DE4212751C2

DE4212751C2 - Verfahren und Schaltungsanordnung zur Messung der elektromagnetischen Verträglichkeit digitaler Baugruppen

Info

Publication number: DE4212751C2
Application number: DE19924212751
Authority: DE
Inventors: Gunter Langer
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1992-04-16
Filing date: 1992-04-16
Publication date: 2001-03-01
Anticipated expiration: 2012-04-17
Also published as: DE4212751A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Messung der elektromag netischen Verträglichkeit digitaler Baugruppen, nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Wegen des sich ständig verringernden Energieniveaus bei informationsverarbeitenden Systemen sowie der steigenden Störpegel in Industrieanlagen müssen elektronische Baugruppen heute hinsichtlich ihrer elektromagnetischen Verträglichkeit hohe Anforderungen erfüllen. Zur Messung der elektromagnetischen Verträglichkeit wurden deshalb spezielle Schaltungen und Prüfverfahren entwickelt. Die erforderlichen Sensoren werden im Prüfobjekt adaptiert und wandeln elektrische Störgrößen, Störsignale oder logische Signale in optische Signale um. Diese werden über Licht wellenleiter an eine Auswerteeinrichtung übertragen.

Es ist erforderlich, die Schaltung aus möglichst wenigen Bauelementen aufzubauen, um den Sensor klein zu halten und ihn so in die oftmals dichtgepackten elektronischen Geräte rückwirkungsfrei adaptieren zu können. Andererseits be steht die Forderung, auch Spikes zu erfassen, deren Im pulsbreite in der Größenordnung einer Nanosekunde liegt.

Es kommen daher bisher nur hochwertige optische Übertra gungssysteme mit entsprechender Grenzfrequenz in Frage. Kostengünstige Plast-Lichtwellenleitersysteme sind zum Übertragen von Spikes nicht anwendbar. Es würden aber nicht nur Spikes nicht übertragen werden, ab einer be stimmten Grenzfrequenz würde das Übertragungssystem völlig undurchlässig. Aufgrund des Tiefpaßcharakters ließe sich auch nicht unterscheiden, ob eine zu hohe oder keine elek tromagnetische Beeinflussung vorliegt.

Es wurden zur Abhilfe deshalb bereits Impulsfallen vorge schlagen, die, wie in DD 279 083 A1 beschrieben wird, aus einem Flipflop bestehen, dessen Takt- bzw. Setzeingang mit der Störspannung des Prüflings beaufschlagt wird. Das Flipflop kann aus einem Monoflop oder einem teilergeschal teten D-Flipflop bestehen.

Eine Monoflopschaltung wird nur durch eine bestimmte Flanke geschaltet. Wenn die Abstände zwischen den Mono floplaufzeiten zu kurz werden, versagt das optische System ebenfalls.

Bei einem als Teiler geschalteten Flipflop wird die Störfrequenz um den Teilerfaktor verringert, so daß sich mit dem optischen System höhere Störfrequenzen übertragen lassen. Die logische Lage der Eingangsgröße des Sensors bleibt jedoch unbekannt.

Aus DE 37 42 397 C1 ist ein Netzanalysegerät zur Indikation, Analyse, Registrierung, Speicherung und Meldung von elektromagnetischen Störfällen bekannt. Im Gerät wird ein schaltender Komparator verwendet. Der Komparator besitzt zwei Eingänge, die so geschaltet sind, daß ein Spitzen wertdedektor entsteht, d. h. es werden die Spitzenwerte ausgewertet. Nach der Geräteschaltung wird ein Komparator- Eingang benutzt, um mit einer Schwellwertspannung die Komparatorschwelle einzustellen. Durch diese Einstellung wird eine für die Messung feste Schwelle vorgewählt. Am zweiten Eingang des Komparators liegt das Eingangssig nal aus der untersuchten Schaltung an.

Mit dem Netzanalysegerät werden nur Impulse dedektiert, die die eingestellte Schwelle überschreiten.

Aufgabe der Erfindung ist es deshalb, ein geeignetes Ver fahren incl. einfache, kleinräumige und kostengünstige Schaltungsanordnung zur Messung der elektromagnetischen Verträglichkeit vorzuschlagen, die alle Arten von Spikes sicher einfangen und über ein optisches System phasenrich tig und logisch richtig übertragen kann.

Eine erfindungsgemäße Lösung dieser Aufgabe ist im Patentanspruch 1 und 5 angegeben. Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Nach dem erfindungsgemäßen Verfahren wird die zu messende Störgröße dem Eingang eines Wandlers zugeführt, der die Störgröße mit einer definierten dynamischen Schaltschwel le, die ggf. mit einer statischen Schaltschwelle gekoppelt ist, bewertet und in ein binäres Ausgangssignal wandelt. Dieses binäre Ausgangssignal wird in einer dem Wandler nachgeschalteten Schaltung zur Impulsverbreiterung auf eine auswertbare Weite der Spikes bzw. Impulszüge gedehnt.

In einem sich an die Schaltung zur Impulsverbreiterung anschließenden digitalen Tiefpaß wird die Frequenz der auszuwertenden binären Signale bzw. Störgrößen auf eine mittels optischer Systeme übertragbare Frequenz einge stellt. Das den digitalen Tiefpaß verlassende auszuwer tende Signal, das mittels optischer Systeme einer Auswer teeinheit zugeführt wird, bleibt also in jedem Falle unter der Grenzfrequenz des jeweiligen optischen Übertragungs systems. Zu diesem Zweck ist der Ausgang des digitalen Tiefpasses mit einem optischen Sender verbunden.

In einer erfindungsgemäßen Vorrichtung wird das zu messende Eingangssignal an den negierenden Setzeingang S₁ eines ersten RS-Flipflops gelegt. Der nichtnegierende Ausgang Q₁ ist mit dem negierenden Setzeingang S₂, der negierende Ausgang Q₁ mit dem negierenden Rücksetzeingang R₂ eines zweiten RS-Flipflops verbunden. Dessen negierender Ausgang Q₂ ist über ein Tiefpaß-RC-Glied, bestehend aus dem ohmschen Widerstand R und dem Kondensator C, mit dem Eingang eines negierenden Schmitt-Triggers N verbunden, dessen Ausgang an den negierenden Rücksetzeingang R₁ des ersten RS-Flipflops zurückgeführt ist. Der Ausgang A kann unnegiert am unnegierten Ausgang Q₂ und negiert am negierten Ausgang Q₂ des zweiten RS-Flipflops abgegriffen werden, um einem optischen Sender zugeführt zu werden.

Die Negation im Schaltungszweig zwischen dem Ausgang des zweiten RS-Flipflops und dem negierenden Rücksetzeingang R₁ des ersten RS-Flipflops kann auch durch Wechseln vom negierten Ausgang Q₂ auf den nichtnegierten Ausgang Q₂ bewirkt werden. Dabei kann der negierende Rücksetzeingang R₁ des ersten RS-Flipflops ein Schmitt-Trigger-Eingang sein.

Ein komplementärer Schaltungsaufbau ist möglich.

Die Erfindung soll nachstehend ohne Beschränkung des allgemeinen Erfindungsgedankens anhand von Ausführungsbei spielen näher erläutert werden. In den zugehörigen Zeich nungen zeigen

Fig. 1 das Blockschaltbild des erfindungsgemäßen Verfahrens,

Fig. 2 eine erste Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung.

Fig. 3 eine zweite Ausführungsvariante der Erfindung und

Fig. 4 ein zu Fig. 2 zugehöriges Impulsdiagramm.

Das Blockschaltbild nach Fig. 1 beschreibt den erfindungs gemäßen Verfahrensablauf. In einem Wandler W wird die zu messende Störgröße mit einer definierten dynamischen Schaltschwelle bewertet und in ein binäres Ausgangssignal gewandelt. Dieses Ausgangssignal wird in der nachfolgenden Schaltung zur Impulsverbreiterung SI auf eine auswertbare Weite des Spikes gedehnt, damit die Spikes bzw.. Impulszüge mittels eines optischen Systems galvanisch entkoppelt auf die Auswerteeinheit übertragen werden können. Zur Einhal tung der vom gewählten optischen System vorgegebenen Grenzfrequenz für die Signalübertragung dient der digitale Tiefpaß T.

Als optisches System wird beispielsweise ein Kunststofflicht wellenleitersystem mit einer Sendediode 3 eingesetzt.

Erfindungsgemäß wird mit einer Schaltungsanordnung nach Fig. 2 das zu messende Eingangssignal E an den negierenden Setzeingang S₁ eines ersten RS-Flipflops 1 gelegt. Der nichtnegierende Ausgang Q₁ ist mit dem negierenden Setz eingang S₂, der negierende Ausgang Q₁ mit dem negierenden Rücksetzeingang R₂ eines zweiten RS-Flipflops 2 verbunden. Dessen negierender Ausgang Q₂ ist über ein Tiefpaß-RC- Glied, bestehend aus dem ohmschen Widerstand R und dem Kondensator C, mit dem Eingang eines negierenden Schmitt- Triggers N verbunden, dessen Ausgang an den negierenden Rücksetzeingang R₁ des ersten RS-Flipflops 1 zurückgeführt ist. Der Ausgang A kann unnegiert am unnegierten Ausgang Q₂ und negiert am negierten Ausgang Q₂ des zweiten RS- Flipflops 2 abgegriffen werden, um einem optischen Sender zugeführt zu werden.

Die in Fig. 3 dargestellte Schaltung funktioniert wie die Schaltungsanordnung nach Fig. 2, nur daß die Negation im Schaltungszweig zwischen dem Ausgang des zweiten RS-Flip flops 2 und dem negierenden Rücksetzeingang R₁ des ersten RS-Flipflops 1 durch Wechseln vom negierten Ausgang Q₂ auf den nichtnegierten Ausgang Q₂ bewirkt wird. Dabei kann der negierende Rücksetzeingang R₁ des ersten RS-Flipflops 1 ein Schmitt-Trigger-Eingang sein.

Fig. 4 zeigt die Funktion der Schaltung. Wenn am negieren den Setzeingang S₁ des RS-Flipflops 1 eine LH-Flanke an liegt (Zeitpunkt t₁), wird an seinem nichtnegierenden Ausgang Q₁ ein HL-Übergang entstehen. Sein negierender Ausgang Q₁ verbleibt auf H-Pegel, da der negierende Rück setzeingang R₁ auf L-Pegel bleibt. Somit liegt am negie renden Setzeingang S₂ des zweiten RS-Flipflops 2 eine HL- Flanke und an seinem negierenden Rücksetzeingang R₂ H- Pegel. Damit schaltet sein nichtnegierender Ausgang Q₂ auf H- und der negierende Ausgang Q₂ auf L-Pegel. Diese HL- Flanke wird durch das RC-Glied um die Zeit T verzögert und durch den negierenden Schmitt-Trigger N in eine LH-Flanke umgewandelt. Wenn das Eingangssignal E auf H-Pegel ver bleibt, ändern sich die logischen Zustände des ersten RS- Flip-flops 1 und des zweiten RS-Flipflops 2 nicht.

Das Eingangssignal E wurde bis auf die internen Verzöge rungszeiten der beiden RS-Flipflops 1, 2 ohne weitere Verzögerung an den nichtnegierenden Ausgang Q₂ des zweiten RS-Flipflops 2, d. h. den Ausgang A durchgeschaltet. Wenn das Eingangssignal E nach einer Zeit, die größer als das durch das RC-Glied verursachte Zeitintervall T ist, einen HL-Übergang besitzt (Zeitpunkt t₂), schaltet der nichtne gierende Ausgang Q₁ von L- nach H-Pegel und der negierende Ausgang Q₁ von H- nach L-Pegel. Infolgedessen schaltet der nichtnegierende Ausgang Q₂ des zweiten RS-Flipflops 2 auf L- und der negierende Ausgang Q₂ auf H-Pegel. Diese LH- Flanke wird durch das RC-Glied um das Zeitintervall T verzögert und gelangt über den Schmitt-Trigger N negiert als HL-Flanke an den negierenden Rücksetzeingang R₁ des ersten RS-Flipflops 1. Somit wird der negierende Ausgang Q₁ auf H-Pegel gestellt. In diesem Zustand verbleibt die Schaltung bis zum nächsten Signalwechsel am Eingang.

Die HL-Flanke am Eingang E wird wiederum bis auf die in terne Verzögerung an beiden RS-Flipflops 1, 2 ohne weitere Verzögerung an den Ausgang A geschaltet.

Wenn ein Spike mit steigender Flanke am Eingang E anliegt (Zeitpunkt t₃), erfolgt das Durchschalten der LH-Flanke analog der zum Zeitpunkt t₁. Die Tiefflanke fällt jedoch in das Zeitintervall T des RC-Gliedes. Der negierende Rücksetzeingang R₁ bleibt für das Zeitintervall fest auf L-Pegel. Somit bleibt der negierende Ausgang Q₁ für die Zeit fest auf H-Pegel. Der nichtnegierende Ausgang Q₁ geht nur für diese Spike-Zeit auf L-Pegel und setzt damit das zweite RS-Flipflop 2, so daß der nichtnegierende Ausgang Q₂ H-Pegel und der negierende Ausgang Q₂ L-Pegel annehmen. Zurückgestellt wird das zweite RS-Flipflop 2 erst nach Ablauf des Zeitintervalls T über die Rückführung. Am Aus gang A der Schaltung entsteht ein auf das Zeitintervall T gedehnter Impuls, dessen Vorderflanke bis auf die internen Verzögerungszeiten der Flipflops mit der Vorderflanke des Spikes übereinstimmt.

Wenn ein Spike mit fallender Flanke am Eingang E anliegt (Zeitpunkt t₄), erfolgt das Durchschalten der L-Flanke analog der zum Zeitpunkt t₂. Die darauffolgende H-Flanke fällt jedoch in das Zeitintervall T. Der negierende Rück setzeingang R₁ bleibt für das Zeitintervall T auf H-Pegel. Das erste RS-Flipflop 1 wird durch den Spike den nichtne gierenden Ausgang Q₁ auf H-Pegel und den negierenden Aus gang Q₁ auf L-Pegel setzen. Damit wird das zweite RS- Flipflop 2 rückgesetzt. Am nichtnegierenden Ausgang Q₂ ensteht L-Pegel. Dieser wird erst aufgehoben, wenn am negierenden Rücksetzeingang R₁ des ersten RS-Flipflops 1 das um das Zeitintervall T verzögerte L-Signal erscheint und die Ausgänge Q₁ auf H-, Q₁ auf L-, Q₂ auf H- und Q₂ auf L-Pegel stellt.

Am Ausgang A der Schaltung entsteht ein auf das Zeitinter vall T gedehnter Impuls, dessen Vorderflanke bis auf die internen Verzögerungszeiten der Flipflops mit der Vorder flanke des Spikes übereinstimmt.

Wenn eine Kette von Spikes oder eine Impulsfolge am Ein gang E anliegt (Zeitpunkt t₅), dessen halbe Periodendauer kleiner als das Zeitintervall T ist, wird die Frequenz des Ausgangs A auf die Periodendauer ≧ 2T gewandelt.

Wenn die erste Flanke des am Eingang E anliegenden Impuls zuges eine fallende ist (Zeitpunkt t₅), entsteht für das Zeitintervall T die Situation wie zum Zeitpunkt t₄. Für diese Zeit können am Eingang E weitere Impulse anliegen, ohne daß sich der Zustand des ersten RS-Flipflops 1 verän dert. Eine Änderung kann erst erfolgen, wenn das Zeitin tervall T abgelaufen ist, der negierende Rücksetzeingang R₁ auf L-Pegel gesetzt ist und am Eingang E der nächste H- Sprung vorliegt. Durch den damit am nichtnegierenden Aus gang Q₁ anliegenden L-Pegel wird das zweite RS-Flipflop 2 gekippt. Dieses hält seinen Zustand wieder für das Zeitin tervall T. Denn erst nach dieser Zeit wird der Zustand des zweiten RS-Flipflops 2 über das RC-Glied, den Schmitt- Trigger N, den negierenden Rücksetzeingang R₁ des ersten RS-Flipflops 1 auf H-Pegel umschalten. Damit wird der nächste L-Pegel am Eingang E den negierenden Ausgang Q₁ des ersten RS-Flipflops 1 auf L-Pegel stellen und damit das zweite RS-Flipflop 2 kippen. Eine Grenzfrequenz mit der Periodendauer ≧ 2T ist damit gegeben.

Claims

1. Verfahren zur Messung der elektromagnetischen Verträg lichkeit digitaler Baugruppen unter Verwendung von Flip flops, Elementen der Impulsformung, der optischen Übertra gung und Auswertung,
dadurch gekennzeichnet, daß die zu messende Störgröße einem Wandler (W) zugeführt wird, der die Störgröße mit einer definierten dynamischen Schaltschwelle bewertet und in ein binäres Ausgangssignal wandelt, und
daß jedes binäre Ausgangssignal des Wandlers (W) in einer dem Wandler nachgeschalteten Schaltung zur Impulsverbrei terung (SI) auf eine auswertbare Weite gedehnt wird, und
daß in einem sich an die Schaltung zur Impulsverbrei terung (SI) anschließenden digitalen Tiefpaß (T) die Fre quenz der auszuwertenden binären Signale bzw. Störgrößen so eingestellt wird, daß sie die Grenzfrequenz für die übertragung der Signale mittels eines nachgeschalteten optischen Übertragungssystems zur Auswerteeinheit nicht überschreitet.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die dynamische Schaltschwelle mit einer statischen Schaltschwelle gekoppelt ist.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Funktionen der Schaltung zur Impulsverbreiterung (SI) und des digitalen Tiefpasses (T) zusammengefaßt werden.

4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Funktionen der Schaltung zur Impulsverbreiterung (SI), des digitalen Tiefpasses (T) und des Wandlers (W) zusammengefaßt werden.

5. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß

- die zu messende Störgröße an den negierenden Setzeingang (S₁) eines ersten RS-Flipflops (1) gelegt ist,
- der nichtnegierende Ausgang (Q₁) des ersten RS-Flipflops (1) mit dem negierenden Setzeingang (S₂), sein negierender Ausgang (Q₁) mit dem negierenden Rücksetzeingang (R₂) eines zweiten RS-Flipflops (2) verbunden ist,
- das Ausgangssignal (A) am nichtnegierenden Ausgang (Q₂) des zweiten RS-Flipflops entnommen und über ein Tiefpaß- RC-Glied (R, C) an den negierenden Rückeingang (R₁) des ersten RS-Flipflops (1) zurückgeführt ist.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der negierende Rücksetzeingang (R₁) des ersten RS-Flipflops (1) ein Schmitt-Trigger- Eingang ist.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß dem Ausgang (A) ein optischer Sender nachgeschaltet ist.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal am negierenden Ausgang (Q₂) des ersten RS-Flipflops (1) abgenommen und über einen negierenden Schmitt-Trigger (N) und das RC-Glied (R, C) an den negierenden Rücksetzeingang (R₁) des ersten RS-Flipflops (1) zurückgeführt ist.