DE4205016C2 - Demodulator für Radio-Daten-Signale - Google Patents
Demodulator für Radio-Daten-SignaleInfo
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- H04H2201/10—Aspects of broadcast communication characterised by the type of broadcast system
- H04H2201/13—Aspects of broadcast communication characterised by the type of broadcast system radio data system/radio broadcast data system [RDS/RBDS]
Description
Die Erfindung geht aus von einem Demodulator für
Radio-Daten-Signale nach der Gattung des Hauptanspruchs.
Mit dem bekannten Radio-Daten-System können zusätzlich zu
den Audiosignalen Datensignale übertragen werden, die
beispielsweise den Namen des ausgestrahlten Programms oder
andere Information enthalten. Um beim UKW-Stero-Hörrundfunk
die Kompatibilität mit den Audiosignalen sowie mit
Verkehrsfunksignalen sicherzustellen, wird bei dem
Radio-Daten-System der auch beim Verkehrsfunk verwendete
Träger von 57 kHz mit den zu übertragenden Daten moduliert,
wobei allerdings die Seitenbänder außerhalb der für
verschiedene Signale des Verkehrsfunks benutzten
Modulationsfrequenzen liegen. Es wird dabei eine
Biphase-Codierung gewählt, die bewirkt, daß sich keine
Spektralanteile bei 57 kHz ergeben und der Takt implizit
mitübertragen wird. Das gesamte Spektrum des modulierten
Radio-Daten-Signals, im folgenden auch RDS-Signal genannt,
wird auf ±2,4 kHz begrenzt.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Demodulator
für RDS-Signale anzugeben, bei dem keine Einschwingzeiten
von Phasenregelschleifen auftreten.
Der erfindungsgemäße Demodulator mit den kennzeichnenden
Merkmalen des Hauptanspruchs hat ferner den Vorteil, daß er
nur digitale Bauelemente enthält, wodurch eine preiswerte
Realisierung als integrierter Schaltkreis möglich ist und
bei der Herstellung keine teuren Abgleicharbeiten
erforderlich sind.
Eine Realisierung des erfindungsgemäßen Demodulators ist
ferner durch geeignete Programme für Signalprozessoren oder
andere mikroelektronische Bauelemente möglich. Außerdem kann
ein erfindungsgemäßer Demodulator in vorteilhafter Weise in
einem Rundfunkempfänger gemäß der Patentanmeldung
P 41 03 062.1 der Anmelderin angewendet werden, bei dem
kurzzeitig eine Prüfung auf alternative Frequenzen erfolgt,
ohne daß der Empfang des jeweils eingestellten Senders
störend beeinträchtigt wird. Hierbei ist ein besonders
schnelles Einschwingen des Demodulators erforderlich.
Durch die in den Unteransprüchen aufgeführten Maßnahmen sind
vorteilhafte Weiterbildungen und Verbesserungen der im
Hauptanspruch angegebenen Erfindung möglich.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung
anhand mehrerer Figuren dargestellt und in der nachfolgenden
Beschreibung näher erläutert. Es zeigt:
Fig. 1 ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen
Demodulators,
Fig. 2 ein Blockschaltbild eines ersten in dem Demodulator
nach Fig. 1 enthaltenen Impulsformers,
Fig. 3 eine schematische Darstellung der RDS-Signalvektoren
in verschiedenen bei dem Demodulator nach Fig. 1
auftretenden Signalen,
Fig. 4 ein Blockschaltbild einer in dem Demodulator nach
Fig. 1 enthaltenen Schaltung zur Datentaktgewinnung
und
Fig. 5 Zeitdiagramme von Signalen, die bei der
Schaltungsanordnung nach Fig. 4 auftreten.
Gleiche Teile sind in den Figuren mit gleichen Bezugszeichen
versehen. Zähler sind durch ein Symbol "0, 1, 2...",
Speicher durch "MEM" und Schieberegister mit "SR"
gekennzeichnet. Dabei bedeutet "CL" Takteingang, "R"
Rücksetzeingang, "D" Dateneingang und "LD" Load-Eingang. Bei
Komparatoren sind die Eingangsgrößen mit X und Y bezeichnet
und die Ausgänge mit der jeweiligen Bedingung. Decoder,
welche eine vom Inhalt eines Zählers abhängige Information
erzeugen, sind durch den jeweiligen Zählerstand in eckigen
Klammern gekennzeichnet. Einige Ein- und Ausgänge sind in
Fig. 4 mit Pfeilen und Ziffern versehen, die darauf
hinweisen, von und zu welchen Teilen in Fig. 1 die
entsprechenden Signale geleitet werden.
Dem in Fig. 1 dargestellten Demodulator wird bei 1 das
empfangene Multiplexsignal zugeführt. In einem Bandpaß 2
wird aus dem Multiplexsignal das RDS-Signal gewonnen, dessen
Amplitude in einem anschließenden Begrenzer 3 begrenzt wird.
In einem Impulsformer 4 wird aus dem begrenzten RDS-Signal
ein Rechtecksignal mit einem Tastverhältnis von 50% erzeugt,
das die Phasenmodulation des RDS-Signals enthält und im
folgenden Signal A genannt wird.
Zur Erzeugung eines 57-kHz-Taktsignals dient ein
Quarzoszillator 6 mit einer Frequenz von 4,332 MHz, welche
mit einem ersten Zähler 7 und einem ersten Decoder 8 durch
76 geteilt wird. Sobald der erste Zähler 7, dem das
Ausgangssignal des Quarzoszillators 6 als Takt zugeführt
wird, bis 76 gezählt hat, wird dieses vom Decoder 8 erkannt
und der Zähler zurückgesetzt.
Mit Hilfe der Schaltungen 9 bis 15 wird das Signal A um eine
halbe Periode des RDS-Bittaktes verzögert. Dabei wird die
Phasenlage des Signals A auch im verzögerten Signal genau
eingehalten. Das verzögerte Signal wird im folgenden Signal
B genannt. Mit jeder positiven Flanke des Signals A wird der
Zählerstand des Zählers 7, der 7 Bit umfaßt, in einen
Speicher 9 übernommen. Damit steht der Phasenunterschied
zwischen dem mit Hilfe des Zählers 7 und des Decoders 8
erzeugten 57-kHz-Taktsignal und dem Signal A für die
jeweilige Flanke des Signals A fest. Dieser
Phasenunterschied wird mit Hilfe einer Verzögerungsschaltung
10 um eine halbe Bittaktperiode verzögert, was in
vorteilhafter Weise mit sieben Schieberegistern mit jeweils
einer Länge von 24 Bit erfolgt.
Die in den Speicher 9 geladenen Zählerstände werden mit
Flanken des Signals A bis zum Ausgang der Schieberegister
geschoben. Mit dem Komparator 11 wird das 7 Bit breite
Ausgangssignal der Schieberegister mit dem Zählerstand des
Zählers 7 verglichen. Das Ausgangssignal des Komparators
wird freigegeben, wenn der Zähler 7 nicht inkrementiert
wird, wozu das 4,332-MHz-Taktsignal über einen Invertierer
15 einem Enable-Eingang EN des Komparators zugeführt wird.
Sind das Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung 10 und der
Zählerstand gleich, wird ein Flip-Flop 12 gesetzt und der
Zähler 13 freigegeben, womit ein Impuls des Signals B
beginnt. Hat der Zähler 13 den Zählerstand 38 erreicht,
setzt ein Decoder 14 das Flip-Flop 12 wieder zurück, wodurch
der jeweilige "1"-Pegel des Signals B beendet und der Zähler
13 zurückgesetzt wird.
Aus den Signalen A und B wird in einer Schaltung 21, die
später anhand der Fig. 3 bis 4 näher erläutert wird, der
RDS-Datentakt DT gewonnen.
Ein Bittaktsignal wird aus dem 57-kHz-Taktsignal mit Hilfe
eines Frequenzteilers 22 und zweier Schieberegister 23, 24
abgeleitet. Der Frequenzteiler 22 erzeugt zunächst ein
19-kHz-Signal, das die Schieberegister 23, 24 taktet. Das
Schieberegister 23 wird bei jedem von der Schaltung 21
erzeugten Datenimpulssignal auf binär 1000 0000 geladen und
das Schieberegister 24 auf 0 gesetzt. Bei einem Schiebetakt
von 19 kHz fallen in eine RDS-Bittaktperiode 16
Schiebetakte. Nach acht Schiebetakten ist die Mitte des
Datensignals erreicht, das heißt, die ins Schieberegister 23
geladene "1" ist dann am Ausgang des Schieberegisters 24
angelangt. Solange kein Datentaktimpuls vorkommt, wird die
geladene "1" im Kreis durch die Schieberegister 23, 24
geschoben. Am Ausgang des Schieberegisters 24 erscheint sie
jeweils im Abstand einer RDS-Bittaktperiode. Der Vorteil der
Schaltung besteht darin, daß der Bittakt bei jedem Datentakt
neu synchronisiert wird.
Das Datenimpulssignal triggert ein Flip-Flop 25, so daß
Impulse entstehen, welche jeweils bei einem Impuls des
Datenimpulssignals von einem Pegel in den anderen übergehen.
Dieses Signal entspricht an sich dem RDS-Signal, wobei
allerdings die senderseitig erfolgte Differenzcodierung noch
enthalten ist. Diese wird mit Hilfe einer an sich bekannten
Schaltung 26 decodiert, so daß am Ausgang 27 das
demodulierte RDS-Signal ansteht.
Für die Schaltung 21 ist ein Tastverhältnis der Signale A
und B von 50% erforderlich. Dieses wird im Falle des Signals
B mit Hilfe des Zählers 13 in Verbindung mit dem Decoder 14
und dem Flip-Flop 12 sichergestellt. Im Falle des Signals A
wird im Impulsformer 4, von dem in Fig. 2 ein vorteilhaftes
Ausführungsbeispiel dargestellt ist, das Ausgangssignal des
Begrenzers dem Takteingang eines Flip-Flops 31 zugeführt,
dessen Dateneingang mit positiver Spannung beaufschlagt ist.
Durch die Vorderflanke des begrenzten modulierten
RDS-Signals wird das Flip-Flop 31 gesetzt. Der invertierende
Ausgang des Flip-Flops 31 ist mit dem Rücksetzeingang eines
Zählers 32 verbunden, der vom 4,332-MHz-Taktsignal getaktet
wird.
Sobald das Flip-Flop 31 gesetzt ist, beginnt der Zähler 32
zu zählen. Mit Hilfe eines Decoders 33 wird der Zähler 32
beim Zählerstand 38 durch Rücksetzen des Flip-Flops 31
ebenfalls zurückgesetzt. Wegen des Frequenzverhältnisses des
4,332-MHz-Takts zur Trägerfrequenz von 57 kHz des
RDS-Signals von 76:1 ist beim Zählerstand 38 die halbe
Periodendauer abgelaufen. Das Tastverhältnis des Signals am
Ausgang 34 beträgt deshalb 50%.
Fig. 3 stellt Signalvektoren der Signale A und B dar, wobei
Zeitpunkte ausgewählt wurden, zu denen die Phasen der
Signale ihren Extremwert aufweisen. Der Zeitabschnitt TD/2
entspricht einer halben Bittaktperiode. Bei einer
Differenzbildung der Signale A und B kommt es zu einer
Verdoppelung der Amplitude des RDS-Nutzsignals bzw. zu einer
Auslöschung. Damit bleiben Vektoren übrig, welche die
Phasendifferenz anzeigen. Weil die Phasendifferenzvektoren
vergleichsweise doppelt so groß sind wie die Signale bei
bekannten Demodulatoren, ist die Empfindlichkeit des hier
beschriebenen neuen RDS-Demodulators erheblich größer. Durch
die Empfindlichkeit ergeben sich beim RDS-Empfang eine Reihe
von Vorteilen. So ist beispielsweise Frequenz-Diversity auch
bei nur schwach empfangbaren Sendern möglich. Der PS
(Programm-Service-Name) kann bei schwach empfangbaren
Sendern wegen der kleineren Fehlerrate schneller ermittelt
werden bzw. das Lesen des PS wird bei sehr schwachen Sendern
erst ermöglicht.
Fig. 4 zeigt Einzelheiten der Schaltung 21 (Fig. 1). Die
Signale A und B werden Eingängen 41, 42 zugeführt und mit
Hilfe einer Exklusiv-Oder-Schaltung 43 miteinander
verknüpft. Das entstandene Signal E wird zum Rücksetzen
eines Zählers 45 und nach einer Invertierung bei 44 zum
Rücksetzen eines Zählers 46 verwendet. Beide Zähler 45, 46
werden von einem bei 47 zugeführten 4,332-MHz-Taktsignal
getaktet.
Die Ausgänge der Zähler 45, 46 sind mit je einem Komparator
49, 50 verbunden, dem über einen weiteren Eingang 51 ein
Sollwert S1 zuführbar ist. Bei Gleichheit der Signale an den
Komparatoreingängen geben die Komparatoren jeweils ein
Signal V1 bzw. V2 ab, das je einem Takteingang eines
weiteren Zählers 52 und 53 zugeführt wird.
Die Ausgänge der Zähler 52, 53 sind mit Eingängen weiterer
Komparatoren 54, 55 verbunden, die ferner mit einem zweiten
Sollwert S2 beaufschlagt sind, der über einen Eingang 56
zugeführt wird. Im Falle von Gleichheit der jeweils einem
Komparator zugeführten Signale steht an den Ausgängen der
Komparatoren 54, 55 ein Signal V3 bzw. V4 an, mit dem ein
Flip-Flop 57 gesetzt oder zurückgesetzt wird. Ein Ausgang 58
des Flip-Flops 57 bildet den Ausgang der Schaltungsanordnung
nach Fig. 4 und ist außerdem mit dem Rücksetzeingang des
Zählers 52 verbunden. Der andere Ausgang des Flip-Flops 57
ist an den Rücksetzeingang des Zählers 53 angeschlossen.
Im folgenden wird die Funktion der Schaltungsanordnung nach
Fig. 4 unter Bezugnahme auf die in Fig. 5 dargestellten
Signale erläutert. Die gleichlautend mit Fig. 4 bezeichneten
Signale sind in Fig. 5 in vier verschiedenen Zeitabschnitten
T1 bis T4 dargestellt, was durch die punktierten Linien
angedeutet ist. Die Impulsbreiten der Signale E und E sind
von der Phasendifferenz der Signale A und B abhängig. Und
zwar ist die Impulsbreite des Signals E kleiner als
diejenige des Signals , wenn die Phasendifferenz kleiner
als 90° ist. Dieses ist während der beiden Zeitabschnitte T1
und T2 der Fall. In den Zeitabschnitten T3 und T4 ist die
Phasendifferenz jedoch größer, weshalb die Impulsbreite bzw.
das Tastverhältnis des Signals E größer als beim Signal
ist.
Bei kleinen Phasenunterschieden erreicht der Zähler 45 den
Sollwert S1 öfter innerhalb einer Periode der Signale A und
B als der Zähler 46. Dadurch wird der Zähler 52 so häufig
inkrementiert, daß er während einer halben Bittaktperiode
des RDS-Signals den Sollwert S2 erreicht, während der Zähler
53 rückgesetzt bleibt. Daraufhin wird über das Signal V3 das
Flip-Flop 57 gesetzt. Bei großen Phasenunterschieden, das
heißt, wenn kein Pegelwechsel des RDS-Datensignals vorliegt,
hat sich das Tastverhältnis von E und gegenüber dem
beschriebenen Fall umgekehrt, so daß der Zähler 46 öfter den
Sollwert S1 erreicht als der Zähler 45. Dementsprechend
erreicht der Zähler 53 den Wert S2 und der Zähler 52 bleibt
rückgesetzt. Damit wird über den Komparator 50 das Flip-Flop
57 zurückgesetzt. Nach jedem Kippen des Flip-Flops 57 wird
jeweils einer der Zähler 52, 53 zur Zählung freigegeben und
der andere gesperrt. Durch die wechselseitige Verriegelung
der Zähler wird die Störsicherheit der Schaltung erhöht. Das
somit entstandene Datenimpulssignal DT wird dem Flip-Flop 25
(Fig. 1) zugeführt.
Die Sollwerte S1 und S2 sind derart ausgelegt, daß ein
Setzen bzw. Rücksetzen des Flip-Flops 57 auch bei gestörten
Empfangssignalen unkritisch ist, solange die eine oder
andere Phasenlage des RDS-Signals überwiegt.
Claims (9)
1. Demodulator für Radio-Daten-Signale, deren Übertragung
durch Phasenumtastung eines unterdrückten Hilfsträgers
erfolgt, dadurch gekennzeichnet,
- - daß das empfangene hilfsträgerfrequente Signal um eine halbe Periode des Bittaktes des Radio-Daten-Signals verzögert wird,
- - daß die Phasendifferenz zwischen dem empfangenen und dem verzögerten hilfsträgerfrequenten Signal gemessen wird und
- - daß ein Datenimpulssignal abgeleitet wird, das in Abhängigkeit vom Vorzeichen der gemessenen Phasendifferenz einen ersten oder einen zweiten Pegel einnimmt.
2. Demodulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß das empfangene hilfsträgerfrequente Signal vor der
Verzögerung in ein Rechtecksignal umgewandelt wird.
3. Demodulator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,
daß zur Erzeugung des verzögerten hilfsträgerfrequenten
Signals ein Oszillator, der ein Vielfaches der Frequenz des
Hilfsträgers erzeugt, und ein Zähler vorgesehen sind, der
bei einem Zählerstand zurückgesetzt wird, der dem Vielfachen
entspricht, daß der Zählerstand, der bei jeweils einer
Flanke des Rechtecksignals vorhanden ist, um eine halbe
Bittaktperiode verzögert wird und daß eine Flanke des
verzögerten hilfsträgerfrequenten Signals (B) abgeleitet
wird, wenn der Zählerstand dem verzögerten Zählerstand
entspricht.
4. Demodulator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,
daß die Verzögerung mittels Schieberegister erfolgt.
5. Demodulator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,
daß ein weiterer Zähler vorgesehen ist, der mit dem
Vielfachen der Frequenz des Hilfsträgers getaktet wird und
der mit einer Flanke des verzögerten hilfsträgerfrequenten
Signals (B) gestartet und bei Erreichen des halben
Vielfachens gestoppt wird, womit eine weitere Flanke des
verzögerten hilfsträgerfrequenten Signals (B) abgeleitet
wird.
6. Demodulator nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß der Pegel des Datenimpulssignals
nur dann geändert wird, wenn sich die Phase des
hilfsträgerfrequenten Signals (A) in vorgebbarem Maß
gegenüber der Phase des verzögerten hilfsträgerfrequenten
Signals (B) geändert hat.
7. Demodulator nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet,
daß Zähler (45, 52; 46, 53) zur Auszählung von Impulsen (E,
) mit Taktimpulsen des Oszillators (6) vorgesehen sind und
daß bei Erreichen jeweils eines vorgegebenen Zählerstandes
das Datenimpulssignal auf den entsprechenden Pegel gesetzt
wird.
8. Demodulator nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet,
daß die während der Phasenunterschiede zwischen dem
hilfsträgerfrequenten Signal (A) und dem verzögerten
hilfsträgerfrequenten Signal (B) gezählten Taktsignale für
beide Vorzeichen der Phasenabweichung getrennt mit einem
ersten Sollwert verglichen werden, daß jeweils bei Erreichen
des ersten Sollwertes ein weiterer Zähler (52, 53) je
Vorzeichen der Phasenabweichung getaktet wird und daß die
Zählerstände der weiteren Zähler (52, 53) mit einem weiteren
Sollwert verglichen werden und daß einer der Pegel des
Datenimpulssignals gesetzt wird, sobald einer der weiteren
Zähler (52, 53) den weiteren Sollwert erreicht.
9. Demodulator nach einem der Ansprüche 6 bis 8, dadurch
gekennzeichnet, daß die Zähler (52, 53) über ein Flip-Flop
(57) wechselseitig freigegeben und rückgesetzt werden.
Priority Applications (6)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19924205016 DE4205016C2 (de) | 1992-02-19 | 1992-02-19 | Demodulator für Radio-Daten-Signale |
PCT/DE1993/000158 WO1993017509A1 (de) | 1992-02-19 | 1993-02-18 | Demodulator für radio-daten-signale |
EP93903821A EP0627138B1 (de) | 1992-02-19 | 1993-02-18 | Demodulator für radio-daten-signale |
ES93903821T ES2090964T3 (es) | 1992-02-19 | 1993-02-18 | Desmodulador para señales de datos de radio. |
AT93903821T ATE140349T1 (de) | 1992-02-19 | 1993-02-18 | Demodulator für radio-daten-signale |
US08/290,756 US5436591A (en) | 1992-02-19 | 1993-02-18 | Demodulator for radio data signals |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19924205016 DE4205016C2 (de) | 1992-02-19 | 1992-02-19 | Demodulator für Radio-Daten-Signale |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE4205016A1 DE4205016A1 (de) | 1993-09-02 |
DE4205016C2 true DE4205016C2 (de) | 1995-07-20 |
Family
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Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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DE19924205016 Expired - Fee Related DE4205016C2 (de) | 1992-02-19 | 1992-02-19 | Demodulator für Radio-Daten-Signale |
Country Status (1)
Country | Link |
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DE (1) | DE4205016C2 (de) |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE4103062C2 (de) * | 1991-02-01 | 1994-03-31 | Blaupunkt Werke Gmbh | Rundfunkempfänger |
-
1992
- 1992-02-19 DE DE19924205016 patent/DE4205016C2/de not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE4205016A1 (de) | 1993-09-02 |
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Legal Events
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