurven für Sender mit übereinstimmendem Programm, aber während des Prüfvorganges wesentlich veränderter Frequenzverteilung des NF-Signals und

Fig. 7 eine Detaildarstellung einer bevorzugten Ausfüh­ rung des Oszillators O der Anordnung nach Fig. 1b.

Fig. 1a zeigt schematisch eine Schaltungsanordnung zum Rundfunkempfang, die der Prüfung der Programmgleichheit zweier Sender und ihrer Empfangsqualität dient, mit einer Schaltungsanordnung in einer ersten Ausführungsform der Erfindung, die zwei getrennte Oszillatoren aufweist.

Fig. 1b zeigt eine ähnliche Anordnung, die sich von der ersten Ausführungsform hauptsächlich durch den Einsatz nur eines Oszillators unterscheidet.

Die Funktionsweise dieser Anordnungen nach Fig. 1a bzw. Fig. 1b wird im folgenden zusammenhängend erläutert.

Das über eine Antenne 1 aufgenommene HF-Summen-Empfangs­ signal U_HF gelangt über eine Antennenankoppelstufe 2 und eine HF-Vorstufe 3 zu einer HF-Mischstufe 4, die bei der Ausführung nach Fig. 1a außerdem über einen Schalter S1 wahlweise direkt mit einem ersten abstimmbaren PLL-Oszil­ latorkreis O1 oder über einen Frequenzteiler F mit einem zweiten abstimmbaren RC-Oszillatorkreis O1 der außerhalb des UKW-Frequenzbandes schwingt, verbindbar ist.

Bei der Ausführung nach Fig. 1b entfallen der erste Schal­ ter S1, der Oszillator O2 und der Frequenzumsetzer F.

Statt dessen ist der (einzige) Oszillator O in seiner Fre­ quenz veränderbar.

Bei beiden Ausführungsformen ist der Ausgang der HF- Mischstufe 4 mit einer ZF-Auskoppelstufe 5 verbunden, de­ ren Ausgang ist mit einer hier lediglich als Block darge­ stellten ZF-Stufe 6 verbunden, deren Ausgang ist mit einem Demodulator 7 und dessen Ausgang ist mit einer ebenfalls stark schematisiert als Block dargestellten NF-Stufe 8 verbunden.

Die Antennenankoppelstufe 2, die HF-Vorstufe 3, die HF- Mischstufe 4, die beiden Oszillatorkreise O1 und O2, der Frequenzteiler F, der Schalter S1 und die ZF-Auskoppel­ stufe 5 bilden in Fig. 1a einen UKW-FM-Tuner T.

In Fig. 1b wird der FM-Tuner T durch die Antennenankoppel­ stufe 2, die HF-Vorstufe 3, die HF-Mischstufe 4, den Os­ zillatorkreis O und die ZF-Auskoppelstufe 5 gebildet.

Das am Ausgang der NF-Stufe 8 anliegende NF-Signal U_NF wird einerseits über einen Schalter S2 wahlweise dem Ein­ gang eines FIFO-Signalspeichers 9 und andererseits einer im weiteren noch zu beschreibenden Auswertung sowie über einen Schalter S3 wahlweise der weiteren Verarbeitung in Audio-Stufen A zugeführt.

Das zur Auswertung im Rahmen des im weiteren noch näher beschriebenen Verfahrens bestimmte NF-Signal gelangt über einen dem Schalter S3 vorgelagerten Knoten K zu einem se­ riellen A/D-Wandler 10 mit Schwellcharakteristik, der im vorliegenden Beispiel so ausgebildet ist, daß NF-Sig­ nalanteilen positiver Polarität oberhalb eines vorbestimm­ ten Spannungswertes der Ausgangswert "1" des A/D-Wandlers und NF-Signalanteilen negativer Polarität oberhalb eines bestimmten Spannungswertes der Ausgangswert "0" zugeordnet wird, während Signalanteile mit einem zwischen dem vorbe­ stimmten positiven und dem vorbestimmten negativen Span­ nungswert liegenden Pegel keiner Digitalisierung unterzo­ gen werden, d. h. für solche Signalanteile keine Werteaus­ gabe erfolgt.

Der Ausgang des A/D-Wandlers 10 ist mit einer ersten Be­ wertungseinheit 11 verbunden und über einen Schalter S4 wahlweise mit dem Eingang eines seriellen Speichers 12a - des Wahlsender-Signalspeichers - oder dem Eingang eines Ein-Bit-Speichers 12b - des Alternativsender- Signalspeichers - verbindbar.

Der Ausgang der ersten Bewertungseinheit 11 ist mit einem Signaleingang eines Mikroprozessors MP verbunden, der die gesamte Anordnung steuert und dessen einzelne Funktionen im weiteren noch beschrieben werden.

Die Ausgänge des Wahlsender-Signalspeichers 12a und des Alternativsender-Signalspeichers 12b sind mit den Signal­ eingängen eines Komparators 13 verbunden, der einen (über eine aus Gründen der Übersichtlichkeit nicht dargestellte Steuerleitung) mit einem Steuerausgang des Mikroprozessors MP verbundenen Steuereingang aufweist und dessen Ausgang mit einem kombinierten Addierer/seriellen Speicher 14 - dem Vergleichsergebnis-Speicher - verbunden ist.

Der Ausgang des Vergleichsergebnis-Speichers 14 ist mit dem Eingang einer zweiten Bewertungseinheit 15 und deren Ausgang einerseits mit einem Steuereingang des Mikropro­ zessors MP und andererseits mit einem Steuereingang eines Direktzugriffsspeichers (RAM) 16 - des Sendefrequenzspei­ chers - verbunden.

Der Dateneingang und der Datenausgang des Sendefrequenz­ speichers 16 sind über einen Schalter S5 mit dem zweiten Oszillatorkreis O2 (in Fig. 1a) bzw. mit dem Oszillator­ kreis O (in Fig. 1b) verbunden, während ein Steuereingang des Sendefrequenzspeichers 16 (über eine wiederum nicht dargestellte Steuerleitung) mit einem Steuerausgang des Mikroprozessors MP verbunden ist.

Dem Sendefrequenzspeicher 16 ist ein Prioritätszuweiser (Pointer) 17 zugeordnet, dessen Dateneingang mit dem Aus­ gang der ersten Bewertungseinheit 11 verbunden ist, dessen Adreßeingang parallel zum Adreßeingang des Sendefrequenz­ speichers mit dem Ausgang der Bewertungseinheit 11 verbun­ den ist und der ebenfalls einen mit einem Steuerausgang des Mikroprozessors verbundenen Steuereingang aufweist.

Dem Mikroprozessor MP sind in üblicher Weise ein Taktgeber 18, ein Programmspeicher (ROM) 19, ein Datenspeicher mit direktem Zugriff (RAM) 20 und eine Eingabe- und Steuerein­ heit 21 zugeordnet. Diese Komponenten bilden mit dem Mi­ kroprozessor MP als Kernstück den Steuerrechner MC der dargestellten Anordnung. Der Taktgeber ist darüber hinaus mit den Oszillatorkreisen O1 und O2 verbunden.

Die Schaltungsanordnung umfaßt auch eine digitale Anzeige­ einheit 22 zur Anzeige der Empfangsfrequenzen, von Steuer­ befehlen, Betriebszuständen etc., deren Eingänge mit den Ausgängen der Oszillatorkreise O1 und O2 (in Fig. 1a) bzw. dem Ausgang des Oszillatorkreises O (in Fig. 1b) sowie dem Mikroprozessor MP verbunden sind.

Bei Einstellung eines Senders - oder genauer: bei Auswahl eines Programms, das durch einen bestimmten Sender ("Wahlsender") übertragen wird - durch den Benutzer der in Fig. 1a gezeigten Anordnung wird der erste Oszillator O1 bei in der oberen Stellung befindlichem Schalter S1 auf die Sendefrequenz dieses Senders eingestellt und über den Schalter S1 der HF-Mischstufe 4 zugeführt und das Emp­ fangssignal durch den UKW-Tuner T, die ZF-Stufe 6 und die NF-Stufe 8 der üblichen Verarbeitung unterzogen, die mit der Bereitstellung eines NF-Signals am Ausgang der NF- Stufe 8 endet. (Von der Weiterverarbeitung des NF- oder Audio-Signals in nachfolgenden Filter-, Klangregel- und Verstärkerstufen wird hier einmal abgesehen.)

Bei der Anordnung nach Fig. 1b ist der Oszillator O durch den Mikroprozessor MP auf eine erste Frequenz eingestellt.

Beispiele für erzeugte NF-Signale sind in Form von Ampli­ tuden(U_HF)-Zeit-Diagrammen in Fig. 4(a) bis (f) darge­ stellt, auf die im folgenden noch zurückgekommen wird.

Dem am Knoten K abgegriffenen NF-Signal werden - wie in Fig. 2 (a) schematisch veranschaulicht - unter Steuerung durch den Mikroprozessor MP über einen Zeitbereich von et­ wa 6,5 ins in gleichmäßigen Zeitabständen zu den Zeitpunkten t₁, t₂, . . . , t_n-1 zunächst 16 Signalproben von jeweils et­ wa 50 µs Dauer entnommen und im seriellen A/D-Wandler 10 in der oben beschriebenen Weise digitalisiert.

Das Probenahmeprogramm ist im ROM 19 der Steuerrechnerein­ heit MC gespeichert, während der Zeitbereich, die Zeitab­ stände und die Dauer der Registrierung der Signalproben im RAM 20 gespeichert sein können und auf typische - etwa länderspezifische - Empfangsbedingungen abgestimmt sind.

Der gewählte Zeitbereich von 6,5 ms geht von einer maxima­ len Laufzeit-Modulationsdifferenz von ± 5 ms unter mit­ teleuropäischen UKW-Empfangsverhältnissen aus.

Die digitalisierten Signalwerte werden über den in die­ ser Phase in der oberen Stellung befindlichen Schalter S4 aufeinanderfolgend in den seriellen Wahlsender-Signal­ speicher 12a übertragen und dort gespeichert.

Bei Einstellung eines Senders - oder genauer: bei Auswahl eines Programms, das durch einen bestimmten Sender ("Wahlsender") übertragen wird - durch den Benutzer der in Fig. 1a gezeigten Anordnung wird der erste Oszillator O1 bei in der oberen Stellung befindlichem Schalter S1 auf die Sendefrequenz dieses Senders eingestellt und über den Schalter S1 der HF-Mischstufe 4 zugeführt und das Emp­ fangssignal durch den UKW-Tuner T, die ZF-Stufe 6 und die NF-Stufe 8 der üblichen Verarbeitung unterzogen, die mit der Bereitstellung eines NF-Signals am Ausgang der NF- Stufe 8 endet. (Von der Weiterverarbeitung des NF- oder Audio-Signals in nachfolgenden Filter-, Klangregel- und Verstärkerstufen wird hier einmal abgesehen.)
Bei der Anordnung nach Fig. 1b ist der Oszillator O durch den Mikroprozessor MP auf eine erste Frequenz eingestellt.

Beispiele für erzeugte NF-Signale sind in Form von Ampli­ tuden(U_NF)-Zeit-Diagrammen in Fig. 4(a) bis (f) darge­ stellt, auf die im folgenden noch zurückgekommen wird.

Dem am Knoten K abgegriffenen NF-Signal werden - wie in Fig. 2 (a) schematisch veranschaulicht - unter Steuerung durch den Mikroprozessor MP über einen Zeitbereich von et­ wa 6,5 ms in gleichmäßigen Zeitabständen zu den Zeitpunkten t₁, t₂, . . . , t_n-1 zunächst 16 Signalproben von jeweils et­ wa 50 µs Dauer entnommen und im seriellen A/D-Wandler 10 in der oben beschriebenen Weise digitalisiert.

Das Probenahmeprogramm ist im ROM 19 der Steuerrechnerein­ heit MC gespeichert, während der Zeitbereich, die Zeitab­ stände und die Dauer der Registrierung der Signalproben im RAM 20 gespeichert sein können und auf typische - etwa länderspezifische - Empfangsbedingungen abgestimmt sind.

Der gewählte Zeitbereich von 6,5 ms geht von einer maxima­ len Laufzeit-Modulationsdifferenz von ± 5 ms unter mittel­ europäischen UKW-Empfangsverhältnissen aus.

Die digitalisierten Signalwerte werden über den in die­ ser Phase in der oberen Stellung befindlichen Schalter S4 aufeinanderfolgend in den seriellen Wahlsender-Signal­ speicher 12a übertragen und dort gespeichert.

Beim Hörer entsteht damit zum einen schon wegen der nur sehr kurzen Umschaltzeit auf den potentiellen Alternativsender und zusätzlich durch die Überbrückung dieser kurzen Zeitspanne, in der das aktuelle NF-Signal des Wahlsenders nicht zur Verfügung steht, mit dem unmittelbar vorausgehenden Abschnitt des NF-Signals der Eindruck einer ununterbrochenen Wiedergabe des Wahlsenderprogramms; mit an­ deren Worten: die Umschaltung ist unhörbar.

Vom Knoten K gelangt nunmehr also das NF-Signal des poten­ tiellen Alternativsenders zum A/D-Wandler 10, wo daraus, sofern es über einer Signalschwelle oder Mindestamplitude liegt, ein Ein-Bit-Signal gewonnen wird, das über den jetzt in die untere Stellung umgeschalteten Schalter S4 dem Alternativsender Signalspeicher 12b zugeführt wird. Gleichzeitig gelangt das digitalisierte Signal zur Bewer­ tungseinheit 11, deren Eingang zu diesem Zeitpunkt durch den Mikroprozessor freigegeben ist, und wird dort zunächst unter einer dem aktuell anliegenden potentiellen Alterna­ tivsender zugeordneten Adresse zwischengespeichert.

Liegt das aufgenommene Signal des potentiellen Alternativ­ senders unterhalb der vorgegebenen Signalschwelle, kann es im A/D-Wandler nicht digitalisiert und von diesem kein Ausgangssignal abgegeben werden. Dies wird von der Steuer­ einheit MC registriert, die daraufhin den laufenden Zy­ klus abbricht, den Inhalt des Wahlsender-Signalspeichers 12a löscht und einen neuen Zyklus startet: wurde jedoch ein verwertbares Alternativsender-Signal registriert und gespeichert, wird die gesamte Anordnung wieder auf den weiteren Empfang des Wahlsenders umgeschaltet, d. h. bei Fig. 1a wird der erste Oszillatorkreis O1 über den Schal­ ter S1 wieder auf die HF-Mischstufe 4 geschaltet und bei Fig. 1b der Oszillatorkreis O wieder auf die ursprünglich eingestellte Frequenz umgeschaltet, der Ausgang der NF- Stufe wird über den Schalter S3 wieder mit den nachfolgen­ den Audio-Stufen A verbunden und der A/D-Wandler 10 wird über den Schalter S4 wieder mit dem Wahlsender-Signal­ speicher 12a verbunden.

Während einer weiteren Zeitspanne von etwa 6,5 ms werden nun in wiederum gleichen und dem ersten Entnahmezyklus entsprechenden Zeitabständen weitere 16 Signalproben des Wahlsender-NF-Signals genommen und auf die für den ersten Zyklus beschriebene Weise in digitalisierter Form seriell im Wahlsender-Signalspeicher 12a abgelegt.

Danach werden durch den Mikroprozessor der Eingang des A/D-Wandlers vorübergehend gesperrt, der Komparator 13 ak­ tiviert und die Daten in den Signalspeichern 12a und 12b dem Komparator zugeführt, wobei der im Speicher 12b ge­ speicherte einzelne Probenwert des Signals des potentiellen Alternativsenders am einen Eingang des Komparators ständig anliegt und die einzelnen Bits des 32-Bit-Wortes im Spei­ cher 12a dem anderen Eingang seriell zugeführt werden.

Im Komparator wird für jedes Bit der Signalprobe des Wahl­ senders die Übereinstimmung oder Nichtübereinstimmung mit der Signalprobe des potentiellen Alternativsenders geprüft und jedes Ergebnis ("1" für Übereinstimmung, "0" für Nichtübereinstimmung) einzeln unter der dem Zeitpunkt, zu dem die Signalprobe entnommen wurde, entsprechenden Adres­ se im Addierer/Vergleichswertspeicher 14 abgelegt.

Damit ist der in Fig. 2 (a) skizzierte Zyklus von Probe­ nahmen abgeschlossen.

In Fig. 3 ist zum besseren Verständnis des Verfahrens ge­ zeigt, wie sich aus zwei dargestellten sowie weiteren an­ genommenen Abtastzyklen ein auswertbares Ergebnis aufbaut.

Hier sei zunächst nur auf Fig. 3 (a) hingewiesen, in der der Amplitudenverlauf zweier identischer, aber phasenver­ schobener NF-Signale in Abhängigkeit von der Zeit zusammen mit der im Ergebnis des oben beschriebenen ersten Abtast­ zyklus vorliegenden Information skizziert ist. Das Wahlsender-Signal ist durchgezogen gezeichnet, während das Alternativsender-Signal strichpunktiert gezeichnet ist.

Die schwarzen Balken direkt unter den NF-Signalkurven be­ zeichnen Bereiche, in denen die Spannungswerte des Wahlsender-Signals positive Polarität haben. Unterhalb des Amplituden-Zeit-Diagramms ist eine Zeitleiste der Abtast­ zeitpunkte und darunter die Ausgabe des Komparators als Folge von Bitwerten gezeigt.

Im ersten Teilzyklus wird für die Zeitpunkte t₁ bis t_n-1 jeweils die Polarität des Wahlsender-NF-Signals erfaßt und gespeichert.

Dann wird zum Zeitpunkt t_n die Polarität des Alternativ­ sender-NF-Signals erfaßt und gespeichert, die in Fig. 3 (a) positiv ist.

Anschließend werden zu den Zeitpunkten t_n+1 bis t_z im zweiten Teilzyklus wiederum die Polaritäten des Wahlsen­ der Signals erfaßt und gespeichert.

Schließlich werden die Polaritäten aller Wahlsender-Sig­ nalproben einzeln mit der Polarität des Alternativsender- Signalprobe zum Zeitpunkt t_n verglichen, und das Ergebnis (die Bitfolge im unteren Teil der Fig. 3 (a)) wird im Addierer/Vergleichsergebnis-Speicher gespeichert.

Völlig analog, wie oben beschrieben, wird in einem zweiten (vgl. Fig. 3 (b)) und einer Anzahl nachfolgender Abtastzyk­ len verfahren, wobei nach jedem Zyklus das Vergleichser­ gebnis dem Speicherinhalt des Addierers/Vergleichs­ wertspeichers hinzugefügt wird.

Das Gesamtergebnis der Modulationsprüfung - von der in Fig. 3 (b) 13 Zyklen angedeutet sind - ist in Fig. 3 (c) oben in Form einer Verteilungskurve und im unteren Teil in Form des Speicherinhalts des Vergleichsergebnis-Speichers nach Summation aller Vergleichsergebnisse der Zyklen dargestellt.

Im Beispiel weist die Verteilungskurve ein deutliches Ma­ ximum auf, womit der auf Modulations- und damit Programm­ gleichheit geprüfte potentielle Alternativsender als tat­ sächlich das gleiche Programm ausstrahlender Sender, also im Wortsinn als "Alternativsender" erkennbar ist.

Diese Bewertung erfolgt in der dem Addierer/Vergleichs­ ergebnisspeicher nachgeschalteten zweiten Bewertungsein­ heit 15, die bei positivem Bewertungsergebnis - wie im Beispiel - ein Steuersignal an den Sendefrequenzspeicher 16 übermittelt, der daraufhin unter einer ersten Adresse die am zweiten Oszillatorkreis O2 eingestellte Frequenz speichert.

Diese steht damit auf Abruf - etwa im Falle einer Störung bzw. Empfangsverschlechterung des Wahlsenders - als zweite Empfangsfrequenz für das eingestellte Programm zur Verfü­ gung.

Ergibt sich - anders als im dargestellten Beispiel - im Er­ gebnis der Aufsummierung der Vergleichsergebnisse der ein­ zelnen Zyklen keine Verteilungskurve mit einem hinreichend ausgeprägtes Maximum, so ist daraus zu schließen, daß der geprüfte potentielle Alternativsender nicht dieselbe Pro­ gramminformation zur gleichen Zeit wie der Wahlsender aus­ strahlt, also kein Alternativsender ist.

In Fig. 4 (a) bis (f) sind jeweils drei Beispiele für auf jeweils 40 Probenahmezyklen beruhende Verteilungskurven von Sendern mit gleicher Programminformation (Fig. 4 (d) bis (f)) und unterschiedlicher Programminformation (Fig. 4 (a) bis (c) einander gegenübergestellt.

In diesem Fall wird die am Oszillatorkreis O2 (bei Fig. 1a) bzw. O während des Umschaltintervalls (bei Fig. 1b) eingestellte Frequenz nicht gespeichert, sondern der näch­ ste empfangswürdige Sender als potentieller Alternativsen­ der eingestellt und die gesamte Prozedur für diesen wie­ derholt usw., bis ein Sender mit gleicher Programminforma­ tion gefunden oder das UKW-Band vollständig abgetastet ist. Dieses Vorgehen ist in Fig. 2 (c) schematisch skiz­ ziert.

Sobald ein Alternativsender gefunden ist, kann das Verfah­ ren abgebrochen oder aber bis zur vollständigen Abtastung des Frequenzbandes fortgeführt werden, um ggf. weitere Sendestationen mit demselben Programm aufzufinden.

Diese werden dann jeweils unter einer anderen Adresse im Frequenzspeicher 16 abgespeichert.

Pointer 17 eine Priorität oder Rangfolge der Empfangsqua­ lität zuzuordnen, nach der dann eine notwendig werdende Umschaltung von der Frequenz des Wahlsenders auf die Fre­ quenz des Alternativsenders mit der höchsten Empfangsquali­ tät erfolgt.

Selbstverständlich ist es möglich, auch den ursprünglich eingestellten Wahlsender in die Frequenztabelle einzuspei­ chern und wie die Alternativsender einer Bewertung der Empfangsqualität zu unterwerfen, so daß auch ohne besonde­ re Störung dieses Senders nach Ermittlung eines programm­ gleichen Senders mit besserer Empfangsqualität auf diesen umgeschaltet werden kann.

Die Bewertung der Empfangsqualität kann unter Nutzung der bei der Modulationsprüfung aufgenommenen Daten vorgenommen werden.

Zum einen ist es - wie in Fig. 1 gezeigt - möglich, dazu direkt die Ausgangsdaten des A/D-Wandlers zu nutzen, wobei insbesondere der Anteil von innerhalb der "Schwelle", des A/D-Wandlers, d. h. unterhalb eines bestimmten Spannungswer­ tes liegenden Signalproben zur Anzahl der oberhalb dieser Schwelle liegenden Signalproben eine Aussage zur voraus­ sichtlichen Empfangsqualität ermöglicht.

Dazu wird der Bewertungseinheit 11 von der Steuereinheit MC zu jedem Abtastzeitpunkt t_n ein Signal übermittelt, un­ abhängig davon, ob diese auch einen Ausgangswert vom A/D-Wandler 10 erhalten hat oder nicht. Die Gesamtzahl der Signale in einem Zyklus wird gezählt. Außerdem wird die Anzahl der bei jedem Abtastzyklus in der ersten Bewer­ tungseinheit zwischengespeicherten Ausgangswerte des A/D-Wandlers ermittelt, und das Verhältnis beider Zahlen­ werte ist die gesuchte Größe.

Vorteilhafterweise können in der Bewertungseinheit noch weitere die Empfangsqualität indizierende Größen verarbei­ tet werden; dies gehört jedoch nicht zur Erfindung und wird daher nicht weiter erörtert.

Alternativ oder zusätzlich zur beschriebenen Bewertung kann eine solche auch anhand der Gestalt der Verteilungs­ kurve der Vergleichswerte innerhalb einer Modulationsprü­ fung erfolgen.

Je ausgeprägter das Maximum einer Verteilungskurve ist, um­ so höher ist - zumindest tendentiell - die Empfangsqualität. Beim Beispiel der Fig. 4 wäre also anhand dieses Kriteriums der Sender nach Fig. 4 (e) hinsichtlich der Empfangsquali­ tät am höchsten einzustufen.

In einer Abwandlung des beschriebenen Ausführungsbeispiels wird ein A/D-Wandler eingesetzt, der die aufgenommenen NF- Signalwerte nicht lediglich nach ihrer Polarität in Werte "1" oder "0" umwandelt, sondern gemäß einer entsprechenden Quantisierungsvorschrift in feinen Stufen, so daß nur nahe­ zu identische NF-Amplitudenwerte als übereinstimmend klas­ sifiziert werden.

Dieses abgewandelte Prinzip ist in Fig. 5 skizziert, die ähnlich wie Fig. 3 aufgebaut ist, aber in Fig. 5 (a) bis (d) vier Abtastzyklen aus je 19 Abtastungen und in Fig. 5 (e) den Speicherinhalt des Addierers/Vergleichsergeb­ nisspeichers nach dem vierten Zyklus zeigt. Die nach un­ ten gerichteten Pfeile in jeder Teil-Abbildung bezeichnen Punkte der Übereinstimmung der Amplitudenwerte von Wahl- und Alternativsender-Signal auf der Zeitskala, den diesen Zeitpunkten entsprechenden Adressen wird im Vergleichser­ gebnisspeicher jeweils ein Wert "1" eingeschrieben, während alle anderen Zeitrasterpunkte jeweils den Wert "0" haben. Bei der Aufsummierung über die Zyklen ergibt sich die Bit­ folge nach Fig. 5 (e) mit einem Maximum beim Zeitpunkt t_n-2, das für Modulations- und somit Programmidentität spricht.

Eine weitere Abwandlung des Ausführungsbeispiels zeichnet sich dadurch aus, daß anstelle der Aufsummierung der Ver­ gleichsergebnisse der einzelnen Abtastzyklen in einem Zug über das gesamte Zeitintervall der Prüfung eine getrennte Addition der Vergleichsergebnisse für vier Teil-Zeit­ intervalle t₁ bis t_z1, t_z1+1 bis t_z2, t_z2+1 bis t_z3 und t_z3+2 bis t_z4 vor genommen wird, wobei etwa t_z2 = t_n sein kann, und anschließend die vier Teilsummen einer gesonder­ ten Bewertung unterzogen werden, mit der beispielsweise ein gerichtetes Wandern eines Verteilungs-Maximums inner­ halb des Prüfzeitraumes von insgesamt ca. 13,5 ms infolge einer schnellen Änderung der Signalmodulation erkannt wer­ den kann.

Ein solches Wandern würde sich in einer Gesamt-Verteilung als Andeutung mehrerer Maxima - etwa wie in Fig. 6 (d) bis (f) im Vergleich mit drei Verteilungen ohne Maximum in Fig. 6 (a) bis (c) gezeigt - oder im ungünstigsten Falle als völlige "Verschmierung" der Verteilung auswirken, da­ mit den unzutreffenden Eindruck eines abweichenden Pro­ gramminhalts von Wahl- und potentiellem Alternativsender hervorrufen und somit die Erkennung des letzteren als ech­ ten Alternativsender unmöglich machen können.

Die Bewertung der Teilsummen in ihrer zeitlichen Aufeinan­ derfolge verhindert dies und ermöglicht damit die Erken­ nung des Alternativsenders auch bei abrupten Modulations­ änderungen während des Prüfzeitraumes.

Die genannte Abwandlung bedarf keiner Änderung der in Fig. 1 schematisch gezeigten Anordnung, sondern lediglich einer Modifikation der Bewertungseinheit 15 sowie des Steuerpro­ gramms des Mikroprozessors.

Eine weitere Abwandlung des Ausführungsbeispiels besteht darin, daß die Signalwerte des Alternativsenders nicht in einem Abtastintervall (von etwa 50 µs), sondern zu zwei aufeinanderfolgenden "Abtastzeitpunkten" (Zeitspannen von wenigen µs) ermittelt werden, die einen Abstand von einer halben Periode des 38-kHz-Stereoträgers, also von etwa 26 Ws, voneinander aufweisen, und daß aus den beiden Werten das arithmetische Mittel gebildet und dieses der weiteren Verarbeitung zugrundegelegt wird.

Damit wird zum einen der Ausblendzeitraum des Wahlsenders noch weiter verkürzt und zusätzlich in zwei kurze Inter­ valle aufgeteilt, die mittels des vorgesehenen, weiter oben beschriebenen "noise-cancelling" leichter zu über­ brücken sind als ein längerer Zeitraum.

Zum anderen gelingt damit die Ausblendung des störenden (L -R-)Stereo-Differenzsignals und weitgehend auch hochfre­ quenter Rauschanteile bei der Modulationsprüfung und damit eine Erhöhung der Zuverlässigkeit des Prüfergebnisses.

Diese Modifikation ist zweckmäßig durch Einfügung eines Zwischenspeichers ("Latch") und einer Baugruppe zur Mit­ telwertbildung zwischen dem Knoten K und dem A/D-Wandler 10 in Fig. 1 zu realisieren.

Eine weitere Modifikation sieht vor, nach etwa 10 bis 15 Abtastzyklen den Addierer/Vergleichswertspeicher abzufra­ gen, um festzustellen, ob sich Anzeichen der Ausbildung eines Maximums in der Verteilungskurve erkennen lassen, und den Prüfvorgang abzubrechen, wenn keine Herausbildung eines Maximums erkennbar ist.

Untersuchungen haben nämlich gezeigt, daß in einem solchen Fall auch nach dem vollen Prüfzyklus kein Maximum vor­ liegt.

Andererseits ist bei Vorliegen oder erkennbarer Ausbildung eines Maximums nach besagten 10 bis 15 Zyklen der Prü­ fungsvorgang vollständig auszuführen, um sicherzustellen, daß wirklich ein programmgleicher Sender aufgefunden wur­ de.

Auch diese Modifikation erfordert keine wesentliche Ände­ rung der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1a bzw. 1b.

Bei der Grundanordnung nach Fig. 1a können auch mehr als zwei Oszillatoren vorgesehen sein, und es ist auch möglich, mehrere davon oder alle als PLL-Kreise oder aber als RC- Schwingkreise auszuführen.

Dann ist es insbesondere auch möglich, während des Hörens eines (dritten) Senders "im Hintergrund", also unhörbar, das beschriebene Verfahren auszuführen, indem der Empfang des dritten Senders mehrfach für kurze, hörmäßig nicht wahrnehmbare und/oder mit einem Ersatzsignal überbrückte Intervalle unterbrochen und in diesen Intervallen schritt­ weise die Empfangsqualität und ggf. Programmgleichheit des ersten und zweiten Senders verglichen wird.

Dies ist auch realisierbar, wenn in der Anordnung nach Fig. 1b eine Mehrfach-Umschaltung des einen Oszillators vorgesehen ist.

Neben der dargestellten Zuführung eines Taktsignals vom Taktgeber 18 des Mikroprozessors MP ist auch das Vorsehen eines gesonderten Frequenznormals (etwa Ouarzschwingers) für den oder die Schwingkreis(e) möglich.

In Fig. 7 ist eine spezielle Ausführung des Oszillators in einer Anordnung mit umschaltbarem Oszillator, etwa nach Fig. 1b, gezeigt.

Der Eingang eines mit der HF-Mischstufe 4 verbundenen spannungsgesteuerten Hf-Oszillators (HF-VCO) 101 ist über einen herkömmlichen analogen Spannungsschalter 102 in ei­ ner Schaltstellung mit dem Ausgang eines ersten RC-Gliedes (Tiefpasses) 103 verbunden, dessen Eingang mit dem Ausgang eines ersten Phasenkomparators 104 verbunden ist. Dessen einer Eingang ist mit einem in 100-kHz-Schritten in seiner Frequenz veränderbaren Steuersignal beaufschlagt, während sein anderer Eingang über einen ersten programmierbaren Frequenzteiler 105 mit dem Ausgang des HF-VCO 101 verbun­ den ist.

Der erste Phasenkomparator 104, das erste RC-Glied 103, der HF-VCO 101 und der erste Frequenzteiler 105 bilden ei­ ne erste PLL-Schaltung PLL1.

In der zweiten Schaltstellung des Schalters 102 ist der Eingang des HF-VCO 101 mit dem Ausgang eines zweiten RC- Gliedes 106 verbunden, dessen Eingang mit dem Ausgang ei­ nes zweiten Phasenkomparators 107 verbunden ist, und der Ausgang des HF-VCO 101 ist über einen zweiten programmier­ baren Frequenzteiler 108 mit einem Eingang des zweiten Phasenkoinparators 107 verbunden. An dessen anderem Eingang liegt ein Steuersignal mit einer Frequenz in der Größen­ ordnung von 5 MHz an, dessen Bereitstellung im weiteren erläutert wird.

Der zweite Phasenkomparator 107, das zweite RC-Glied 106, der HF-VCO 101 und der zweite Frequenzteiler 108 bilden eine zweite PLL-Schaltung PLL2.

Der Steuereingang des zweiten Phasenkomparators 107 wird von einem vergleichsweise niederfrequenten spannungsge­ steuerten Oszillator (VCO) 109 gespeist. Dessen Eingang ist mit dem Ausgang eines dritten RC-Gliedes 110 verbun­ den, dessen Eingang mit dem Ausgang eines dritten Phasen­ komparators 111 verbunden ist. Am ersten Eingang des drit­ ten Phasenkomparators 111 liegt ein Steuersignal an, das in 5-kHz-Schritten veränderbar ist, während sein zweiter Eingang über eine dritten programmierbaren Frequenztei­ ler 112 mit dem Ausgang des VCO 109 verbunden ist.

Der dritte Phasenkomparator 111, das dritte RC-Glied 110, der VCO 109 und der dritte Frequenzteiler 112 bilden eine dritte PLL-Schaltung PLL3.

Zum Empfang des für die Audio-Verarbeitung vorgesehenen Senders wird der Schalter 102 so (in Fig. 7 in seine unte­ re Stellung) gestellt, daß die erste PLL-Schleife PLL1 auf der der Sendefrequenz dieses Senders entsprechenden, durch das Steuersignal am Eingang des ersten Komparators be­ stimmten Frequenz schwingt.

Zum kurzzeitigen Umschalten auf die Frequenz des zu prü­ fenden Senders wird der Schalter 102 in seine obere Stel­ lung gebracht, wodurch der zweite PLL-Kreis PLL2 geschlos­ sen und mit der HF-Mischstufe 4 verbunden und der erste PLL-Kreis PLL1 unterbrochen wird.

Die Schwingungsfrequenz des zweiten PLL-Kreises PLL2 wird (über den VCO 109) durch das am Eingang des dritten Pha­ senkomparators 111 anliegende Steuersignal bestimmt und über dieses abgestimmt, wobei der dritte PLL-Kreis PLL3 zum Zeitpunkt des Umschaltens des Schalters 102 bereits auf die durch dieses Steuersignal bestimmte Frequenz ein­ geschwungen ist.

Mit dem Umschalten schwingt der zweite PLL-Kreis PLL2 auf die vorgegebene Frequenz ein, und zwar infolge der Tatsa­ che, daß am zweiten Komparator immerhin eine Frequenz um 5 MHz anliegt, mit einer sehr kurzen Zeitkonstante unter 5 µs.

Damit steht praktisch während der gesamten Zeitdauer des Umschaltintervalls von etwa 50 µs eine stabil eingeschwun­ gene Misch- bzw. Empfangsfrequenz für den zu prüfenden Sender zur Verfügung.

Beim Zurückschalten auf den ursprünglich eingestellten Sender - was wieder mittels Umschaltens des Schalters 102 erfolgt - befindet sich wegen der kurzen Zeitdauer des Um­ schaltintervalls der erste PLL-Kreis PLL1 noch annähernd auf der vor dem Umschalten auf den zu prüfenden Sender eingeschwungenen Frequenz, so daß der Empfang und die Audio-Verarbeitung des Signale des ersten Senders sofort fortgesetzt werden können.

Die Erfindung beschränkt sich in ihrer Ausgestaltung nicht auf die vorstehend angegebenen bevorzugten Ausführungsbei­ spiele. Vielmehr ist eine Anzahl von Varianten denkbar, welche von der dargestellten Lösung auch bei grundsätzlich anders gearteten Ausführungen Gebrauch macht. Hinsicht­ lich der Offenbarung der Erfindung wird auf weitere gleichzeitig eingereichte Anmeldungen derselben Anmelderin hilfsweise Bezug genommen.

Claims (12)

1. Schaltungsanordnung zum alternativen Empfang minde­ stens zweier Rundfunksender, insbesondere mit Mitteln (A) zur Audio-Verarbeitung der aus den empfangenen Signalen gewonnenen NF-Signale und Mitteln (S3) zur Zuführung der NF-Signale genau eines der Sender zu den Mitteln (A) zur Audio-Verarbeitung, dadurch gekennzeichnet, daß ein Empfangsteil (T) vorgesehen ist, das derart ausge­ bildet ist, daß darin zwei verschiedene Mischfrequenzen erzeugt und auf Befehl einer Steuereinheit (MC) über einen Schalter (S1) alternierend einer HF-Mischstufe (4) zu­ schaltbar sind.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Umschaltung vom Empfang des zur Audio-Verarbeitung vorgesehenen Senders auf den Empfang eines anderen Senders derart erfolgt, daß diese für den Benutzer, insbesondere auditiv, nicht wahr­ nehmbar ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, da­ durch gekennzeichnet, daß das Empfangs­ teil (T) mindestens zwei unabhängige Oszillatoren (O1, O2) aufweist, von denen mindestens einer als PLL-Schaltung ausgebildet ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, da­ durch gekennzeichnet, daß das Emp­ fangsteil (T) einen in seiner Schwingfrequenz schnell ver­ änderbaren Oszillator (O) aufweist.

5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Empfangsteil (T) derart ausgebildet ist, daß nach einem Umschalten der Empfangsfrequenz das Einschwingen auf die Frequenz des neu eingestellten Senders innerhalb von höch­ stens 5 µs erfolgt.

6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Oszillator (O2) außerhalb des Empfangsfrequenz­ bandes schwingt und ihm ein Frequenzumsetzer (F) nachge­ schaltet ist.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Oszillator (O2) auf der doppelten Frequenz der benötigten Mischfre­ quenz schwingt und der Frequenzumsetzer (F) als 1 : 2-Fre­ quenzteiler ausgebildet ist.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4 oder 5, da­ durch gekennzeichnet, daß das Emp­ fangsteil (T) genau einen spannungsgesteuerten HF- Oszillator (HF-VCO) aufweist, der über einen Schalter ei­ nem ersten oder einem zweiten PLL-Kreis zuschaltbar ist, deren frequenzbestimmendes Bauelement er bildet.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß ein Eingang eines Pha­ senkomparators des ersten PLL-Kreises mit dem Ausgang ei­ nes spannungsgesteuerten NF-Oszillators verbunden ist, der das frequenzbestimmende Bauelement eines dritten PLL-Kreises bildet.

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß an die Eingänge der Phasenkomparatoren des ersten, zweiten und dritten PLL- Kreises Steuersignale mit einer Frequenz von 100 kHz, 5 MHz bzw. 5 kHz ausgelegt sind.

11. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß ein Frequenzspeicher (16) zum Speichern der Frequenz des Sen­ ders, dessen Sendefrequenz die zweite Mischfrequenz ent­ spricht, vorgesehen ist.

12. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß ein über eine Schalteinrichtung (S2) mit dem Ausgang einer dem Empfangsteil (T) nachgeordneten NF-Stufe (8) verbundener NF-Signalspeicher (9) vorgesehen ist, der über die Mittel (S3) zur Zuführung des NF-Signals wahlweise mit den Mit­ teln (A) zur Audio-Verarbeitung verbindbar ist derart, daß auf einen Befehl der Steuereinrichtung (MC) das NF-Signal des Wahlsenders für eine vorgegebene Zeitspanne gespei­ chert und später anstelle des nach Durchschalten der zwei­ ten Empfangsfrequenz auf die HF-Mischstufe (4) am Ausgang der NF-Stufe (8) anliegenden NF-Signals des zweiten Sen­ ders das gespeicherte NF-Signal des Wahlsenders zur weite­ ren Audio-Verarbeitung durchschaltbar ist.