DE4229916C2

DE4229916C2 - Verfahren und Einrichtung zur Burst-Signalerkennung

Info

Publication number: DE4229916C2
Application number: DE4229916A
Authority: DE
Inventors: Khalid M Ibrahim; William D Bachalo
Original assignee: Aerometrics Inc
Current assignee: Aerometrics Inc
Priority date: 1992-02-10
Filing date: 1992-09-08
Publication date: 1999-09-09
Anticipated expiration: 2012-09-09
Also published as: JPH0651064A; US5289391A; DE4229916A1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zum Nach weisen von Burst-Signalen in einem sowohl Burst-Signale als auch Rauschen enthaltenden Eingangssignal nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 sowie einen Burst-Detektor nach dem Oberbegriff des Anspruchs 9.

Eine zuverlässige Burst-Signalerkennung spielt eine sehr bedeutende Rolle in der Signalverarbeitung von Burst-Signalen für einen großen Anwendungsbereich. Insbesondere in der Anwen dung der Laser-Doppler-Geschwindigkeitsmessung (LDV) und der Phasen-Doppler-Partikelanalyse (PDPA) werden "Doppler-Burst"- Signale kurzer Dauer erzeugt, wenn Partikel durch den Schnitt punkt zweier Laserstrahlen hindurchtreten. Diese Signale sind dadurch charakterisiert, daß sie aus einer Hüll- bzw. Stütz kurve der Gauß'schen Strahlintensität mit einer sie überlagern den Sinuskurve bestehen. Die Dauer des Signals hängt von der Partikelgeschwindigkeit und dem fokussierten Durchmesser der Strahlbündel an ihrem Schnittpunkt ab. Diese Partikel-Durch gangszeiten können von Millisekunden bis hinab zu nur 100 Nano sekunden oder weniger variieren. Aufgrund der Schwankungen der Größe der beteiligten Partikel und des Einflusses verschiedener Flugbahnen des Durchtritts der Partikel durch den Gauß'schen Strahl variiert die Amplitude des Signals ebenfalls über einen großen Bereich. Folglich müssen die Signalverarbeitungsmittel ein Burst-Erkennungssystem aufweisen, das einen sehr breiten Dynamikbereich handhaben kann und das sehr kurze. Antwortzeiten hat.

Zusätzlich zu den Schwierigkeiten des Nachweises des Burst- Signals tritt das übliche Problem des geringen Signal-Rausch- Verhältnisses (SNR) auf. Grundsätzlich müssen die LDV und PDPA Signale geringer Amplitude und mit einem sehr geringen SNR (bis hinab zu 0 dB) nachweisen. Außerdem variiert das Signal-Rausch- Verhältnis während des Meßablaufs, was in der Vergangenheit eine sorgfältige Einstellung der Nachweisgrenze während des Be triebs der Instrumente nach sich zog.

Burst-Nachweisgeräte bzw. -Detektoren, die auf der Si gnalamplitude basieren und im allgemeinen als "Zeitbereich"- Burst-Detektoren bezeichnet werden, werden häufig benutzt. Siehe: van Tree H., "Detection, Estimation and Modulation Theory", New York, Wiley, 1968; Ibrahim K., Werthimer D. und Bachalo W., "Signal Processing Considerations for Laser Doppler and Phase Doppler Applications", Proceedings of the Fifth In ternational Symposium on Applications of Laser Techniques to Fluid Mechanics, Lissabon, Portugal, Juli 1990; Bachalo W., Werthimer D., Raffanti R. und Hermes R. "A High Speed Doppler Signal Processor for Frequency and Phase Measurement", Third International Conference on Laser Anemometry, Advances and Ap plications, September 1989. Diese Geräte verarbeiten das unge filterte Signal oder das hochpaß-gefilterte Signal und stützen den Nachweis auf die Bedingung, daß die Signalspannung einen voreingestellten Pegel (Grenzwert) überschreiten muß, bevor das Signal als vorhanden erkannt wird. Eine fortgeschrittenere Ver sion dieses Verfahrens erfordert, daß jeder Zyklus des Burst- Signals einen positiven Spannungsgrenzwert überschreitet, durch Null zu einem negativen Spannungsgrenzwert geht und dann wieder die Spannung Null kreuzt, wobei dieser nächste Nullspannungs durchgang des Signals zur Bestimmung der Signalperiodendauer benutzt wird. Jedoch muß diese Sequenz für jeden Zyklus in dem Burst-Signal wiederholt werden, um ihn präzise nachzuweisen.

Zeitbereich-Burst-Detektoren benutzten außerdem den Mittel wert der Signalleistung über eine bestimmte Zeitperiode. Bei dieser Lösung wird das Signal gleichgerichtet oder quadriert, um die Signalamplitude zu maximieren, während der relative Ein fluß des Rauschens minimiert wird. Leider funktioniert dieses Verfahren nicht, wenn die Rauschleistung mit der Signalleistung vergleichbar wird (d. h., das Signal-Rausch-Verhältnis in der Nähe von 0 dB liegt).

Eine optimale Konfiguration für einen Signalnachweis kann durch Benutzen eines Korrelationsempfängers erreicht werden, in welchem das Eingangssignal r(t) aus der die gewünschte Informa tion tragenden Signalkomponente s(t) plus dem Rauschen n(t) be steht. In Abwesenheit des gewünschten Signals ist das Eingangs signal nur das Rauschen. Folglich ist bei dieser Konfiguration das Eingangssignal r(t) entweder als:

r(t) = s(t) + n(t) (1)

gegeben, wenn das Signal s(t) existiert, oder als:

r(t) = n(t) (2)

für den Fall, daß das Signal nicht vorhanden ist.

Das Signal r(t) wird mit einem gespeicherten Abbild des Si gnals s(t) (das in Anwesenheit des Rauschens n(t) nachgewiesen werden soll) korreliert. In diesem speziellen Fall beispiels weise sind die Signalcharakteristiken bekannt. Das Ausgangssi gnal des Korrelators wird dann mit einem bestimmten Grenzwert verglichen, um eine Entscheidung über die Existenz oder Nicht existenz des Signals s(t) zur Verfügung zu stellen.

Bei der Laser-Anemometrie kann das Signal s(t) ein Bestand teil eines orthogonalen Satzes sinusförmiger Wellen sein (bei dem die Korrelation zwischen zwei Sinuswellen bei ungleicher Frequenz gleich Null ist). Um den interessierenden Frequenzbe reich abzudecken, ist es erforderlich, daß das Signal mit einer vorgegebenen Anzahl in von Signalen in der für das Einzelsignal beschriebenen Weise korreliert wird. In diesem Fall enthält ein Burst-Detektors einen Korrelator zum Korrelieren des Signals mit einem Satz sinusförmiger Wellen verschiedener Frequenzen. Dann wird das Maximum der Korrelatorausgangssignale ausgewählt und mit einem bestimmten Grenzwert verglichen, um zu entscheiden, ob das Signal vorhanden ist.

Beispielsweise wird bei einer Implementierung das Eingangs signal mit einem Analog-Digital-Umsetzer (ADC) abgetastet. Die ser setzt das kontinuierliche Signal in einen Satz diskreter Abtastwerte um. Dann wird eine diskrete Fourier-Transformation (DFT) ausgeführt. Die Reihe sinusförmiger Wellen s_m(t) wird mit dem Eingangssignal durch Abtasten diskreter Abtastwerte von s_m(t), dargestellt als s_m(i), korreliert. Der Index i reicht von 0 bis N-1, wobei N die Anzahl der über die diskrete Fourier-Transformation gewonnenen Abtastwerte ist.

Für die Bewertung des Burst-Detektors werden zwei Bewer tungsmaße eingeführt. Das erste ist die Akzeptanzrate (A). Die ses Maß wird für eine Systembewertung in Anwesenheit des Si gnals (d. h., r(t) = s(t) + n(t)) eingeführt. Es ist definiert als die Wahrscheinlichkeit eines Signalnachweises, vorausgesetzt, das Signal existiert. Das zweite Maß ist die Falscherkennungsrate (R). Dieses Maß wird für die Systembewertung in Abwesenheit des Signals eingeführt. Es ist definiert als die Wahrscheinlichkeit einer falschen Erkennung (wobei angenommen wird, daß das Signal nicht existiert (d. h. r(t) = n(t)).

Im folgenden wird die Leistungsfähigkeit der die diskret abgetasteten Daten benutzenden Konfiguration analysiert. Zum Zweck der Analyse sollen die r(i) (wobei 0 ≦ i < N) die diskret abgetasteten Daten für das Signal r(t) darstellen. Somit können die diskret abgetasteten r(i) geschrieben werden als:

r(i) = s(i) + n(i) (3)

r(i) = n(i) (4)

für den Fall des Vorhandenseins bzw. Fehlens des Signals.

Die diskrete Fourier-Transformation für diskret abgetastete Daten ist dann gegeben durch:

wobei 0 ≦ k,i < N.

Die Leistung bei der k-ten Spektrallinie ist dann gegeben durch:

Man erhält zwei Ausdrücke für S(k). Den ersten erhält man, wenn das Signal nicht existiert (d. h., r(i) = n(i)). Den zweiten erhält man, wenn das Signal existiert (d. h., r(i) = s(i) + n(i)). Diese zwei Ausdrücke werden dann benutzt, um die Akzeptanz- und die Falscherkennungsrate zu berechnen.

Zuerst soll der Fall der Signalabwesenheit (d. h. r(i) = n(i)) betrachtet werden. In diesem Fall wird Gleichung (6) zu:

Es sei angenommen, daß die n(i) und n(j) unkorreliert für i ≠ j sind (d. h., daß weißes Rauschen vorliegt); dann können unter Anwendung des zentralen Grenzwertsatzes die Ausdrücke

als Gauß'sche Zu fallsvariable angesehen werden. Der Mittelwert und die Varianz von n(i) sollen 0 bzw. σ² sein (d. h., das Rauschen hat den Mit telwert 0 und eine Leistung von σ²). Der Mittelwert und die Varianz der Ausdrücke Q(k) und C(k) werden folglich 0 bzw. Nσ²/2 sein. Somit kann der Ausdruck S(k) der Gleichung (7) als eine Zufallsvariable mit einer χ²-Verteilung mit zwei Frei heitsgraden angesehen werden. Ferner ist die Wahrscheinlich keitsdichtefunktion für S(k) gegeben durch:

wobei y ≧ 0 ist.

Für einen bestimmten Grenzwert Th im Leistungsspektrum ist die Wahrscheinlichkeit, daß ein beliebiges S(k) unter dem Grenzwert liegt, gegeben durch:

oder

Folglich ist die Wahrscheinlichkeit, daß alle S(k) nicht den Grenzwert überschreiten, dann gegeben durch:

Die Falscherkennungsrate kann dann geschrieben werden als:

Für Th/Nσ² größer als 1 kann die obige Gleichung angenähert werden durch:

Wie man sieht, ist die Zurückweisungsrate R(Th) vom Rausch pegel abhängig. Durch Ändern der Rauschleistung sollte der Grenzwert geändert werden, um die gleiche Zurückweisungsrate aufrechtzuerhalten.

In der folgenden Diskussion wird die Beziehung zum Finden der spektralen Leistungsdichte im Falle der Signalexistenz auf gestellt. In diesem Fall ist r(i) = s(i) + n(i) und die Gleichung (6) kann geschrieben werden als:

Es soll s(i) gleich Msin(2πim/N) sein (d. h. das Signal ist ein diskret abgetastetes Sinuswellensignal der Frequenz mf_s/N, wobei f_s die Abtastfrequenz ist). Somit entspricht die Signal frequenz der diskreten Frequenz m in der diskreten Fourier- Transformation, und die Leistung bei der m-ten Spektrallinie ist gegeben durch:

Die obige Gleichung kann vereinfacht werden zu:

Für den Fall, daß

(diese Bedingung ist generell für niedrige Signal-Rausch-Verhältnisse kleiner als 10 dB erfüllt), kann die obige Gleichung umgeschrieben werden zu:

Folglich kann S(m) durch einen zum zweiten Term addierten Gleichstromwert (MN)²/4 angenähert werden. Wie vorher gezeigt wurde, kann der zweite Term als eine Zufallsvariable mit einer χ²-Verteilung angesehen werden, die gegeben ist durch:

Somit wurde gezeigt, daß das Leistungsspektrum des Rau schens eine χ²-Verteilung hat. Eine Formel für die Falscherken nung des Rauschens wurde abgeleitet (Gleichung (13)). Dann wurde gezeigt, daß für den Fall des Signals mit Rauschen (r(t) = s(t) + n(t)) das Leistungsspektrum aus zwei Komponenten zusammenge setzt ist (Gleichung (17)). Die erste Komponente ist zurückzu führen auf das Leistungsspektrum des Signals ohne Rauschen, während die zweite auf das Rauschen zurückzuführen ist und eine χ²-Verteilung hat. Im allgemeinen ist die Leistung in der der Signalfrequenz entsprechenden Spektrallinie größer als (MN)²/4. Eine anfängliche Vorauswahl einer Signalnachweisgrenze Th bei einem Wert gleich (MN)²/4 in dem Leistungsspektrum würde den Si gnalnachweis sicherstellen. Indem man diesen Wert in Gleichung (13) einsetzt, ist die Falscherkennungsrate gegeben durch:

oder

Obwohl das oben genannte Verfahren eine optimale Funktion für die Signalerkennung zur Verfügung stellt, ist es aus zwei Gründen ein nicht praktikables Verfahren.

Erstens erfordert es intensive Berechnungen. Folglich er fordert seine Implementierung komplexe Schaltungsanordnungen und ist leider auf Anwendungen bei niedrigen Frequenzen mit langen Bursts beschränkt. Zusätzlich ist die Grenzwertauswahl für eine optimale Leistungsfähigkeit von dem Signalpegel und dem Rauschpegel abhängig. Somit muß der Grenzwert jedesmal dann geändert werden, wenn einer dieser Parameter sich ändert.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren und eine Ein richtung zum Nachweisen von Burst-Signalen bei sehr geringen Signal-Rausch-Verhältnissen mit geringem Berechnungsaufwand während des Nachweisens zu schaffen, das bzw. die keine häufi gen Einstellungen und Kalibrierungen erfordert.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch ein Verfahren mit den Merkmalen des Anspruchs 1 bzw. durch einen Burst-Detektor mit den Merkmalen des Anspruchs 9 gelöst.

Es wird ein Frequenzbereich-Burst-Detektor beschrieben. Der Burst-Detektor ist in der Lage, Signale bei sehr geringen Signal-Rausch-Verhältnissen mit Hilfe eines minimalen Berech nungsaufwandes zu erkennen und erfordert keine häufigen Ein stellungen eines Grenzwertpegels, welcher auf der Grundlage des Signal-Rausch-Verhältnisses im Frequenzbereich und nicht auf der Grundlage der Amplitude eingestellt wird. Die Erfindung schafft ein optimales und praktikables Verfahren zum Burst- Signal-Nachweis, das keine sorgfältigen Einstellungen und Kali brierungen durch den Benutzer erfordert.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Un teransprüchen gekennzeichnet.

Im folgenden wird die Erfindung anhand eines in der Zeich nung dargestellten Ausführungsbeispiels näher beschrieben. In der Zeichnung zeigen:

Fig. 1 ein Ablaufdiagramm eines bevorzugten Ausführungs beispiels des erfindungsgemäßen Verfahrens;

Fig. 2 eine Darstellung von möglichen 16-Bit-Mustern als binäre Sequenzen von Einsen und Nullen;

Fig. 3a und 3b eine Veranschaulichung typischer Leistungs pegel und Verteilungen für ein kohärentes Signal bzw. für ein Rauschsignal;

Fig. 4 eine einfache Blockdarstellung eines erfindungsge mäßen Burst-Detektors;

Fig. 5 eine allgemeine Konfiguration des erfindungsgemäßen Burst-Detektors;

Fig. 6 eine Blockdarstellung einer Implementierung für eine im bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfin dung benutzte lineare Transformation;

Fig. 7 ein alternatives Verfahren für die Ein-Bit-Decodie rung;

Fig. 8 eine Blockdarstellung eines bevorzugten Ausfüh rungsbeispiels des erfindungsgemäßen Burst-Detek tors, in welchem In-Phase- und Quadratur-Abtast werte des Eingangssignals benutzt werden;

Fig. 9 eine Darstellung eines typischen Doppler-Burst-Si gnals;

Fig. 10a ein typisches Doppler-Signal und Fig. 10b ein Hochpaß-gefiltertes Signal; und

Fig. 11 und 12 die Leistungsfähigkeit der Erfindung ver glichen mit konventionellen Techniken des Burst- Nachweises.

Definitionen

s(t) eine die gewünschte Information tragende Signalkom ponente,
n(t) zusätzliche Rauschkomponente,
r(t) Eingangssignal (es ist gleich s(t) + n(t), wenn das Si gnal existiert, und es ist gleich n(t), wenn das Si gnal nicht existiert),
r_i

(t) Ausgangssignal der i-ten linearen Transformation (siehe

Fig.

5),
s(i) diskret abgetastete Daten von s(t),
n(i) diskret abgetastete Daten von n(t),
r(i) diskret abgetastete Daten von r(t),
N Anzahl der für die diskrete Fourier-Transformation (DFT) benutzten Abtastwerte,
Q(k) imaginärer Anteil der DFT von r(i) bei der diskreten Frequenz k,
C(k) Realteil der DFT von r(i) bei der diskreten Frequenz k,
S(k) Leistung der DFT von r(i) bei der diskreten Frequenz k (ist gleich Q²

(k)+C²

(k),
Th Grenzwert im Leistungsspektrum,
σ²

Rauschleistung,
p(x) Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion von x,
P(S(k) < Th) Wahrscheinlichkeit, daß S(k) kleiner als Th ist,
M Amplituden des Signals s(t),
SNR Signal-Rausch-Verhältnis,
f_s

Abtastfrequenz,
t_s

1/f_s

,
E[x] Erwartungswert der Zufallsvariable x,
var[x] Varianz der Zufallsvariable x,
q Q-E[Q],
c C-E[C],
o(i) Vorzeichen von s(i) + n(i),
γ Zufallsvariable (sie ist gleich 1, wenn n(i) < 0, und sie ist gleich 0, wenn n(i) < 0),
T Meßzeit,
T_S

Zeitschlitz für das Dopplersignal innerhalb der Zeit T,
T_i

Übergangszeit für den einzelnen Doppler-Burst i,
T_n

Zeitschlitz für das Rauschen innerhalb der Zeit T,
D_verarbeitet

Anzahl der innerhalb der Zeit T durch den Prozessor verarbeiteten Doppler-Bursts,
D_Doppler

Anzahl der aktuellen Doppler-Bursts innerhalb der Zeit T,
τ_p

zum Verarbeiten der durch ein einziges Auslösen des Burst-Detektors gesammelten Daten erforderliche Zeit,
αAnzahl der Burst-Detektor-Versuche innerhalb eines Bursts.

Detaillierte Beschreibung

Es wird eine Einrichtung und ein Verfahren zum Nachweisen von Burst-Signalen selbst bei geringen Signal-Rausch-Verhält nissen (bis hinab zu 0 dB) mit Hilfe eines Frequenzbereich-Ver fahrens beschrieben. In der folgenden Beschreibung werden zahlt reiche Details und mathematische Analysen, wie beispielsweise die mathematische Formulierung der Lösung, die diskrete Fou rier-Transformation (DFT), die benutzbaren Decodierschaltungs anordnungen und die Lösung zum Setzen eines Signal-Rausch-Ver hältnis-Grenzwerts im Frequenzbereich beschrieben, um ein bes seres Verständnis der Erfindung zu erreichen. Für den Fachmann ist es jedoch klar, daß diese Erfindung auch ohne diese spe ziellen Details ausgeführt werden kann. An anderen Stellen wer den bekannte Komponenten, Strukturen und elektronische Verar beitungsmittel nicht im Detail beschrieben, um das Verständnis der Erfindung nicht unnötig zu erschweren.

Eine vereinfachte Darstellung des erfindungsgemäßen Verfah rens zur Burst-Erkennung ist durch das Ablaufdiagramm gemäß Fig. 1 dargestellt. Beim Schritt 10 wird das Eingangssignal in einen Abtaststrom von 1-Bit-Daten decodiert, vorzugsweise durch einen 1-Bit-Digitalisierer (bei dem das Ausgangssignal einer logischen Eins entspricht, wenn das Signal größer als 0 ist, und einer logischen Null, wenn das Signal kleiner als 0 ist). Andere Arten von 1-Bit-Decodern werden in der folgenden Diskus sion beschrieben. Beim Schritt 20 wird ein quantitatives Maß allen möglichen Mustern, die durch den 1-Bit-Decoder erzeugt werden können, zugeordnet. Das quantitative Maß wird für alle möglichen binären Muster zuvor berechnet und in einen Speicher (oder ein anderes Abbildungsmittel) geladen, um dieses Maß für jedes mögliche Muster zur Verfügung zu stellen. Das quantita tive Maß wird auf der Grundlage eines bestimmten Kriteriums be stimmt, daß die Übereinstimmung zwischen dem eingehenden Signal und dem (oder den) zu erkennenden Signal (oder Signalen) be stimmt. Ein Beispiel eines quantitativen Maßes ist die Fourier- Analyse. Wie zuvor erörtert, stellt die Anwendung der Fourier- Analyse ein optimales Kriterium für die Signalerkennung im Falle des Nachweises sinusförmiger Signale in der Anwesenheit von Rauschen zur Verfügung; jedoch können auch andere quantita tive Maße benutzt werden, um eine Übereinstimmung zwischen dem eingehenden Signal und dem zu erkennenden Signal festzustellen. Ein alternatives und einfaches Beispiel für das quantitative Maß der Übereinstimmung zwischen dem Eingangssignal und dem zu erkennenden Signal ist die Hamming-Distanz zwischen dem das Eingangssignal darstellenden binären Muster und dem binären Mu ster des zu erkennenden Signals. (Die Hamming-Distanz ist defi niert als die Anzahl von gleichen binären Bits in den zwei in teressierenden binären Mustern.)

Beim Schritt 30 wird das ermittelte quantitative Maß mit einem bestimmten Grenzwert verglichen, um die Existenz oder Nichtexistenz des Signals festzustellen. Die Anzahl der Abtast werte, die bei der Decodierung des Eingangssignals genommen wurden, sollte ausreichen, um die Anwesenheit eines Signals zu identifizieren, aber nicht so groß, daß die Effizienz des Sy stems beeinträchtigt wird. Vorzugsweise werden für jede Bestim mung der Anwesenheit des Signals 16 Abtastwerte genommen. Wenn 16 Bits für jeden Test der Anwesenheit des Signals benutzt wer den, dann können alle möglichen, mit Hilfe von 16 Bits her stellbaren Muster leicht in einer annehmbaren Speichermenge ge speichert werden. Wenn die Anzahl der in dem Speicher gespei cherten möglichen unterschiedlichen Muster gleich 2¹⁶ oder 64K ist (siehe Fig. 2), kann eine Übereinstimmung zwischen dem ab getasteten Eingangssignal und dem (zu erkennenden) sinusförmi gen Signal einfach durch Vergleichen des der binären Darstel lung des Eingangssignals zugeordneten quantitativen Maßes mit einem bestimmten Grenzwert festgestellt werden, um die Existenz oder Nichtexistenz des Signals zu entscheiden.

Speicher, logische Schaltungsanordnungen oder andere Deco diermittel können benutzt werden, um das jedem der 2¹⁶ mögli chen binären Muster von Einsen und Nullen zugeordnete quantita tive Maß zur Verfügung zu stellen. Vorzugsweise wird jedoch das abgetastete Eingangssignal von binären Einsen und Nullen als eine Speicheradresse zum Zugreifen auf die entsprechenden, mit Hilfe der Fourier-Analyse berechneten Leistungspegelinformatio nen benutzt. Die Leistungspegelinformation wird dann benutzt, um die Existenz oder Nichtexistenz eines Signals festzustellen. Vorzugsweise ist die gespeicherte Leistungspegelinformation proportional zur Leistung der Frequenz-Spektrallinie, die die maximale mit der diskreten Fourier-Transformation berechnete Leistung hat. Dies wird durch die Fig. 3a veranschaulicht. Fig. 3a stellt den Leistungspegel über der Frequenz für ein abgeta stetes kohärentes Signal dar. In dem Maße, wie das Signal Kohä renz zeigt, ist der Leistungspegel um die Signalfrequenz herum konzentriert. Wenn das Signal nur zufälliges Rauschen ist, er gibt sich eine Darstellung der Leistung über der Frequenz ähn lich der von Fig. 3b, in welcher die Leistungspegel viel gerin ger und über die Spektrallinien gleichmäßig verteilt sind.

Fig. 4 zeigt eine vereinfachte Darstellung des erfindungs gemäßen Burst-Detektors. Gemäß dieser Darstellung wird das Ein gangssignal mit Hilfe eines Ein-Bit-Analog-Digital-Umsetzers 300 abgetastet, um ein abgetastetes Eingangssignal von Nullen (0's) und Einsen (1's) zu erzeugen. Die abgetasteten Bits wer den einem Schieberegister 310 und dann einer Latch-Schaltung 320 eingegeben, welche jedes der 16 Bits des abgetasteten Ein gangssignals vorübergehend speichert. Die erfaßten 16 Abtast werte von Nullen und Einsen werden als Adresse zum Lesen von Daten aus einem großen Speicher 330 benutzt. Der Speicher 330 hat 2¹⁶ Speicherorte mit durch die 16-Bit-Binärdarstellung der Zahlen von 0 bis 2¹⁶-1 dargestellten Adressen. Jeder Speicher platz bzw. jede Speicherzelle enthält Informationen über das bestimmte Muster von Einsen und Nullen, welches dem abgetaste ten Spannungssignal und/oder Rauschen entspricht. Die Informa tion in jeder Speicherzelle ist proportional zu der Leistung der Frequenzlinie, die die maximale Leistung hat, wie sie ent sprechend der diskreten Fourier-Transformation für dieses Mu ster berechnet wurde. Vorzugsweise werden die diskreten Fou rier-Transformierten aller binären Darstellungen der Zahlen von 0 bis 2¹⁶-1 zuvor berechnet und in die entsprechenden Speicher plätze geladen. Bei einem alternativen Ausführungsbeispiel kann jeder Speicherplatz neben der Leistung auch eine Abschätzung der Signalfrequenz enthalten, die für eine nachfolgende Verar beitung benutzt werden kann. Die die Eingangssignalfrequenz be treffende Information kann ferner benutzt werden, um die Si gnalerkennung auf einen begrenzten Frequenzbereich zu beschrän ken. Durch Verwendung der Eingangssignalfrequenz kann die Falscherkennungsrate reduziert werden, und nicht zum interes sierenden Frequenzbereich gehörende Signalfrequenzen können zu rückgewiesen werden.

Das Burst-Signal wird in der logischen Schaltungsanordnung 340 durch Vergleichen der in dem durch das abgetastete Ein gangssignal adressierten Speicherplatz gespeicherten Leistung mit einem vorgegebenen Leistungsgrenzwert nachgewiesen. Wenn die Leistung in dem adressierten Speicherplatz den Grenzwert überschreitet, welcher als ein Signal anzeigend bestimmt wurde, existiert ein Signal, das periodischer Natur ist (einschließlich Gleichspannungen).

Es gibt mindestens zwei Möglichkeiten zum Implementieren des Verfahrens. Bei der ersten Möglichkeit zur Implementierung wird die Leistung oder eine zur Leistung proportionale Zahl, die mit der diskreten Fourier-Transformation für diese Adresse (d. h., die binäre Darstellung der Nummer der Speicherzelle) berechnet wurde, mit einem wählbaren Grenzwert verglichen.

Bei der zweiten Methode wird der Speicher, wie beispiels weise ein RAM, nur mit Einsen und Nullen an den Speicherplätzen geladen. Die Inhalte der Speicherplätze entsprechen einer 1, wenn die Leistung größer als ein ausgewählter Grenzwert ist, und einer 0, wenn sie unter dem Grenzwert liegt. Um die Grenz wertauswahl zu ändern, wird der Speicher mit Einsen und Nullen, die dem neuen ausgewählten Grenzwert entsprechen, umgeladen.

Es sei angemerkt, daß mit nur 16 Punkten und einem signifi kanten Rauschhintergrund die Wahrscheinlichkeit einer Falschsi gnalerkennung (die Rauschen als ein kohärentes Signal interpre tiert) nicht Null sein kann. Obwohl die Wahrscheinlichkeit der Rauschdetektion verändert wird und von der Auswahl des Grenz werts abhängt, kann verallgemeinert werden, daß die Wahrschein lichkeit größer als 1/64000 ist und zur Veranschaulichung mit 100/64000 geschätzt werden kann. Wenn beispielsweise eine Ab tastfrequenz von 160 MHz benutzt wird, so gibt es 10⁷ Entschei dungen pro Sekunde (dies entspricht der Rate zur Erfassung von 16 Abtastwerten). Folglich gibt es eine Wahrscheinlichkeit für 10⁷×100/64000 Falscherkennungen pro Sekunde. Dies impliziert, daß es 15000 Falscherkennungen pro Sekunde gibt, was in der Größenordnung der höchsten Datenrate liegt, die in praktischen Anwendungen erwartet werden kann.

In einem Ausführungsbeispiel kann die Falscherkennungsrate dadurch reduziert werden, daß die Anwesenheit eines Signals nur dann als nachgewiesen gilt, wenn eine vorgegebene Anzahl von aufeinanderfolgenden Abtastungen den Grenzwert überschreitet. Alternativ dazu kann das Problem einer hohen Falscherkennungs rate infolge der Benutzung einer begrenzten Anzahl von Bits (z. B. N) durch die Verwendung einer allgemeineren Konfiguration überwunden werden. Diese Konfiguration gestattet parallele und aufeinanderfolgende Entscheidungen über Blöcke von N Bits. Vor zugsweise sind die Entscheidungen über diese Blöcke statistisch unabhängig. Dann wird die Falscherkennungsrate des Gesamtsy stems gleich dem Produkt der Falscherkennungsraten jedes dieser Blöcke. Dies reduziert effektiv die Falscherkennungsrate.

Fig. 5 zeigt eine mögliche Implementierung für die oben be schriebene Konfiguration. Wie dort gezeigt, wird das Eingangs signal r(t) einem Satz von Signaltransformationen 1, 2, . . . , n unterzogen. Die Ausgangssignale dieser Signaltransformationen sollen als r₁, r₂, . . ., r_n bezeichnet werden. Die Signaltrans formationen werden so ausgewählt, daß die Signale r₁, r₂, . . ., r_n im Fall der Anwesenheit des Signals die Signalcharakteristi ken von r(t) bewahren, während r₁, r₂, . . ., r_n im Fall der Ab wesenheit des Signals statistisch unabhängig sind. Um ein si nusförmiges Signal in der Anwesenheit von Rauschen zu erkennen, wird eine Signaltransformation benutzt, so daß die Ausgangssi gnale r₁, r₂, . . . r_n die folgenden Bedingungen erfüllen:

E[r_ir_j] = 0 für i, j = 0, 1, . . ., n, i ≠ j (B1).

Dies ist ausreichend, um zu gewährleisten, daß die Signale r₁, r₂, . . ., r_n die Kohärenz des Signals r(t) im Falle der Anwe senheit des Signals bewahren. Ferner sind im Falle des Gauß'schen weißen Rauschens die Signale r₁, r₂, . . ., r_n statistisch unabhängig.

Fig. 6 zeigt eine praktische Implementierung für die oben beschriebenen linearen Transformationen. In diesem Beispiel wird das Eingangssignal Y(t) mit Hilfe eines 2-Weg-Signal-Auf teilers aufgeteilt. Das erste Ausgangssignal des Aufteilers wird mit einer lokalen Oszillatorfrequenz f₀ gemischt und das zweite Ausgangssignal des Aufteilers wird mit dem gleichen Os zillator-Ausgangssignal gemischt, nachdem es um 90° phasenver schoben wurde. Folglich ist das Signal Y₂(t) die Hilbert-Trans formierte des Signals Y₁(t). Dies impliziert, daß die Signale Y₁(t) und Y₂(t) die oben durch (B1) spezifizierte Bedingung er füllen. (Für weitere Informationen siehe: Frederic de Coulon, "Signal Theory and Processing", Artech House Inc., 1986, Seiten 213-252.)

Im folgenden wird wieder auf Fig. 5 Bezug genommen. Jedes der Ausgangssignale r_i wird einem 1-Bit-Codierer zugeführt, um einen Strom von Bits zur Verfügung zu stellen, die effektiv auf wichtige Merkmale der Eingangssignale r_i bezogen sind. Im Falle eines Sinussignals kann ein 1-Bit-Quantisierungs-Abtaster effi zient als ein 1-Bit-Codierer verwendet werden. (Dies beruht auf der Tatsache, daß die Nulldurchgänge effektiv auf die Frequenz und die Phase der sinusförmigen Signale bezogen sind.)

Eine andere Art eines 1-Bit-Codierers ist durch Fig. 7 dar gestellt. In diesem Codierer werden digitale und/oder logische Schaltungen benutzt, um die Existenz lokaler Maxima und lokaler Minima in Signalen nachzuweisen. Für jeden Nachweis einen loka len Maximums wechselt das Ausgangssignal des Codierers von lo gisch Eins zu logisch Null. Für jeden Nachweis eines lokalen Minimums wechselt das Ausgangssignal des Codierers von logisch Null zu logisch Eins.

Bezugnehmend auf Fig. 5: der vom 1-Bit-Codierer ausgegebene Strom von binären Einsen und Nullen wird einem N-Bit-Schiebere gister mit seriellem Eingang und parallelem Ausgang zugeführt. Das Register-Ausgangssignal wird dann latch-zwischengespeichert und zusammen mit dem Ausgangssignal des Gesamtsystems einem Speichermittel zugeführt, von welchem ein M-Bit-Wert erzeugt wird. Es sei angemerkt, daß andere Mittel zum Erzeugen von Ein gangssignalen für die Speicherschaltungen möglich sind. Bei spielsweise können Mehrfachspeichermittel benutzt werden oder konfiguriert werden, um als Eingangssignal das In-Phase- oder das Quadratur-Signal des Quadratur-abgetasteten Eingangssignals zu empfangen. Die n M-Bit-Ausgangssignale werden dann einer lo gischen Schaltung für die Entscheidung der Existenz oder Abwe senheit des Signals zugeführt.

Die Konfiguration gemäß Fig. 5 kann auf verschiedenen Wegen implementiert werden. Fig. 8 zeigt eine mögliche Implementie rung. In dieser Implementierung wird das Eingangssignal aufge teilt. Das erste Ausgangssignal des Aufteilers wird mit dem Si gnal eines lokalen Oszillators gemischt (410). Das zweite Aus gangssignal des Aufteilers wird mit dem um 90° phasenverscho benen gleichen Ausgangssignal des lokalen Oszillators gemischt (415). Die Ausgangssignale der Mischer 410, 415 werden dann mit Hilfe der Tiefpaßfilter 420 und 425 gefiltert. Die Filteraus gangssignale (d. h. die In-Phase- und die Quadratur-Komponenten des Eingangssignals) werden dann mit Hilfe der um 90° phasen verschobenen Abtaster 430 und 435 abgetastet. Mit Hilfe des Quadratur-Abtast-Verfahrens kann eine geringere Falscherken nungsrate erreicht werden. Die Ausgangssignale der Quadratur- Abtaster werden dann den Registern 440 und 445 zugeführt und mit Hilfe der Komponenten 450 und 455 Latch-zwischengespei chert. Die Latch-Ausgangssignale werden dann benutzt, um die Speicher 460 und 465 zu adressieren, um die die Leistung der In-Phase- und der Quadratur-Komponenten des abgetasteten Ein gangssignals betreffenden Informationen zu erfassen. Die logi sche Schaltungsanordnung 470 verwendet die Ausgangssignale der Speicher 460, 465 für die In-Phase- und Quadratur-Leistungs werte, welche einzeln mit dem Grenzwert verglichen werden. Eine Forderung, daß sowohl das In-Phase- als auch das Quadratur-Si gnal (bezeichnet als I und Q) die Grenzwertkriterien erfüllen müssen, resultiert in einer signifikanten Verringerung der Falscherkennungsrate. Eine weitere Verringerung kann erreicht werden, wenn eine vorgegebene Anzahl von aufeinanderfolgenden Quadratur-Abtastungen den Grenzwert überschreitet.

Für ein quantitatives Maß der Leistungsfähigkeit des bevor zugten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Burst-Detek tors stellt die folgende Diskussion eine detaillierte Analyse zur Verfügung. Da eine Ein-Bit-Abtastung angenommen wird, wer den die r(i) (in Gleichung (2)) durch 1 oder -1 ersetzt, was davon abhängt, ob r(i) größer oder kleiner als Null ist. Für den Fall des Fehlens des Signals kann S(k) geschrieben werden als:

wobei γ eine Zufallsvariable ist, die je nachdem, ob n(t) grö ßer oder kleiner als Null ist, einen Wert von 0 oder 1 hat. Wie in dem vorangegangenen Abschnitt können die Ausdrücke

als eine Gauß'sche Zufallsvariable mit dem Mittelwert 0 und der Varianz n/2 angesehen werden. Folgt man den in den einleitenden Abschnitten ausgeführten Schritten, so läßt sich die Falscher kennungsrate schreiben als:

Für Th/N größer als 1 kann die obige Gleichung geschrieben werden als:

Wie man aus der obigen Gleichung sieht, ist die Falscher kennungsrate unabhängig vom Rauschpegel. Die Falscherkennungs rate hängt nur vom Grenzwert im Leistungsspektrum und von der Anzahl der für die DFT benutzten Abtastwerte ab. Folglich er gibt sich bei Änderung des Rauschpegels keine Notwendigkeit zum Ändern des Grenzwerts, um eine feste Falscherkennungsrate zu halten (wie das im Fall des bekannten optimalen Mehrbit-Schemas der Fall war).

In der folgenden Diskussion werden die Beziehungen zum Fin den des Leistungsspektrums für den Fall der Signalexistenz auf gestellt. Für diesen Fall (d. h., r(i) = s(i) + n(i)) kann die Gleichung (14) geschrieben werden als:

Der Wert o(i) = sign[s(i) + n(i)] kann als eine Zufallsva riable angesehen werden, die zwei Werte (1 und -1) hat. Der Mittelwert dieser Zufallsvariable ist gegeben durch:

E[o(i)] = P[o(i) < 0] - P[o(i) < 0] (24)

oder

Für Gauß'sches Rauschen kann der oben genannte Wert redu ziert werden zu:

E[o(i)] = G_σ(-s(i), α) - G_σ(-α, -s(i)) (26)

oder

E[o(i)] = 2G_σ(0, s(i)) (27)

wobei

Da

kann der Wert G_σ(0, a) geschrieben werden als:

Es ist klar, daß der oben genannte Wert nur von dem Ver hältnis [a/σ] abhängt. Ferner ist die Varianz der Zufallsvariable o(i) gegeben durch:

Folglich können in Gleichung (23) die Werte Q und C ge schrieben werden als

Q = E[Q] + q (32)

und

C = E[C] + c (33)

wobei Q eine Gauß'sche Zufallsvariable mit dem durch E[Q] gege benen Mittelwert ist, wobei:

und die Varianz von Q gleich var[q] ist und durch V gegeben ist, wobei

In ähnlicher Weise ist C eine Gauß'sche Zufallsvariable mit einem durch E[C] gegebenen Mittelwert, wobei

und die Varianz von C gleich var[c] ist und durch U gegeben ist, wobei

Folglich kann Gleichung (23) geschrieben werden als:

S(k) = [E[Q] + q]² + [E[C] + c]² (38)

Für s(i) = M sin(2πim/N) (d. h., das Signal ist eine diskret abgetastete sinusförmige Schwingung der Frequenz mf_s/N, wobei f_s die Abtastfrequenz ist, und die Signalfrequenz der diskreten Frequenz m in der DFT entspricht) wird dann die o.g. Gleichung reduziert zu:

S(k) = [E[Q] + q]² + e² (39)

und der Erwartungswert von S(k) ist gegeben durch:

E[S(k)] = E[Q]² + V + U (40)

oder

Wenn N hinreichend groß ist, kann der o.g. Wert reduziert werden zu:

E[S(m)] = 2[NG₁(0, √2SNR)]² + U + V (42).

Folglich hängt für eine bestimmte Wahrscheinlichkeit der Signalerkennung der Grenzwert nur vom Signal-Rausch-Verhältnis ab. Im Unterschied zum optimalen Mehrbit-Signaldetektor-Schema, wo die Signalerkennungswahrscheinlichkeit sowohl vom Signalpe gel als auch vom Signal-Rausch-Verhältnis abhängt, hängt die Falscherkennungsrate darüberhinaus nur von dem Grenzwert ab. Bei Verwendung des Mehrbit-Schemas ist die Falscherkennungsrate proportional zum Rauschpegel. Folglich muß jedesmal, wenn sich der Signalpegel oder der Rauschpegel ändert, der Grenzwert ge ändert werden. Andererseits braucht für das erfindungsgemäße Ein-Bit-Signalerkennungs-Schema der Grenzwert nur für das mini mal erwartete Signal-Rausch-Verhältnis eingestellt zu werden. Dies ist ein sehr wichtiger Unterschied, da er signifikant die Komplexität der Burst-Erkennungseinrichtung und des Verfahrens zu dessen Implementierung minimiert.

Der Grenzwert wird ausgewählt, um die Anzahl der verarbei teten Signale pro Zeiteinheit T zu maximieren. Fig. 9 zeigt einen typischen LDV-Signalstrom über eine Zeitperiode T. Der dem Signal zugewiesene Zeitanteil ist gegeben durch

wobei T_i die Durchgangszeit für das Dopplersignal i ist. Folglich ist der Zeitanteil für das Rauschen T_n = T-T_s. Wenn der Burst-Detektor bei einer Anzahl D_verarbeitet von Doppler- Bursts ausgelöst wird, dann besteht die Aufgabe darin, die Anzahl D_verarbeitet zu maximieren, so daß diese Anzahl so nah wie möglich an D_Doppler herankommt. Um zu bestimmen, wie diese Anzahl in der folgenden Weise, welche eng an einen typischen LDV-Prozessor angenähert ist, maximiert werden kann, wurde vorzugsweise das komplette Verarbeitungssystem modelliert. Wenn man dem Modell für einen LDV-Prozessor folgt, wird das Signal zuerst durch einen Burst-Detektor getestet, um über die Existenz oder Nichtexistenz des Signals zu entscheiden. Je desmal, wenn der Burst-Detektor ausgelöst wird, wird eine Auf zeichnung einer bestimmten Anzahl von Abtastwerten, welche im allgemeinen größer als N ist (N ist die Anzahl der für die Burst-Erkennung benutzten Abtastwerte) erfaßt, um verarbeitet und gültig gemacht zu werden. Es soll τ_p die bei jeder Auslö sung des Burst-Detektors zur Verarbeitung und zum Gültigmachen der erfaßten Daten erforderliche Zeit sein. Folglich besteht das mit jeder Falscherkennung verbundene Risiko darin, daß der Burst-Detektor und der Prozessor von der Erkennung und Verar beitung wirklicher Doppler-Signale abgehalten werden, während sie Daten verarbeiten und gültig machen, die auf Rauschen beru hen. Wenn der Wert

die Abtastfrequenz darstellt und N Abtastwerte für jeden Versuch der Signalerkennung benutzt werden, ist die Anzahl der Versuche des Burst-Detektors (in der Zeit T) mit D_T gegeben, wobei:

und die für einen einzelnen Versuch erforderliche Zeit durch Nτ_s gegeben ist.

Von diesen D_T Versuchen ist die Anzahl der Versuche, bei denen der Burst-Detektor durch Rauschen ausgelöst wurde, gege ben durch:

Der o.g. Wert folgt aus der Tatsache, daß D_Rauschen gleich der Anzahl der Versuche des Burst-Detektors bei Rauschen ist (welche gleich T_n/N_τs multipliziert mit der Falscherkennungsrate ist).

Nimmt man an, daß D_Rauschen hinreichend klein ist, dann ist die zur Verarbeitung der infolge dieser falschen Auslösungen erfaßten Daten erforderliche Zeit gegeben durch:

T_Rauschen = D_Rauschen τ_p (45).

Folglich ist die zur Erkennung und Verarbeitung realer Doppler-Bursts verbleibende Zeit gegeben durch T-T_Rauschen (die vorgenannten Ergebnisse gelten, sofern D_Rauschen klein genug ist, so daß T_Rauschen kleiner als T ist). Um die Anzahl der den Burst-Detektor aus lösenden Doppler-Bursts zu finden, soll die Wahrscheinlichkeit der Erkennung eines Doppler-Bursts bestimmt werden. Fig. 10a zeigt einen typischen Doppler-Burst und Fig. 10b zeigt den Burst nach der Filterung, um die Stützkomponente zu entfernen. In dieser Abbildung stellt T_b die erwartete Burst-Länge (oder die erwartete Durchgangszeit) dar.

Die Anzahl der durch den Burst-Detektor unternommenen Versuche ist gegeben durch

Folglich ist die Wahrscheinlich der Erkennung eines Doppler-Burst gegeben durch:

P[Doppler-Burst-Erkennung] = 1 - [1 - A(Th,SNR)]^α (46)

wobei A die Akzeptanzrate ist, welche eine Funktion von Th und SNR ist.

Folglich ist die Anzahl der pro Zeiteinheit T durch den Burst-Detektor erkannten Doppler-Bursts (d. h., D_verarbeitet) gegeben durch:

wobei α die Anzahl der Versuche des Burst-Detektors innerhalb des Bursts ist.

Das Ziel ist die Maximierung des Verhältnisses D_verarbeitet/D_Doppler. Wie man aus der o.g. Gleichung sieht, ist dieses Verhältnis eine komplizierte Funktion des Grenzwerts, des Signal-Rausch- Verhältnisses, der Abtastfrequenz und der Burst-Länge. Es wurde ein einfacheres Kriterium entwickelt, um die Grenzwertauswahl zu vereinfachen. Im vorangegangenen Abschnitt wurde gezeigt, daß, wenn die Grenze niedriger als 2[NG₁(0, √2SNR)]² gewählt wird, die Akzeptanzrate dann in der Nähe von 1 liegt. In diesem Fall ist der Hauptfaktor, der das Verhältnis D_verarbeitet/D_Doppler beeinflußt, das Verhältnis T_Rauschen/T (welches von der Zurückweisungsrate R(Th) abhängt). Folglich kann durch Auswahl eines Grenzwerts, der hoch genug ist, so daß das Verhältnis T_Rauschen/T « 1, aber andererseits kleiner als 2[NG₁(0, √2SNR)]² ist, eine opti male Systemleistung erreicht werden.

Folglich sollte der Grenzwert so gewählt werden, daß sich bei diesem Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) eine Akzeptrate in der Nähe von 1 ergibt. Wenn N = 16 und SNR = 0 sind, sollte der Grenzwert nicht größer als 2[16G₁(0, √(2))]² = 110 sein, um eine Akzeptanzrate in der Nähe von 1 bei SNR = 0 dB zu erhalten. Alternativ dazu kann der optimale Grenzwert empirisch mit Hilfe des berechneten Grenzwertes als Startwert bestimmt werden.

Für einen gegebenen Grenzwert von 100 ist die Zurückwei sungsrate gleich 0,016; diese Zurückweisungsrate impliziert dann für eine Abtastfrequenz von 5 MHz, daß es

falsche Auslösungen pro Sekunde gibt. Bei Verwendung der Aus gangssignale sowohl des In-Phase-Abtasters als auch des Quadra tur-Abtasters wird die Zurückweisungsrate auf 0,016² = 2,56×10^-4 reduziert. Dies zeigt, daß es bei einer Abtastfrequenz von 20 MHz 320 falsche Auslösungen pro Sekunde gibt. Um diese Anzahl weiter zu senken und um bei höheren Frequenzen und geringeren Signal-Rausch-Verhältnissen zu arbeiten, kann eine Entscheidung über zwei aufeinanderfolgende Blöcke von 16 Abtastwerten ver wendet werden. Für einen Grenzwert von 100 und eine Abtastfre quenz von 160 MHz kann die Anzahl von falschen Auslösungen auf 10 pro Sekunde gesenkt werden.

Die Fig. 11 und 12 zeigen die Leistungsfähigkeit des er findungsgemäßen Schemas der Burst-Erkennung im Vergleich zu konventionellen Techniken der Burst-Erkennung. Wie man aus die sen Abbildungen sehen kann, wird ein Abstand von 10 dB mit Hilfe des Frequenzbereich-Burst-Detektors gegenüber dem Zeitbe reich-Burst-Detektor erreicht.

Ferner ist es wünschenswert zu sichern, daß das Burst-Si gnal kontinuierlich nachgewiesen wird, selbst wenn das Signal- Rausch-Verhältnis während des Bursts variiert und unter den Grenzwert fällt, welcher infolge der Anwesenheit des Rauschens auftreten darf. Sobald das Burst-Signal einmal nachgewiesen ist (d. h., wenn die Signalleistung den gesetzten Grenzwert über schreitet), können die Grenzwertkriterien reduziert werden, beispielsweise auf 50% des anfänglichen Grenzwerts. Dieses Verfahren der Verringerung der Nachweiskriterien sichert, daß der kontinuierliche Nachweis des Rests des Burst-Signals selbst dann gewährleistet wird, wenn das Signal-Rausch-Verhältnis wäh rend des Burst-Signals variiert und die Leistungspegel des ab getasteten Signals unter den höheren Anfangsgrenzwert fallen. Der Grenzwert kann dann wieder auf den alten Wert erhöht wer den, um nachfolgende Bursts nachzuweisen.

Vorzugsweise wird der erfindungsgemäße Burst-Detektor ver wendet, um die Existenz von Burst-Signalen nachzuweisen, und wird in Verbindung mit anderen Einrichtungen benutzt, wie bei spielsweise einem Doppler-Signalanalysator, der eine detail liertere Analyse des Signals ausführt. Sobald ein Signal nach gewiesen ist, wird eine vorgegebene Anzahl von Abtastwerten ge speichert und benutzt, um eine die Frequenz des Signals betref fende Analyse auszuführen.

Claims

1. Verfahren zum Nachweisen von Burst-Signalen in einem so wohl Burst-Signale als auch Rauschen enthaltenden Eingangssi gnal, bei dem das Eingangssignal codiert wird, um eine das Ein gangssignal wiedergebende Kette von binären Werten zu erzeugen, dadurch gekennzeichnet,
daß das codierte Signal auf Speicherabbildungen bekannter Signaldarstellungen abgebildet wird, denen vorberechnete, das Vorhandensein eines Signals anzeigende Werte zugeordnet wurden, wobei Speicherabbildungen ausgewählt werden;
daß die vorberechneten Werte der ausgewählten Speicherab bildungen ausgelesen werden; und
daß die Existenz eines Burst-Signals im Eingangssignal be stimmt wird durch Bewerten der ausgelesenen Werte.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangssignal codiert wird, indem eine Analog-zu-Digital- Umsetzung unter Verwendung einer Ein-Bit-Abtastung ausgeführt wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeich net, daß das Eingangssignal vor dem Codieren gefiltert wird, um die Hüllkomponente des Eingangssignals zu entfernen.

4. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß beim Codieren des Eingangssignals sechzehn aufeinanderfolgende Abtastwerte des Eingangssignals aufgenommen werden.

5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch ge kennzeichnet, daß beim Abbilden des codierten Signals die Über einstimmung des codierten Signals mit den bekannten Signaldar stellungen überprüft wird.

6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch ge kennzeichnet, daß die vorberechneten Werte einen Leistungswert der jeweiligen bekannten Signaldarstellung anzeigen.

7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch ge kennzeichnet, daß die vorberechneten Werte für jede Signaldar stellung erzeugt werden, indem eine diskrete Fourier-Transfor mation (DFT) der jeweiligen Signaldarstellung ausgeführt und der Wert der maximalen Leistung für die jeweilige DFT berechnet wird.

8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch ge kennzeichnet, daß beim Bestimmen der Existenz eines Burst-Si gnals die ausgelesenen Werte mit einem Grenzwert verglichen werden, wobei ein Burst-Signal erfaßt wird, wenn ein vorberech neter Wert größer als der Grenzwert ist.

9. Burst-Detektor zum Nachweisen von Bursts in einem Burst- Signale und Rauschen enthaltenden Eingangssignal mit einer das Eingangssignal empfangenden Codiereinrichtung (300) zum Erzeu gen eines codierten Eingangssignals, das eine Kette von das Eingangssignal darstellenden binären Werten enthält, gekennzeichnet durch:
einen Speicher (330), der einen Satz von Speicherabbildun gen bekannter Signaldarstellungen und von das Vorhandensein ei nes Burst-Signals in der jeweiligen Signaldarstellung anzeigen den vorberechneten Werten enthält;
eine Abbildungseinrichtung (310, 320) zum Abbilden des co dierten Eingangssignals auf eine bekannte Signaldarstellung und zum Auslesen des vorberechneten Wertes der abgebildeten bekann ten Signaldarstellung; und
eine Bewertungseinrichtung (340) zum Bestimmen des Vorhan denseins eines Burst-Signals in Abhängigkeit von dem ausgelese nen vorberechneten Wert.

10. Burst-Detektor nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Codiereinrichtung (300) Mittel zum Ausführen einer Ein- Bit-Quantisierung aufweist.

11. Burst-Detektor nach Anspruch 10, dadurch gekennzeich net, daß die Mittel zum Ausführen der Ein-Bit-Quantisierung ei nen Ein-Bit-Analog/Digital-Umsetzer aufweisen.

12. Burst-Detektor nach Anspruch 10, dadurch gekennzeich net, daß die Mittel zum Ausführen der Ein-Bit-Quantisierung ein Mittel zum Erkennen lokaler Minima und lokaler Maxima des Ein gangssignals aufweisen und daß diese Mittel jeweils einen Bi närwert für jedes lokale Minimum und lokale Maximum erzeugen.

13. Burst-Detektor nach einem der Ansprüche 9-12, dadurch gekennzeichnet, daß die Kette binärer Werte eine 16-Bit-Abta stung des Eingangssignals enthält.

14. Burst-Detektor nach einem der Ansprüche 9-13, gekenn zeichnet durch Einrichtungen zum linearen Transformieren des Eingangssignals, um mehrere linear transformierte Eingangssi gnale (r₁ . . . r_m) zu erzeugen;
wobei jedem linear transformierten Eingangssignal (r₁ . . . r_m) eine Codiereinrichtung, ein Speicher und eine Abbildungsein richtung zugeordnet ist, und wobei die Abbildungseinrichtungen mit der Bewertungseinrichtung derart gekoppelt sind, daß ein Burst-Signal festgestellt wird, wenn ein Burst-Signal in den mehreren linear transformierten Eingangssignalen als existent eingeschätzt wird.

15. Burst-Detektor nach Anspruch 14, dadurch gekennzeich net, daß die Einrichtungen zum linearen Transformieren aufwei sen:
einen das Eingangssignal und ein lokales Oszillator-Aus gangssignal empfangenden ersten Mischer zum Erzeugen eines In- Phase-Eingangssignals;
einen das lokale Oszillator-Ausgangssignal empfangenden Phasenschieber zum Schieben der Phase des eingegebenen Oszilla tor-Signals um 90°; und
einen das Ausgangssignal des Phasenschiebers und das Ein gangssignal empfangenden zweiten Mischer zum Erzeugen eines Quadratur-Eingangssignals.

16. Burst-Detektor nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Codiereinrichtung Ketten binärer Werte von vorgegebener Länge erzeugt, daß der Satz von Speicherabbildungen bekannter Signaldarstellungen alle möglichen Variationen der Ketten binä rer Werte vorgegebener Länge umfaßt, und daß die Abbildungsein richtung die Übereinstimmung der das Eingangssignal darstellen den Kette binärer Werte mit einer bekannten Signaldarstellung überprüft.

17. Burst-Detektor nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der das Vorhandensein eines Burst-Signals anzeigenden vorberechneten Werte in dem Speicher (330) an einer von der entsprechenden bekannten Signaldarstellung bestimmten Adresse gespeichert ist.

18. Burst-Detektor nach Anspruch 17, dadurch gekennzeich net, daß die Abbildungseinrichtung die an einer durch das co dierte Eingangssignal spezifizierten Adresse angeordneten vor berechneten Werte aus dem Speicher liest.

19. Burst-Detektor nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die das Vorhandensein eines Burst-Signals anzeigenden vorberechneten Werte das Signal-Rausch-Verhältnis jeder der bekannten Signaldarstellungen anzeigende Werte sind.

20. Burst-Detektor nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch eine Einrichtung zum Erzeugen der das Vorhandensein eines Si gnals anzeigenden vorberechneten Werte, weiche eine diskrete Fourier-Transformation (DFT) an jeder Signaldarstellung aus führt und die maximalen Leistungswerte für jede DFT berechnet.

21. Burst-Detektor nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Bewertungseinrichtung einen Komparator zum Vergleichen der das Vorhandensein eines Burst-Signals anzeigenden vorbe rechneten Werte mit einem Grenzwert aufweist, wobei ein Burst- Signal nachgewiesen wird, wenn der vorberechnete Wert größer als der Grenzwert ist.